JP3144283B2

JP3144283B2 - 遅延検波装置

Info

Publication number: JP3144283B2
Application number: JP27534095A
Authority: JP
Inventors: 嘉夫浦部; 均高井; 秀聡山▲さき▼
Original assignee: Panasonic Corp; Matsushita Electric Industrial Co Ltd
Current assignee: Panasonic Corp; Panasonic Holdings Corp
Priority date: 1995-10-24
Filing date: 1995-10-24
Publication date: 2001-03-12
Anticipated expiration: 2015-10-24
Also published as: CN1156368A; KR970024757A; JPH09116586A; EP0771097A2; KR100301887B1; EP0771097B1; DE69636616D1; DE69636616T2; US5828707A; HK1001468A1; EP0771097A3; CN1096169C

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する技術分野】本発明は、位相変調信号から
データを復号するための遅延検波をディジタル信号処理
によって実現する遅延検波装置に関するものである。

【０００２】

【従来の技術】移動通信の分野をはじめとするディジタ
ル伝送において、位相変調信号の復調に遅延検波が広く
用いられている。この理由は、遅延検波では、位相変調
信号の当該シンボルのタイムスロットと先行シンボルの
タイムスロットとにおける位相差を検出するために、移
動通信の特徴であるフェージング現象の影響を受けにく
いからである。

【０００３】遅延検波の方法としては、中間周波信号
と、それを所定数のシンボルの時間だけ遅延させた信号
とを乗算する方法が一般的であった。しかし近年、ディ
ジタル信号処理の普及に伴い、特開昭６３−１５３９４
２号公報，実開平２−７０５４２号公報に記載されるよ
うな、ベースバンド遅延検波装置が考案されている。ベ
ースバンド遅延検波装置では、取り扱う信号の周波数が
低いため、中間周波信号を直接演算する方法よりもディ
ジタル処理に適している。

【０００４】以下図面を参照しながら、上記した従来の
遅延検波装置の一例について説明する。

【０００５】図１０は従来のベースバンド遅延検波装置
の構成例を示すものである。図１０において、i(t),q
(t)は、変調波を準同期直交検波して得られたベースバ
ンド信号であり、それぞれ同相成分，直交成分を表す。
２１と２２は標本化器で、ベースバンド信号i(t),q(t)
を一定時間T毎にサンプリングする。２３と２４は遅延
器、２５と２６と２７と２８は乗算器、２９は加算器、
３０は減算器で、これらは遅延検波演算部３３を構成す
る。また、３１と３２は検波後フィルタである。

【０００６】以上のように構成された遅延検波装置につ
いて、以下その動作について説明する。

【０００７】まず、標本化器２１は、時刻t=nT(但しnは
整数; n=..,-1,0,1,2,..)においてベースバンド信号の
同相成分I(t)をサンプリングし、標本化ベースバンド信
号の同相成分I(nT)を得る。標本化ベースバンド信号の
同相成分I(nT)は、直接乗算器２５へ入力するものと、
遅延器２３で１シンボル時間ｍＴだけ遅延されてから乗
算器２５へ入力するものI{(n-m)T}とになる。但し、mは
１シンボル時間当りのサンプル数を表す自然数である。
同様に、標本化器２２は、時刻t=nT(但しnは整数; n
=..,-2,-1,0,1,2,..)においてベースバンド信号の直交
成分Q(t)をサンプリングし、標本化ベースバンド信号の
直交成分Q(nT)を得る。標本化ベースバンド信号の直交
成分Q(nT)は、直接乗算器２６へ入力するものと、遅延
器２４で１シンボル時間長ｍＴだけ遅延されてから乗算
器２６へ入力するものQ{(n-m)T}とになる。前記乗算器
２５の出力と前記乗算器２６の出力は加算器２９で加算
され、一方の検波出力E1 (nT)となる。もう一方の検波
出力E2(nT)は、遅延器２３と標本化器２２の出力を乗算
器２７へ、遅延器２４と標本化器２１の出力を乗算器２
８へ各々入力し、前記乗算器２７と前記乗算器２８の出
力を減算器３０に入力して得られる。すなわち、遅延検
波演算部３３では、信号の組(I(nT),Q(nT))および(I{(n
-m)T},{Q{(n-m)T})に対してベクトル演算を行い、復調
ベースバンド信号の組(E1(nT),E2(nT))を出力する。具
体的には、（数８）の演算を行うことになる。

【０００８】

【数８】

【０００９】この演算は、以下に示すように、複素数の
乗算と解釈することができる。まず、jを虚数単位とし
て、I(nT)とQ(nT)の組を、A(nT)=I(nT)+jQ(nT)なる複素
数と解釈する。同様に、I{(n-m)T}とQ{(n-m)T}の組を、
A{(n-m)T}=I{(n-m)T}+jQ{(n-m)T}なる複素数と解釈す
る。このとき、E1(nT)+jE2(nT)は、A(nT)と、A{(n-m)T}
の複素共役との乗算結果に相当している。従って、遅延
検波演算部の出力する複素数E1(nT)+jE2(nT)の位相は、
A(nT)の位相とA{(n-m)T}の位相との差に相当する。以上
のようにして、標本化ベースバンド信号I(nT)+jQ(nT)と
１シンボル前の標本化ベースバンド信号I{(n-m)T}+jQ
{(n-m)T}とのベクトル演算が実行され、位相差が検出さ
れる。更に、前記加算器２９の出力する検波出力E1(nT)
と前記減算器３０の出力する検波出力E2(nT)は、各々検
波後フィルタ３１と検波後フィルタ３２で高域の雑音成
分がろ波され、復調ベースバンド信号C1(nT),C2(nT)と
なる。従って、シンボル間の位相差に割り当てて伝送さ
れた情報データを、復調ベースバンド信号C1(nT),C2(n
T)から復号することができる。

【００１０】

【発明が解決しようとする課題】しかしながら上記のよ
うな構成では、ベクトル演算を実行する遅延検波演算部
のハードウェアとして４つの乗算器と、２つの加減算器
と、２つの遅延器が必要であるため、例えばＬＳＩ化す
る際にゲート規模が大きくなり、小型化、軽量化に適し
ていないという問題点を有していた。

【００１１】本発明は上記問題点に鑑み、ベクトル演算
部の回路規模を削減し、かつ検波性能を劣化させること
なく検波後フィルタの回路規模を削減して、全体のハー
ドウェア規模の小さい、ＬＳＩ化が容易な遅延検波装置
を提供することを目的とする。

【００１２】

【課題を解決するための手段】上記問題点を解決するた
めに本発明の遅延検波装置は、位相変調信号を直交検波
して得られるベースバンド信号の同相成分と直交成分を
それぞれ一定のサンプル周期毎にサンプリングする２個
の標本化器と、前記２個の標本化器がそれぞれ出力する
標本化ベースバンド信号の同相成分および標本化ベース
バンド信号の直交成分を入力して（数１）の演算を行
い、検波信号の第１成分および検波信号の第２成分を出
力する遅延検波演算部と、前記検波信号の第１成分と前
記検波信号の第２成分とから２系列の復調ベースバンド
信号を得る２個の検波後フィルタとを備え、前記検波後
フィルタの伝達関数が（数２）で与えられるように構成
したものである。

【００１３】

【発明の実施の形態】本発明は上記した構成によって、
遅延検波演算部で標本化ベースバンド信号I(nT),Q(nT)
から（数１）の演算により検波信号F1(nT),F2(nT)を生
成し、次に（数２）の伝達関数を持つフィルタで検波信
号F1(nT),F2(nT)の低域ろ波を行うことにより、ベース
バンド信号の所定のシンボル数の時間間隔での位相差の
情報を表す復号ベースバンド信号を取り出す。従って、
遅延検波演算における乗算および加減算の数が少いのに
加え、乗算器を使用せずに検波後フィルタを構成するこ
とができるので、ハードウェア規模を小さくすることが
できる。

【００１４】以下本発明の一実施例の遅延検波装置につ
いて、図面を参照しながら説明する。

【００１５】図１は本発明の実施例における遅延検波装
置のブロック構成図を示すものである。図１において、
１は第１標本化器、２は第２標本化器、３は遅延検波演
算部、４は第１検波後フィルタ、５は第２検波後フィル
タである。第１標本化器１は、ベースバンド信号の同相
成分i(t)をサンプリングして標本化ベースバンド信号の
データ列I(nT)に変換し、遅延検波演算部３に入力す
る。ここで、ｎは整数(n=...-1,0,1,2...)、Ｔはサンプ
ル周期である。同様に、第２標本化器２はベースバンド
信号の直交成分q(t)をサンプリングして標本化ベースバ
ンド信号のデータ列Q(nT)に変換し、遅延検波演算部３
に入力する。遅延検波演算部３は、この２つの標本化ベ
ースバンド信号I(nT),Q(nT)から（数１）の演算を行
い、一方の検波信号F1(nT)を第１検波後フィルタ４へ、
もう一方の検波信号F2(nT)を第２検波後フィルタ５へ入
力する。第１検波後フィルタ４と第２検波後フィルタ５
は各々検波信号F1(nT),F2(nT)の低域ろ波を行い、復調
ベースバンド信号D1(nT),D2(nT)を得る。

【００１６】図２は遅延検波演算部３の構成図である。
この遅延検波演算部３は第１セレクタ１１と、第２セレ
クタ１２と、遅延器１３と、符号反転器１４と、第１乗
算器１５と、第２乗算器１６とで構成され、（数１）の
演算を行う。

【００１７】以上のように構成された遅延検波演算部に
ついて、以下図２を用いてその動作を説明する。

【００１８】標本化ベースバンド信号I(nT),Q(nT)を第
１セレクタ１１と第２セレクタ１２の両方へ入力する。
この時、第２セレクタに入力されるI(nT)は符号反転器
１４で-I(nT)となる。第１セレクタ１１は、サンプル周
期Ｔ毎に同時の入力されるI(nT)とQ(nT)を交互に選択
し、データS1(nT)を出力する。第２セレクタ１２は、第
１セレクタ１１と逆の-I(nT)とQ(nT)を選択し、データS
2(nT)を出力する。前記第１セレクタ１１の出力S1(nT)
は、直接第１乗算器１５へ入力するものと、遅延器１３
で１シンボル時間長ｍＴだけ遅延されてから第１乗算器
１５と第２乗算器１６へ入力するものS1{(n-m)T}とにな
る。ここで、ｍはシンボル当たりのサンプル数である。
第１乗算器１５の出力F1(nT)を（数９）に示す。

【００１９】

【数９】

【００２０】一方、前記第２セレクタ１２の出力S2(nT)
を第２乗算器１６に入力する。第２乗算器１６の出力F2
(nT)を（数１０）に示す。

【００２１】

【数１０】

【００２２】以上のようにして、（数１）で示される検
波信号F1(nT)とF2(nT)を生成する。後で述べるように、
遅延検波部が従来例と同等の動作をするためにはサンプ
ル速度を従来例の２倍にする必要がある。そこで、従来
例に対して本実施例のサンプリング周波数が２倍である
として、この時の本実施例の検波信号F1(nT),F2(nT)
と、図１０の従来例における検波信号（以下、従来の検
波信号と記す）E1(nT),E2(nT)との比較を（表１）に示
す。ここで、シンボル当りのサンプル数ｍは４（従来例
においてはシンボル当りのサンプル数は２）とした。ま
た、整数ｎは１から８について示した。

【００２３】

【表１】

【００２４】（表１）から分かるように、検波信号F1(n
T)は標本化ベースバンド信号の同相成分の積I(nT)・I{(n
-m)T}と直交成分の積Q(nT)・Q{(n-m)T}をサンプル毎に交
互に入れ替えたものである。これに対して、２サンプル
に１回の割合で計算される従来の検波信号E1(nT)は、標
本化ベースバンド信号の同相成分の積I(nT)・I{(n-m)T}
と直交成分の積Q(nT)・Q{(n-m)T}を加算したものであ
る。同様に、検波信号F2(nT)は標本化ベースバンド信号
の同相成分と直交成分の積I{(n-m)T}・Q(nT)と-I(nT)・Q
{(n-m)T}をサンプル毎に交互に入れ替えたものであり、
従来の検波信号E2(nT)は、標本化ベースバンド信号の同
相成分と直交成分の積I{(n-m)T}・Q(nT)と-I(nT)・Q{(n-
m)T}を加算したものである。すなわち、本実施例の検波
信号F1(nT)は、従来の検波信号E1(nT)の加算前の２つの
積項を分割して交互に出力したものであり、検波信号F2
(nT)は、従来の検波信号E2(nT)の加算前の２つの積項を
分割して交互に出力したものである。各項の成分を別々
に見ると、それぞれの成分は２サンプルに１回しか出力
されないので、（表１）のように、従来例に対してサン
プリング周波数を２倍にしたとき、従来例と同等の動作
が得られる。特に、間の抜けたサンプルを十分滑らかに
補間するような特性の検波後フィルタを使用すると、検
波後フィルタの出力は、本実施例と従来例で全く等価に
なる。

【００２５】図３は、検波信号F1(nT)と従来の検波信号
E1(nT)、復調ベースバンド信号D1(nT)と従来例の復調ベ
ースバンド信号C1(nT)の波形図である。（表１）と同じ
く、整数ｎは１から８、シンボル当たりのサンプル数ｍ
は４とした。

【００２６】以下図３を用いて、復調ベースバンド信号
D1(nT)の生成方法を説明する。まず、検波信号F1(nT)が
(a)の○印であるとする。ここで、実線上の○印は標本
化ベースバンド信号の同相成分の積I(nT)・I{(n-m)T}、
破線上の○印は直交成分の積Q(nT)・Q{(n-m)T}である。
一方、従来の検波信号E1(nT)は、標本化ベースバンド信
号の同相成分の積I(nT)・I{(n-m)T}と直交成分の積Q(nT)
・Q{(n-m)T}を加算したものであるから、実線と破線を加
算して(c)の○印のようになる。

【００２７】次に、従来の復調ベースバンド信号C1(nT)
は、(c)の検波信号E1(nT)を第１検波後フィルタ４で低
域ろ波して、平滑化された(d)の実線上の○印となる。
同様に、(a)の検波信号F1(nT)を第１検波後フィルタ４
で低域ろ波すると、シンボル内の急激な信号変化が除去
されて滑らかに補間され、(b)の実線上の○印が得られ
る。これは、標本化ベースバンド信号の同相成分の積I
(nT)・I{(n-m)T}と直交成分の積Q(nT)・Q{(n-m)T}の加算
結果に相当する。すなわち、低域ろ波により、従来の復
調ベースバンド信号C1(nT)と等価な復調ベースバンド信
号D1(nT)を生成することができる。

【００２８】以上、復調ベースバンド信号D1(nT)の生成
方法を説明したが、同様にもう一方の検波信号F2(nT)か
ら第２検波後フィルタ５を用いて、復調ベースバンド信
号D2(nT)を生成することができる。

【００２９】上記復調ベースバンド信号D1(nT)とD2(nT)
は、それぞれ変調信号の１シンボル時間間隔での位相差
の余弦成分および正弦成分に比例する量である。従っ
て、この２組の量から位相差が決定できるので、任意の
位相変調信号の復号を行うことができる。特に、D1(nT)
およびD2(nT)の正負をそれぞれ判定するだけで、π/4-D
QPSKの復号ができる。なぜならば、４種類の位相差(1/
4)π,(3/4)π,(5/4)π,(7/4)πに対して、その余弦成分
および正弦成分の正負の組合せが１対１に対応するから
である。このように、本実施例の構成は、π/4-DQPSKの
復号に最適なものである。同様に、D1(nT)+D2(nT)およ
びD1(nT)-D2(nT)の正負をそれぞれ判定することによ
り、DQPSKの復号ができる。また、DBPSKに対してはD1(n
T)のみの正負判定で、π/2-DBPSKに対してはD2(nT)のみ
の正負判定でそれぞれ復号が可能である。

【００３０】次に、検波後フィルタ４，５について詳細
に説明する。上記検波後フィルタ４および５には、伝達
関数が（数２）であるものを用いる。このようなフィル
タは、例えば図４の構成で実現できる。ここで、３１は
（数３）の伝達関数を持つフィルタ、また３２は（数
４）の伝達関数を持つフィルタである。

【００３１】まず、フィルタ３１の動作を、（表１）に
基づいて説明する。ｎ＝３の場合を考えると、フィルタ
３２の出力は、（数１１）のようになる。但し、簡単の
ため係数αを1/2とした。

【００３２】

【数１１】

【００３３】（数１１）の第２項は、n=2の時刻のQ(nT)
・Q{(n-m)T}に相当している。また、第１項と第３項の和
は、n=2の時刻の前後のサンプル、つまりn=1およびn=3
の時刻のサンプルから、I(nT)・I{(n-m)T}に相当する信
号を直線補間により生成したものと解釈することができ
る。これにより、結果として、従来例のn=2における検
波出力とほぼ等価な出力が得られることになる。以上の
動作に基づき、以下、このフィルタ３１を直線補間フィ
ルタと呼ぶことにする。

【００３４】直線補間フィルタ３１は、実際には図５の
ように、（数５）の伝達関数を持つ２個のフィルタ４
０、４５の縦続接続で構成することができる。

【００３５】ここで、４１、４６は１サンプルの遅延を
行うレジスタ、４２、４３、４７、４８は1/2の係数乗
算手段、４４、４９は加算器である。取り扱う信号が２
進ディジタル信号である場合、係数乗算手段４２、４
３、４７、４８は、１ビットのシフトで実現できる。こ
の機能は、ハードウェアでは、信号線の接続を１本ずつ
ずらすことで実現できるので、このための特別な回路は
不要である。このため、乗算器を使わずにディジタルフ
ィルタを構成することができる。また、このように、２
サンプル分の信号の加算を行う部分毎にで1/2の係数を
掛けておくと、大振幅の入力に対してフィルタ回路内で
オーバーフローが発生するのを防止することができる。
なお、図５では1/2の係数乗算手段を加算器の入力側に
置いたが、もちろん、加算器の出力側に置いても良い。

【００３６】次に、フィルタ３２の動作について説明す
る。このフィルタ３２は、過去のkサンプル分の信号を
加算した結果を出力するものであり、言い換えるとkT時
間分の信号の積分を行うフィルタであると言える。よっ
て、以下このフィルタ３２を積分フィルタと呼ぶことに
する。kの大きさは、フィルタのカットオフ周波数を決
定する要因であり、サンプリング周波数、対象とする変
調方式、雑音環境などの要因によりその値を適切に設定
する。通常は、kTをシンボル時間程度に選ぶのが一般的
である。本発明の構成では、遅延検波演算部の信号を交
互に切替えるので、kを偶数に選ぶのが好ましい。ま
た、kの値が小さいほど回路規模を小さくできるが、k=2
とすると、カットオフ周波数が高すぎて検波信号の折り
返し歪みが発生し、検波性能を劣化させるので、kを4以
上にするのが好ましい。以上の理由から、k=4とするの
が、回路規模と検波性能のバランスの点から最適であ
る。

【００３７】積分フィルタ３２は、任意のkに対して図
６のような、乗算器を用いないトランスバーサルフィル
タとして構成することができる。図６において、５１，
５２，・・・，５ｋは１サンプルの遅延を行うレジス
タ、５０は加算器である。しかし、k=4とした場合には
特に図７のように、（数６）の伝達関数を持つフィルタ
６０と（数７）の伝達関数を持つフィルタ６５との縦続
接続で構成することができる。この構成によると、図５
のフィルタ構成と同様に、乗算器が不要で、かつオーバ
ーフローを防止することができる。

【００３８】検波後フィルタを簡単にするためには、検
波後フィルタとして上記積分フィルタのみを用いること
も考えられる。しかし、次に説明するように、積分放電
フィルタのみでは高域の減衰特性が不十分なため折り返
し歪みが発生し、検波性能を低下させる。

【００３９】図８は、積分フィルタのみの周波数応答
（振幅特性）と、本実施例の検波後フィルタ、すなわち
直線補間フィルタと積分フィルタを縦続接続したものの
周波数特性（振幅応答）とを比較した図である。破線は
積分フィルタのみの特性、実線は本実施例の検波後フィ
ルタの特性である。本実施例の場合、先に説明したよう
に、演算結果を項別に見ると、各項の成分は１サンプル
おきにしか存在しないので、実質のサンプリング周波数
は、実際のサンプリング周波数(すなわち1/T)の半分、
つまり0.5*(1/T)である。従って、検波後フィルタの入
力には、実質のサンプリング周波数の1/2である0.25*(1
/T)から、本来のサンプリング周波数の1/2である0.5*(1
/T)までの間には、低域成分の折り返し成分がある。こ
の折り返し成分が復調ベースバンド信号に現れると、図
３で説明した復調ベースバンド信号D1(nT),D2(nT)は実
際には滑らかにならずに鋸歯状の雑音（つまり折り返し
歪み）が乗った信号となってしまう。従って、折り返し
歪みにより検波特性が劣化することのないように、検波
後フィルタでは、0.25*(1/T)以上の周波数成分を十分に
減衰させる必要がある。

【００４０】図８によると、積分フィルタのみの場合
（破線）は、0.25*(1/T)以上の領域に約-6dBの大きさの
応答部分があるが、本実施例の場合（実線）は、0.25*
(1/T)以上の領域の応答は最大でも-12dB以下に収まって
いる。従って、本実施例のように、検波後フィルタに直
線補間フィルタを導入することにより、回路規模を過大
にすることなく効果的に折り返し歪みの影響を軽減する
ことができる。

【００４１】なお、上記実施例においては、遅延検波演
算部３における遅延器１３の遅延時間は、１シンボルの
時間と等しく、共にｍサンプル分の時間としたが、遅延
器１３の遅延時間はシンボル時間の整数倍であっても良
いこの場合、遅延検波装置は変調信号の整数シンボル時
間間隔での位相差を検出するものとして動作する。

【００４２】次に、本発明の第２の実施例の遅延検波装
置について説明する。図９は、本発明の第２の実施例の
遅延検波装置の構成を示すブロック図である。図９にお
いて、６は加算器、７は減算器である。他の要素は図１
と同様である。図９においては、遅延検波演算部３の出
力F1(nT),F2(nT)を直接検波後フィルタ４、５に入力す
るのではなく、加算器６と減算器７でF1(nT)とF2(nT)と
の和G1(nT)およびF1(nT)とF2(nT)との差G2(nT)を生成
し、それらを検波後フィルタ４、５にそれぞれ入力する
点が、図１の場合と異なっている。その他の部分は図１
と同様である。

【００４３】本実施例によると、検波後フィルタから出
力される復調ベースバンド信号P1(nT),P2(nT)は、変調
信号の位相差をπ/4回転させた量の余弦成分および正弦
成分に比例することになる。従って、P1(nT)とP2(nT)の
正負を直接判定することでDQPSKの復号が可能となる。
このように、本実施例の構成は、DQPSKの復号に適する
ものである。

【００４４】

【発明の効果】以上のように本発明によれば、位相変調
信号を直交検波して得られるベースバンド信号の同相成
分と直交成分をそれぞれ一定のサンプル周期毎にサンプ
リングする２個の標本化器と、前記２個の標本化器がそ
れぞれ出力する標本化ベースバンド信号の同相成分およ
び標本化ベースバンド信号の直交成分を入力して（数
１）の演算を行い検波信号の第１成分および検波信号の
第２成分を出力する遅延検波演算手段と、前記検波信号
の第１成分と前記検波信号の第２成分とから２系列の復
調ベースバンド信号を得る２個の検波後フィルタとを備
え、前記検波後フィルタの伝達関数を（数２）としたの
で、折り返し歪みによる検波性能の劣化を起こすことな
く乗算および加減算を少くし、検波性能が良く且つハー
ドウェア規模の小さい遅延検波装置を実現することがで
きる。

【００４５】また、前記２個の検波後フィルタの一方は
前記検波信号の第１成分を入力とし、他方は前記検波信
号の第２成分を入力とすることにより、復調ベースバン
ド信号の正負を判定するだけでπ/4-DQPSKの復号ができ
る。

【００４６】また、前記２個の検波後フィルタの一方は
前記検波信号の第１成分と前記検波信号の第２成分との
和を入力とし、他方は前記検波信号の第１成分と前記検
波信号の第２成分との差を入力とすることにより、復調
ベースバンド信号の正負を判定するだけでDQPSKの復号
ができる。

【００４７】また、前記検波後フィルタを、伝達関数が
（数３）である直線補間フィルタと、伝達関数が（数
４）である積分フィルタとを縦続接続した構成とするこ
とにより、乗算器を使用することなく検波後フィルタを
構成できるので、回路規模を更に小さくすることができ
る。

【００４８】また、前記直線補間フィルタを、伝達関数
が（数５）である平均化フィルタを２段縦続接続した構
成とすることにより、前記直線補間フィルタの内部での
オーバーフローを防止できると共に、構成を更に簡単化
できる。

【００４９】また、前記積分フィルタの伝達関数のｋを
４とし、伝達関数が（数６）のフィルタと、伝達関数が
（数７）のフィルタとを縦続して構成することにより、
前記積分フィルタの内部でのオーバーフローを防止でき
ると共に、構成を更に簡単化できる。

【００５０】また、前記遅延検波演算手段を、前記標本
化ベースバンド信号の同相成分と直交成分とを前記一定
のサンプル周期毎に交互に選択し偶数番めのサンプル時
刻においては前記標本化ベースバンド信号の同相成分を
出力し奇数番めのサンプル時刻においては前記標本化ベ
ースバンド信号の直交成分を出力する第１セレクタと、
前記標本化ベースバンド信号の同相成分の正負を反転し
反転同相成分を出力する符号反転器と、前記反転同相成
分と前記標本化ベースバンド信号の直交成分とを前記一
定のサンプル周期毎に交互に選択し偶数番めのサンプル
時刻においては前記標本化ベースバンド信号の直交成分
を出力し奇数番めのサンプル時刻においては前記反転同
相成分を出力する第２セレクタと、前記第１セレクタの
出力を前記所定数のシンボル時間間隔だけ遅延する遅延
器と、前記遅延器の出力と前記第１セレクタの出力との
乗算を行う第１乗算器と、前記遅延器の出力と前記第２
セレクタの出力との乗算を行う第２乗算器とから構成し
たことにより、（数１）の演算を最小限の回路で効率良
く行うことができる。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明の第１の実施例における遅延検波装置の
構成を示すブロック図

【図２】本発明の第１の実施例における遅延検波演算部
の構成を示すブロック図

【図３】本発明の第１の実施例における検波信号と復調
ベースバンド信号の波形概念図

【図４】本発明の第１の実施例における検波後フィルタ
のブロック図

【図５】本発明の第１の実施例における直線補間フィル
タのブロック図

【図６】本発明の第１の実施例における積分フィルタの
一般構成例を示すブロック図

【図７】本発明の第１の実施例におけるｋ＝４の場合の
積分フィルタの構成を示すブロック図

【図８】本発明の第１の実施例における検波後フィルタ
の周波数特性を示す図

【図９】本発明の第２の実施例における遅延検波装置の
構成を示すブロック図

【図１０】従来の遅延検波装置の構成を示すブロック図

【符号の説明】

１，２標本化器３遅延検波演算部４，５検波後フィルタ６加算器７減算器１１，１２セレクタ１３遅延器１４符号反転器１５第１乗算器１６第２乗算器３１直線補間フィルタ３２積分フィルタ

───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (56)参考文献特開平８−46657（ＪＰ，Ａ) 特開平６−188928（ＪＰ，Ａ) (58)調査した分野(Int.Cl.⁷，ＤＢ名) H04L 27/18 - 27/22

Claims

(57)【特許請求の範囲】

【請求項１】位相変調信号を直交検波して得られるベー
スバンド信号の同相成分と直交成分とから、所定数のシ
ンボル時間間隔での前記位相変調信号の位相差を表す復
調ベースバンド信号を得る遅延検波装置であって、前記ベースバンド信号の同相成分と直交成分をそれぞれ
一定のサンプル周期毎にサンプリングする２個の標本化
器と、前記２個の標本化器がそれぞれ出力する標本化ベースバ
ンド信号の同相成分および標本化ベースバンド信号の直
交成分を入力して（数１）の演算を行い、【数１】検波信号の第１成分および検波信号の第２成分を出力す
る遅延検波演算手段と、前記検波信号の第１成分と前記検波信号の第２成分とか
ら２系列の復調ベースバンド信号を得る２個の検波後フ
ィルタとを備え、前記検波後フィルタの伝達関数が（数２）であることを
特徴とする遅延検波装置。【数２】
【請求項２】前記２個の検波後フィルタの一方は前記検
波信号の第１成分を入力とし、他方は前記検波信号の第
２成分を入力とすることを特徴とする請求項１記載の遅
延検波装置。
【請求項３】前記２個の検波後フィルタの一方は前記検
波信号の第１成分と前記検波信号の第２成分との和を入
力とし、他方は前記検波信号の第１成分と前記検波信号
の第２成分との差を入力とすることを特徴とする請求項
１記載の遅延検波装置。
【請求項４】前記検波後フィルタは、伝達関数が（数
３）である直線補間フィルタと、【数３】伝達関数が（数４）である積分フィルタとを縦続接続し
た構成であることを特徴とする請求項１記載の遅延検波
装置。【数４】
【請求項５】前記直線補間フィルタは、伝達関数が（数
５）である平均化フィルタを２段縦続接続した構成であ
ることを特徴とする請求項４記載の遅延検波装置。【数５】
【請求項６】前記積分フィルタの伝達関数のｋは４であ
り、前記積分フィルタは、伝達関数が（数６）のフィル
タと、【数６】伝達関数が（数７）のフィルタとを縦続接続した構成で
あることを特徴とする請求項４記載の遅延検波装置。【数７】
【請求項７】前記遅延検波演算手段が、前記標本化ベースバンド信号の同相成分と直交成分とを
前記一定のサンプル周期毎に交互に選択し、偶数番めの
サンプル時刻においては前記標本化ベースバンド信号の
同相成分を出力し、奇数番めのサンプル時刻においては
前記標本化ベースバンド信号の直交成分を出力する第１
セレクタと、前記標本化ベースバンド信号の同相成分の正負を反転
し、反転同相成分を出力する符号反転器と、前記反転同相成分と前記標本化ベースバンド信号の直交
成分とを前記一定のサンプル周期毎に交互に選択し、偶
数番めのサンプル時刻においては前記標本化ベースバン
ド信号の直交成分を出力し、奇数番めのサンプル時刻に
おいては前記反転同相成分を出力する第２セレクタと、前記第１セレクタの出力を前記所定数のシンボル時間間
隔だけ遅延する遅延器と、前記遅延器の出力と前記第１セレクタの出力との乗算を
行う第１乗算器と、前記遅延器の出力と前記第２セレクタの出力との乗算を
行う第２乗算器とから構成されることを特徴とする請求
項１記載の遅延検波装置。