JPH08288746A - 周波数変調信号復調回路及び通信端末装置 - Google Patents
周波数変調信号復調回路及び通信端末装置Info
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- JPH08288746A JPH08288746A JP7112540A JP11254095A JPH08288746A JP H08288746 A JPH08288746 A JP H08288746A JP 7112540 A JP7112540 A JP 7112540A JP 11254095 A JP11254095 A JP 11254095A JP H08288746 A JPH08288746 A JP H08288746A
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- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
- H04L27/00—Modulated-carrier systems
- H04L27/10—Frequency-modulated carrier systems, i.e. using frequency-shift keying
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03D—DEMODULATION OR TRANSFERENCE OF MODULATION FROM ONE CARRIER TO ANOTHER
- H03D3/00—Demodulation of angle-, frequency- or phase- modulated oscillations
- H03D3/007—Demodulation of angle-, frequency- or phase- modulated oscillations by converting the oscillations into two quadrature related signals
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- Engineering & Computer Science (AREA)
- Power Engineering (AREA)
- Computer Networks & Wireless Communication (AREA)
- Signal Processing (AREA)
- Digital Transmission Methods That Use Modulated Carrier Waves (AREA)
Abstract
(57)【要約】
【目的】本発明は周波数変調信号復調回路に関し、従来
に比して復調特性を向上し得るようにする。 【構成】直交検波回路から出力された同相成分（Ｉ）及
び直交成分（Ｑ）をそれぞれ１サンプリング時間分だけ
遅延し、直交成分（Ｑ）と遅延した同相成分（Ｉs ）と
の乗算結果（Ｑ・Ｉs ）から同相成分（Ｉ）と遅延した
直交成分（Ｑs ）との乗算結果（Ｉ・Ｑs ）を減算し、
その減算結果（ｄθ）に１サンプリング時間の逆数値
（１／Ｔs ）を乗算することにより瞬時角周波数（ｄθ
／Ｔs ）を求めるようにしたことにより、従来のような
フイードバツク系を持たずに周波数変調信号を復調する
ことができ、フエージング等の影響による復調特性の劣
化を回避できる。かくするにつき従来に比して復調特性
を向上させることができる。
に比して復調特性を向上し得るようにする。 【構成】直交検波回路から出力された同相成分（Ｉ）及
び直交成分（Ｑ）をそれぞれ１サンプリング時間分だけ
遅延し、直交成分（Ｑ）と遅延した同相成分（Ｉs ）と
の乗算結果（Ｑ・Ｉs ）から同相成分（Ｉ）と遅延した
直交成分（Ｑs ）との乗算結果（Ｉ・Ｑs ）を減算し、
その減算結果（ｄθ）に１サンプリング時間の逆数値
（１／Ｔs ）を乗算することにより瞬時角周波数（ｄθ
／Ｔs ）を求めるようにしたことにより、従来のような
フイードバツク系を持たずに周波数変調信号を復調する
ことができ、フエージング等の影響による復調特性の劣
化を回避できる。かくするにつき従来に比して復調特性
を向上させることができる。
Description
【０００１】
【目次】以下の順序で本発明を説明する。 産業上の利用分野 従来の技術（図７） 発明が解決しようとする課題 課題を解決するための手段 作用 実施例 （１）第１実施例（図１） （２）第２実施例（図２） （３）第３実施例（図３及び図４） （４）第４実施例（図５及び図６） （５）他の実施例 発明の効果
【０００２】
【産業上の利用分野】本発明は周波数変調信号復調回路
及び通信端末装置に関し、例えばデイジタルセルラ電話
装置に適用して好適なものである。
及び通信端末装置に関し、例えばデイジタルセルラ電話
装置に適用して好適なものである。
【０００３】
【従来の技術】近年、デイジタル技術の進歩は著しく、
通信分野においてもデイジタル通信が多方面で実用化さ
れるようになつてきている。最近需要が高まつている移
動体通信もその例外ではなく、次世代の移動体通信の通
信端末装置はデイジタル通信方式が主流になると考えら
れている。しかしながら現段階の移動体通信において
は、通信方式としてアナログ方式のＦＭ（Frequency Mo
dulation：いわゆる周波数変調）方式が広く採用されて
おり、これを完全にデイジタル方式に移行するにはある
程度の期間が必要である。このため当面の間はデイジタ
ル方式とアナログ方式の両方式に対応できるデユアルモ
ードの通信端末装置が必要不可欠になると考えられてい
る。
通信分野においてもデイジタル通信が多方面で実用化さ
れるようになつてきている。最近需要が高まつている移
動体通信もその例外ではなく、次世代の移動体通信の通
信端末装置はデイジタル通信方式が主流になると考えら
れている。しかしながら現段階の移動体通信において
は、通信方式としてアナログ方式のＦＭ（Frequency Mo
dulation：いわゆる周波数変調）方式が広く採用されて
おり、これを完全にデイジタル方式に移行するにはある
程度の期間が必要である。このため当面の間はデイジタ
ル方式とアナログ方式の両方式に対応できるデユアルモ
ードの通信端末装置が必要不可欠になると考えられてい
る。
【０００４】ところでＦＭ信号を復調する場合、受信波
を中間周波数に周波数変換し、例えばクアドラチヤ検波
のような安価なアナログデバイスを用いて復調する方法
が一般的であり、このようなデユアルモードの通信端末
装置においてもこのＦＭ復調方式が採用されている。し
かしながらデユアルモードの通信端末装置においては、
デイジタル方式の信号を復調するデバイスと共に、この
ようなＦＭ信号を復調するデバイスが必要になり、その
結果、回路規模が増大して端末自体が大きくなつてしま
う欠点がある。
を中間周波数に周波数変換し、例えばクアドラチヤ検波
のような安価なアナログデバイスを用いて復調する方法
が一般的であり、このようなデユアルモードの通信端末
装置においてもこのＦＭ復調方式が採用されている。し
かしながらデユアルモードの通信端末装置においては、
デイジタル方式の信号を復調するデバイスと共に、この
ようなＦＭ信号を復調するデバイスが必要になり、その
結果、回路規模が増大して端末自体が大きくなつてしま
う欠点がある。
【０００５】そこでこの問題を解決するため、ＦＭ信号
の復調をデイジタル処理によつて行い、デイジタル方式
の信号とＦＭ方式の信号とを全て１つのデバイスの中で
デイジタル復調することが考えられている。このＦＭ信
号をデイジタル復調する方式の１つとして、ＰＬＬ（Ph
ase-LockedLoop ：いわゆる位相同期ループ）方式があ
る。このＰＬＬ方式を用いたＦＭ復調回路について図７
を用いて説明する。
の復調をデイジタル処理によつて行い、デイジタル方式
の信号とＦＭ方式の信号とを全て１つのデバイスの中で
デイジタル復調することが考えられている。このＦＭ信
号をデイジタル復調する方式の１つとして、ＰＬＬ（Ph
ase-LockedLoop ：いわゆる位相同期ループ）方式があ
る。このＰＬＬ方式を用いたＦＭ復調回路について図７
を用いて説明する。
【０００６】従来の通信端末装置においては、図７に示
すような受信回路１が設けられており、ＦＭ信号をアン
テナ２で受信するようになされている。アンテナ２で受
信したＦＭ信号Ｓ１はローノイズアンプ３に入力され、
ここで増幅された後、バンドパスフイルタ４で帯域制限
され、直交検波回路５に入力される。直交検波回路５に
おいては、入力されたＦＭ信号Ｓ１を２分配し、それぞ
れミキサ６、７に入力する。
すような受信回路１が設けられており、ＦＭ信号をアン
テナ２で受信するようになされている。アンテナ２で受
信したＦＭ信号Ｓ１はローノイズアンプ３に入力され、
ここで増幅された後、バンドパスフイルタ４で帯域制限
され、直交検波回路５に入力される。直交検波回路５に
おいては、入力されたＦＭ信号Ｓ１を２分配し、それぞ
れミキサ６、７に入力する。
【０００７】直交検波回路５の発振器８はＲＦ（Radio
Frequency ）周波数の発振信号Ｓ２を発生するデバイス
である。この発振器８で発生した発振信号Ｓ２は２分配
され、一方はミキサ６に入力され、他方は移相器９に入
力されてπ／２位相をずらした後、ミキサ７に入力され
る。ミキサ６は入力されたＦＭ信号Ｓ１と発振信号Ｓ２
とを乗算することにより、ベースバンドに変換されたＦ
Ｍ信号Ｓ１の同相成分を得、この得られた同相成分をア
ナログデイジタル変換器（Ａ／Ｄ）１０に出力する。一
方、ミキサ７は入力されたＦＭ信号Ｓ１とπ／２位相を
ずらした発振信号Ｓ２とを乗算することにより、ベース
バンドに変換されたＦＭ信号Ｓ１の直交成分を得、この
得られた直交成分をアナログデイジタル変換器（Ａ／
Ｄ）１１に出力する。
Frequency ）周波数の発振信号Ｓ２を発生するデバイス
である。この発振器８で発生した発振信号Ｓ２は２分配
され、一方はミキサ６に入力され、他方は移相器９に入
力されてπ／２位相をずらした後、ミキサ７に入力され
る。ミキサ６は入力されたＦＭ信号Ｓ１と発振信号Ｓ２
とを乗算することにより、ベースバンドに変換されたＦ
Ｍ信号Ｓ１の同相成分を得、この得られた同相成分をア
ナログデイジタル変換器（Ａ／Ｄ）１０に出力する。一
方、ミキサ７は入力されたＦＭ信号Ｓ１とπ／２位相を
ずらした発振信号Ｓ２とを乗算することにより、ベース
バンドに変換されたＦＭ信号Ｓ１の直交成分を得、この
得られた直交成分をアナログデイジタル変換器（Ａ／
Ｄ）１１に出力する。
【０００８】かくしてアナログデイジタル変換器１０、
１１において、同相成分及び直交成分をそれぞれ所定の
サンプリング時間でサンプリングしてアナログデイジタ
ル変換することにより、デイジタルの同相成分Ｉ及び直
交成分Ｑが得られる。この同相成分Ｉ、直交成分Ｑはそ
れぞれＰＬＬ方式を用いたＦＭ復調回路１２に入力され
る。
１１において、同相成分及び直交成分をそれぞれ所定の
サンプリング時間でサンプリングしてアナログデイジタ
ル変換することにより、デイジタルの同相成分Ｉ及び直
交成分Ｑが得られる。この同相成分Ｉ、直交成分Ｑはそ
れぞれＰＬＬ方式を用いたＦＭ復調回路１２に入力され
る。
【０００９】ＦＭ復調回路１２はＡＧＣ回路（Auto Gai
n Control ：いわゆる自動利得調整回路）１３、１４、
位相比較回路１５、ループフイルタ１６、ＮＣＯ回路
（Numerical Control Oscillator：いわゆる数値制御発
振回路）１７及びバンドパスフイルタ１８によつて構成
されている。
n Control ：いわゆる自動利得調整回路）１３、１４、
位相比較回路１５、ループフイルタ１６、ＮＣＯ回路
（Numerical Control Oscillator：いわゆる数値制御発
振回路）１７及びバンドパスフイルタ１８によつて構成
されている。
【００１０】このＰＬＬ方式を用いたＦＭ復調回路１２
は、ＮＣＯ回路１７で発生した発振信号の周波数及び位
相が常に入力されたＦＭ信号の周波数及び位相に一致す
るように位相比較回路１５で位相を検出し、その検出結
果を基にフイードバツクループを形成してＮＣＯ回路１
７を制御する回路である。このため同期状態では、ＮＣ
Ｏ回路１７の発振周波数は入力されたＦＭ信号の周波数
に追従し、全く等しく変化することになる。従つてＮＣ
Ｏ回路１７の制御電圧、すなわちループフイルタ１６の
出力信号がＦＭ復調結果に応じた信号になる。このため
ループフイルタ１６の出力信号をバンドパスフイルタ１
８に通し、必要な帯域成分のみを取り出すことにより、
最終的なＦＭ復調結果である復調信号Ｓ３が得られるこ
とになる。
は、ＮＣＯ回路１７で発生した発振信号の周波数及び位
相が常に入力されたＦＭ信号の周波数及び位相に一致す
るように位相比較回路１５で位相を検出し、その検出結
果を基にフイードバツクループを形成してＮＣＯ回路１
７を制御する回路である。このため同期状態では、ＮＣ
Ｏ回路１７の発振周波数は入力されたＦＭ信号の周波数
に追従し、全く等しく変化することになる。従つてＮＣ
Ｏ回路１７の制御電圧、すなわちループフイルタ１６の
出力信号がＦＭ復調結果に応じた信号になる。このため
ループフイルタ１６の出力信号をバンドパスフイルタ１
８に通し、必要な帯域成分のみを取り出すことにより、
最終的なＦＭ復調結果である復調信号Ｓ３が得られるこ
とになる。
【００１１】因みに、このＦＭ復調回路１２ではＡＧＣ
回路１３、１４を用いているが、これは入力信号（すな
わち同相成分Ｉ、直交成分Ｑ）をＡＧＣ回路１３、１４
を通して振幅制御を行わないと特性が劣化してしまうか
らである。
回路１３、１４を用いているが、これは入力信号（すな
わち同相成分Ｉ、直交成分Ｑ）をＡＧＣ回路１３、１４
を通して振幅制御を行わないと特性が劣化してしまうか
らである。
【００１２】ここで上述の説明から分かるようにＦＭ復
調回路１２において、最も重要である位相比較回路１５
について以下に説明する。位相成分をθとして、ベース
バンドに変換されたＦＭ信号を複素数表現すると、現在
の信号は、次式
調回路１２において、最も重要である位相比較回路１５
について以下に説明する。位相成分をθとして、ベース
バンドに変換されたＦＭ信号を複素数表現すると、現在
の信号は、次式
【数１】 になり、τ時間前の信号は、次式
【数２】 になる。この（１）式で示される現在の信号に（２）式
で示されるτ時間前の信号の複素共役を乗算すると、次
式
で示されるτ時間前の信号の複素共役を乗算すると、次
式
【数３】 に示すようになる。
【００１３】ここでこの（３）式において、θτが十分
小さいとすると、次式
小さいとすると、次式
【数４】 に示す近似式が適用でき、（３）式は、次式
【数５】 に示すように変形することができる。すなわち（３）式
の計算を行つた後、その虚部を見ればその結果はθτで
ある。ところでＦＭ信号は周波数変位によつてデータを
表現するものであるが、位相成分θτを求めることがで
きればＦＭ信号を復調できたことになる。なぜなら位相
成分の微分は瞬時角周波数になり、瞬時角周波数が求め
られると周波数変位が求められたことになるからであ
る。従つて（３）式の計算をすることにより、ＦＭ信号
を復調することができる。
の計算を行つた後、その虚部を見ればその結果はθτで
ある。ところでＦＭ信号は周波数変位によつてデータを
表現するものであるが、位相成分θτを求めることがで
きればＦＭ信号を復調できたことになる。なぜなら位相
成分の微分は瞬時角周波数になり、瞬時角周波数が求め
られると周波数変位が求められたことになるからであ
る。従つて（３）式の計算をすることにより、ＦＭ信号
を復調することができる。
【００１４】この方法を実際に回路で表現する場合につ
いて、以下に説明する。上述の（１）式のように表現さ
れるベースバンドに変換されたＦＭ信号の実部及び虚部
は、直交検波回路５から出力される同相成分Ｉ、直交成
分Ｑに相当するため、入力されたＦＭ信号は、次式
いて、以下に説明する。上述の（１）式のように表現さ
れるベースバンドに変換されたＦＭ信号の実部及び虚部
は、直交検波回路５から出力される同相成分Ｉ、直交成
分Ｑに相当するため、入力されたＦＭ信号は、次式
【数６】 で表現される。またこの場合、τ時間前の位相成分を、
次式
次式
【数７】 で表現する。
【００１５】ここで上述の（３）式に対応した計算をす
ると（すなわち（６）式に（７）式の複素共役を乗算す
ると）、次式
ると（すなわち（６）式に（７）式の複素共役を乗算す
ると）、次式
【数８】 に示すようになる。この（８）式から分かるように、虚
部に示される数式、すなわち次式
部に示される数式、すなわち次式
【数９】 を計算することにより、上述の位相成分θτが計算され
たことになる。
たことになる。
【００１６】図７に示した位相比較回路１５はこの
（９）式を実現したものであり、ＡＧＣ回路１３、１４
から出力される同相成分Ｉ、直交成分Ｑをそれぞれ乗算
器１５Ａ、１５Ｂに入力する。乗算器１５ＡはＲＯＭ
（Read Only Memory：いわゆる読み出し専用メモリ）１
５Ｃから出力されるｓｉｎ値と入力された同相成分Ｉと
を乗算し、その乗算結果を減算器１５Ｄに出力する。一
方、乗算器１５ＢはＲＯＭ１５Ｃから出力されるｃｏｓ
値と入力された直交成分Ｑとを乗算し、その乗算結果を
減算器１５Ｄに出力する。かくして減算器１５Ｄによつ
て乗算器１５Ｂの乗算結果から乗算器１５Ａの乗算結果
を減算することにより、上述の（９）式に示した数式が
計算されたことになり、位相成分θτが計算されたこと
になる。因みに、ＲＯＭ１５Ｃには予めｓｉｎ値及びｃ
ｏｓ値が記憶されており、当該ＲＯＭ１５ＣはＮＣＯ回
路１７から供給された発振信号に応じてｓｉｎ値及びｃ
ｏｓ値を出力する。
（９）式を実現したものであり、ＡＧＣ回路１３、１４
から出力される同相成分Ｉ、直交成分Ｑをそれぞれ乗算
器１５Ａ、１５Ｂに入力する。乗算器１５ＡはＲＯＭ
（Read Only Memory：いわゆる読み出し専用メモリ）１
５Ｃから出力されるｓｉｎ値と入力された同相成分Ｉと
を乗算し、その乗算結果を減算器１５Ｄに出力する。一
方、乗算器１５ＢはＲＯＭ１５Ｃから出力されるｃｏｓ
値と入力された直交成分Ｑとを乗算し、その乗算結果を
減算器１５Ｄに出力する。かくして減算器１５Ｄによつ
て乗算器１５Ｂの乗算結果から乗算器１５Ａの乗算結果
を減算することにより、上述の（９）式に示した数式が
計算されたことになり、位相成分θτが計算されたこと
になる。因みに、ＲＯＭ１５Ｃには予めｓｉｎ値及びｃ
ｏｓ値が記憶されており、当該ＲＯＭ１５ＣはＮＣＯ回
路１７から供給された発振信号に応じてｓｉｎ値及びｃ
ｏｓ値を出力する。
【００１７】
【発明が解決しようとする課題】ところで上述したよう
なＰＬＬ方式を用いたＦＭ復調回路１２は、例えば白色
雑音環境下での復調特性（いわゆる静特性）は非常に性
能が良いが、フエージング等が生じる環境下での復調特
性（いわゆる動特性）は著しく劣化してしまう問題があ
る。因みに、ここで述べたフエージングとは、受信波が
移動局周辺の地形や地物により反射、回折、散乱等の影
響を受けて多重波になり、それらが互いに干渉し合うこ
とによつて受信波の信号強度がランダムに変動する現象
である。
なＰＬＬ方式を用いたＦＭ復調回路１２は、例えば白色
雑音環境下での復調特性（いわゆる静特性）は非常に性
能が良いが、フエージング等が生じる環境下での復調特
性（いわゆる動特性）は著しく劣化してしまう問題があ
る。因みに、ここで述べたフエージングとは、受信波が
移動局周辺の地形や地物により反射、回折、散乱等の影
響を受けて多重波になり、それらが互いに干渉し合うこ
とによつて受信波の信号強度がランダムに変動する現象
である。
【００１８】この動特性が劣化する原因は、ＰＬＬ方式
を用いたＦＭ復調回路１２ではフイードバツク系を有す
るからである。なぜならフエージング等により信号強度
がランダムに落ち込むと、ＰＬＬのロツクが外れてしま
い、次にロツクする際にはある程度正常な入力信号が必
要であり、しかもロツクするまでに時間がかかつてしま
うため、結果的にデータの復調を行えない時間が生じる
からである。このためＰＬＬ方式を用いたＦＭ復調回路
では、このように動特性が劣化することになる。
を用いたＦＭ復調回路１２ではフイードバツク系を有す
るからである。なぜならフエージング等により信号強度
がランダムに落ち込むと、ＰＬＬのロツクが外れてしま
い、次にロツクする際にはある程度正常な入力信号が必
要であり、しかもロツクするまでに時間がかかつてしま
うため、結果的にデータの復調を行えない時間が生じる
からである。このためＰＬＬ方式を用いたＦＭ復調回路
では、このように動特性が劣化することになる。
【００１９】本発明は以上の点を考慮してなされたもの
で、従来に比して復調特性を向上し得る簡易な構成の周
波数変調信号復調回路及びそれを用いた通信端末装置を
提案しようとするものである。
で、従来に比して復調特性を向上し得る簡易な構成の周
波数変調信号復調回路及びそれを用いた通信端末装置を
提案しようとするものである。
【００２０】
【課題を解決するための手段】かかる課題を解決するた
め本発明においては、直交検波回路から出力された同相
成分及び直交成分をそれぞれ第１及び第２の遅延回路に
よつて１サンプリング時間分だけ遅延し、直交検波回路
から出力された同相成分と第２の遅延回路によつて遅延
した直交成分とを第１の乗算回路によつて乗算し、直交
検波回路から出力された直交成分と第１の遅延回路によ
つて遅延した同相成分とを第２の乗算回路によつて乗算
し、減算回路によつて第２の乗算回路の乗算結果から第
１の乗算回路の乗算結果を減算し、第３の乗算回路によ
つて減算回路の減算結果と１サンプリング時間の逆数値
とを乗算することにより瞬時角周波数を求めるようにし
た。
め本発明においては、直交検波回路から出力された同相
成分及び直交成分をそれぞれ第１及び第２の遅延回路に
よつて１サンプリング時間分だけ遅延し、直交検波回路
から出力された同相成分と第２の遅延回路によつて遅延
した直交成分とを第１の乗算回路によつて乗算し、直交
検波回路から出力された直交成分と第１の遅延回路によ
つて遅延した同相成分とを第２の乗算回路によつて乗算
し、減算回路によつて第２の乗算回路の乗算結果から第
１の乗算回路の乗算結果を減算し、第３の乗算回路によ
つて減算回路の減算結果と１サンプリング時間の逆数値
とを乗算することにより瞬時角周波数を求めるようにし
た。
【００２１】また本発明においては、直交検波回路から
出力された同相成分及び直交成分を基に第１の位相回転
角検出回路によつて位相回転角を検出し、直交検波回路
から出力された同相成分及び直交成分、又は第１の位相
回転角検出回路によつて検出された位相回転角を基に第
２の位相回転角検出回路によつて所定時間前の位相回転
角を検出し、第１の位相回転角検出回路によつて検出さ
れた位相回転角と第２の位相回転角検出回路によつて検
出された所定時間前の位相回転角との位相差を減算回路
によつて求め、乗算回路によつて位相差に所定時間の逆
数値を乗算することにより瞬時角周波数を求めるように
した。
出力された同相成分及び直交成分を基に第１の位相回転
角検出回路によつて位相回転角を検出し、直交検波回路
から出力された同相成分及び直交成分、又は第１の位相
回転角検出回路によつて検出された位相回転角を基に第
２の位相回転角検出回路によつて所定時間前の位相回転
角を検出し、第１の位相回転角検出回路によつて検出さ
れた位相回転角と第２の位相回転角検出回路によつて検
出された所定時間前の位相回転角との位相差を減算回路
によつて求め、乗算回路によつて位相差に所定時間の逆
数値を乗算することにより瞬時角周波数を求めるように
した。
【００２２】さらに本発明においては、非線形回路によ
つて発生した不要な高周波成分をオーバーサンプリング
によつて周波数帯域の上側の方に持つて行き、当該不要
な高周波成分を所定のローパスフイルタによつて除去し
た後、オーバーサンプリングしたものを元に戻す不要成
分除去回路を設けるようにした。
つて発生した不要な高周波成分をオーバーサンプリング
によつて周波数帯域の上側の方に持つて行き、当該不要
な高周波成分を所定のローパスフイルタによつて除去し
た後、オーバーサンプリングしたものを元に戻す不要成
分除去回路を設けるようにした。
【００２３】
【作用】直交検波回路から出力された同相成分及び直交
成分をそれぞれ１サンプリング時間分だけ遅延し、直交
成分と遅延した同相成分との乗算結果から同相成分と遅
延した直交成分との乗算結果を減算し、その減算結果に
１サンプリング時間の逆数値を乗算することによつて瞬
時角周波数を求めるようにしたことにより、従来のよう
なフイードバツク系を持たずに周波数変調信号を復調す
ることができる。この場合、フイードバツク系を持たず
に復調するため、従来のようにフエージング等の影響に
よつて復調特性が劣化することを回避できる。
成分をそれぞれ１サンプリング時間分だけ遅延し、直交
成分と遅延した同相成分との乗算結果から同相成分と遅
延した直交成分との乗算結果を減算し、その減算結果に
１サンプリング時間の逆数値を乗算することによつて瞬
時角周波数を求めるようにしたことにより、従来のよう
なフイードバツク系を持たずに周波数変調信号を復調す
ることができる。この場合、フイードバツク系を持たず
に復調するため、従来のようにフエージング等の影響に
よつて復調特性が劣化することを回避できる。
【００２４】また直交検波回路から出力された同相成分
及び直交成分を基に第１の位相回転角検出回路によつて
位相回転角を検出し、直交検波回路から出力された同相
成分及び直交成分、又は第１の位相回転角検出回路によ
つて検出された位相回転角を基に第２の位相回転角検出
回路によつて所定時間前の位相回転角を検出し、第１の
位相回転角検出回路によつて検出された位相回転角と第
２の位相回転角検出回路によつて検出された所定時間前
の位相回転角との位相差を求め、求めた位相差に所定時
間の逆数値を乗算することによつて瞬時角周波数を求め
るようにしたことにより、従来のようなフイードバツク
系を持たずに周波数変調信号を復調することができる。
この場合も、フイードバツク系を持たずに復調するた
め、従来のようにフエージング等の影響によつて復調特
性が劣化することを回避できる。
及び直交成分を基に第１の位相回転角検出回路によつて
位相回転角を検出し、直交検波回路から出力された同相
成分及び直交成分、又は第１の位相回転角検出回路によ
つて検出された位相回転角を基に第２の位相回転角検出
回路によつて所定時間前の位相回転角を検出し、第１の
位相回転角検出回路によつて検出された位相回転角と第
２の位相回転角検出回路によつて検出された所定時間前
の位相回転角との位相差を求め、求めた位相差に所定時
間の逆数値を乗算することによつて瞬時角周波数を求め
るようにしたことにより、従来のようなフイードバツク
系を持たずに周波数変調信号を復調することができる。
この場合も、フイードバツク系を持たずに復調するた
め、従来のようにフエージング等の影響によつて復調特
性が劣化することを回避できる。
【００２５】さらに非線形回路によつて発生した不要な
高周波成分をオーバーサンプリングによつて周波数帯域
の上側の方に持つて行き、当該不要な高周波成分を所定
のローパスフイルタによつて除去した後、オーバーサン
プリングしたものを元に戻す不要成分除去回路を設ける
ようにしたことにより、不要な高周波成分による復調特
性の劣化を回避できる。
高周波成分をオーバーサンプリングによつて周波数帯域
の上側の方に持つて行き、当該不要な高周波成分を所定
のローパスフイルタによつて除去した後、オーバーサン
プリングしたものを元に戻す不要成分除去回路を設ける
ようにしたことにより、不要な高周波成分による復調特
性の劣化を回避できる。
【００２６】
【実施例】以下図面について、本発明の一実施例を詳述
する。
する。
【００２７】（１）第１実施例 図７との対応部分に同一符号を付して示す図１におい
て、２０は全体としてＦＭ復調回路を示し、前段に設け
られた直交検波回路５（図７参照）から出力された同相
成分Ｉ、直交成分Ｑをそれぞれ入力端ＩＮ1 、ＩＮ2 に
入力するようになされている。
て、２０は全体としてＦＭ復調回路を示し、前段に設け
られた直交検波回路５（図７参照）から出力された同相
成分Ｉ、直交成分Ｑをそれぞれ入力端ＩＮ1 、ＩＮ2 に
入力するようになされている。
【００２８】入力端ＩＮ1 に入力された同相成分Ｉは遅
延回路となる遅延型フリツプフロツプ（以下、略してＤ
−ＦＦと呼ぶ）２１に入力されると共に、乗算器２２に
入力される。Ｄ−ＦＦ２１は入力された同相成分Ｉを例
えば１サンプリング時間Ｔsだけ遅延し、その遅延した
同相成分Ｉs を乗算器２３に出力する。但し、ここでＴ
s は前段の直交検波回路５に設けられたアナログデイジ
タル変換器１０、１１のサンプリング時間を示すものと
する。この場合、同相成分Ｉを１サンプリング時間Ｔs
だけ遅延することにより、乗算器２３に入力される同相
成分Ｉs は乗算器２２に入力される同相成分Ｉに対して
１サンプル前のデータになる。
延回路となる遅延型フリツプフロツプ（以下、略してＤ
−ＦＦと呼ぶ）２１に入力されると共に、乗算器２２に
入力される。Ｄ−ＦＦ２１は入力された同相成分Ｉを例
えば１サンプリング時間Ｔsだけ遅延し、その遅延した
同相成分Ｉs を乗算器２３に出力する。但し、ここでＴ
s は前段の直交検波回路５に設けられたアナログデイジ
タル変換器１０、１１のサンプリング時間を示すものと
する。この場合、同相成分Ｉを１サンプリング時間Ｔs
だけ遅延することにより、乗算器２３に入力される同相
成分Ｉs は乗算器２２に入力される同相成分Ｉに対して
１サンプル前のデータになる。
【００２９】一方、入力端ＩＮ2 に入力された直交成分
Ｑは遅延回路となるＤ−ＦＦ２４に入力されると共に、
乗算器２３に入力される。Ｄ−ＦＦ２４は、Ｄ−ＦＦ２
１と同様に、入力された直交成分Ｑを例えば１サンプリ
ング時間Ｔs だけ遅延し、その遅延した直交成分Ｑs を
乗算器２２に出力する。この場合も、直交成分Ｑを１サ
ンプリング時間Ｔs だけ遅延することにより、乗算器２
２に入力される直交成分Ｑs は乗算器２３に入力される
直交成分Ｑに対して１サンプル前のデータになる。
Ｑは遅延回路となるＤ−ＦＦ２４に入力されると共に、
乗算器２３に入力される。Ｄ−ＦＦ２４は、Ｄ−ＦＦ２
１と同様に、入力された直交成分Ｑを例えば１サンプリ
ング時間Ｔs だけ遅延し、その遅延した直交成分Ｑs を
乗算器２２に出力する。この場合も、直交成分Ｑを１サ
ンプリング時間Ｔs だけ遅延することにより、乗算器２
２に入力される直交成分Ｑs は乗算器２３に入力される
直交成分Ｑに対して１サンプル前のデータになる。
【００３０】乗算器２２は入力された同相成分Ｉと直交
成分Ｑs とを乗算し、その乗算結果（Ｉ・Ｑs ）を減算
器２５に出力する。また乗算器２３は入力された直交成
分Ｑと同相成分Ｉs とを乗算し、その乗算結果（Ｑ・Ｉ
s ）を減算器２５に出力する。減算器２５は乗算結果
（Ｑ・Ｉs ）から乗算結果（Ｉ・Ｑs ）を減算し、その
結果得た位相差ｄθ（＝Ｑ・Ｉs −Ｉ・Ｑs ）を乗算器
２６に出力する。
成分Ｑs とを乗算し、その乗算結果（Ｉ・Ｑs ）を減算
器２５に出力する。また乗算器２３は入力された直交成
分Ｑと同相成分Ｉs とを乗算し、その乗算結果（Ｑ・Ｉ
s ）を減算器２５に出力する。減算器２５は乗算結果
（Ｑ・Ｉs ）から乗算結果（Ｉ・Ｑs ）を減算し、その
結果得た位相差ｄθ（＝Ｑ・Ｉs −Ｉ・Ｑs ）を乗算器
２６に出力する。
【００３１】記憶素子２７は例えばメモリでなり、サン
プリング時間の逆数値（１／Ｔs ）が書き込まれてい
る。このサンプリング時間の逆数値（１／Ｔs ）は記憶
素子２７から読み出され、乗算器２６に入力される。乗
算器２６は入力された位相差ｄθとサンプリング時間の
逆数値（１／Ｔs ）とを乗算し、その乗算結果（ｄθ／
Ｔs ）をバンドパスフイルタ１８に出力する。すなわち
乗算器２６によつて位相差ｄθをサンプリング時間Ｔs
で割つた値を求める。バンドパスフイルタ１８は入力さ
れた乗算結果（ｄθ／Ｔs ）を帯域制限し、その帯域制
限したものを出力端ＯＵＴに出力する。かくして出力端
ＯＵＴにはＦＭ信号の復調結果である復調信号Ｓ３が出
力されることになる。
プリング時間の逆数値（１／Ｔs ）が書き込まれてい
る。このサンプリング時間の逆数値（１／Ｔs ）は記憶
素子２７から読み出され、乗算器２６に入力される。乗
算器２６は入力された位相差ｄθとサンプリング時間の
逆数値（１／Ｔs ）とを乗算し、その乗算結果（ｄθ／
Ｔs ）をバンドパスフイルタ１８に出力する。すなわち
乗算器２６によつて位相差ｄθをサンプリング時間Ｔs
で割つた値を求める。バンドパスフイルタ１８は入力さ
れた乗算結果（ｄθ／Ｔs ）を帯域制限し、その帯域制
限したものを出力端ＯＵＴに出力する。かくして出力端
ＯＵＴにはＦＭ信号の復調結果である復調信号Ｓ３が出
力されることになる。
【００３２】ここでこのような構成によつて復調信号Ｓ
３が得られる原理について、以下に説明する。まず入力
されたＦＭ信号は同相成分Ｉ及び直交成分Ｑによつて表
され、次式
３が得られる原理について、以下に説明する。まず入力
されたＦＭ信号は同相成分Ｉ及び直交成分Ｑによつて表
され、次式
【数１０】 に示すようになる。またＴs 時間前の位相成分は、１サ
ンプル前の同相成分Ｉs及び直交成分Ｑs によつて表さ
れ、次式
ンプル前の同相成分Ｉs及び直交成分Ｑs によつて表さ
れ、次式
【数１１】 に示すようになる。
【００３３】この（１０）式に示されるＦＭ信号に（１
１）式で示されるＴs 時間前の位相成分の複素共役を乗
算すると、次式
１）式で示されるＴs 時間前の位相成分の複素共役を乗
算すると、次式
【数１２】 に示すようになる。この（１２）式に示される虚部、す
なわち次式
なわち次式
【数１３】 は、ＰＬＬ方式のＦＭ復調回路１２に設けられた位相比
較回路１５の動作説明で述べたように、位相角変位ｄθ
を示している。
較回路１５の動作説明で述べたように、位相角変位ｄθ
を示している。
【００３４】上述のＦＭ復調回路２０において、Ｄ−Ｆ
Ｆ２１、２４、乗算器２２、２３及び減算器２５の位相
差算出部分は、この位相角変位ｄθを算出する（１３）
式を実現した回路部分であり、実際上、減算器２５から
出力される位相差ｄθは（１３）式そのものになつてい
る。
Ｆ２１、２４、乗算器２２、２３及び減算器２５の位相
差算出部分は、この位相角変位ｄθを算出する（１３）
式を実現した回路部分であり、実際上、減算器２５から
出力される位相差ｄθは（１３）式そのものになつてい
る。
【００３５】ところで位相差ｄθにサンプリング時間の
逆数値（１／Ｔs ）を乗算して得られるｄθ／Ｔs は、
位相の時間変化の割合を示している。ここでサンプリン
グ時間Ｔs が十分小さいとすると、ｄθ／Ｔs は位相変
化を時間で微分したもの、すなわち瞬時角周波数を表す
ことになる。従つてこの瞬時角周波数を表すｄθ／Ｔs
をバンドパスフイルタ１８に通して帯域制限し、必要な
信号成分だけを取り出せばＦＭ信号の復調結果である復
調信号Ｓ３が得られることになる。なぜなら瞬時角周波
数はデータを表現している周波数変位そのものであるか
らである。
逆数値（１／Ｔs ）を乗算して得られるｄθ／Ｔs は、
位相の時間変化の割合を示している。ここでサンプリン
グ時間Ｔs が十分小さいとすると、ｄθ／Ｔs は位相変
化を時間で微分したもの、すなわち瞬時角周波数を表す
ことになる。従つてこの瞬時角周波数を表すｄθ／Ｔs
をバンドパスフイルタ１８に通して帯域制限し、必要な
信号成分だけを取り出せばＦＭ信号の復調結果である復
調信号Ｓ３が得られることになる。なぜなら瞬時角周波
数はデータを表現している周波数変位そのものであるか
らである。
【００３６】以上の構成において、ＦＭ復調回路２０で
は、直交検波回路５から供給された同相成分Ｉ、直交成
分ＱをそれぞれＤ−ＦＦ２１、２２に入力し、ここで１
サンプリング時間Ｔs だけ遅延して１サンプル前の同相
成分Ｉs 、直交成分Ｑs を得る。そしてＦＭ復調回路２
０では、その得られた１サンプル前の同相成分Ｉs 、直
交成分Ｑs 及び現在の同相成分Ｉ、直交成分Ｑを基に、
乗算器２２、２３及び減算器２５で位相差ｄθ（＝Ｑ・
Ｉs −Ｉ・Ｑs ）を求め、その位相差ｄθをサンプリン
グ時間Ｔs で割ることによつて瞬時角周波数（ｄθ／Ｔ
s ）を求める。かくしてＦＭ復調回路２０では、この求
めた瞬時角周波数（ｄθ／Ｔs ）を帯域制限することに
より、ＦＭ信号の復調結果である復調信号Ｓ３を求め
る。
は、直交検波回路５から供給された同相成分Ｉ、直交成
分ＱをそれぞれＤ−ＦＦ２１、２２に入力し、ここで１
サンプリング時間Ｔs だけ遅延して１サンプル前の同相
成分Ｉs 、直交成分Ｑs を得る。そしてＦＭ復調回路２
０では、その得られた１サンプル前の同相成分Ｉs 、直
交成分Ｑs 及び現在の同相成分Ｉ、直交成分Ｑを基に、
乗算器２２、２３及び減算器２５で位相差ｄθ（＝Ｑ・
Ｉs −Ｉ・Ｑs ）を求め、その位相差ｄθをサンプリン
グ時間Ｔs で割ることによつて瞬時角周波数（ｄθ／Ｔ
s ）を求める。かくしてＦＭ復調回路２０では、この求
めた瞬時角周波数（ｄθ／Ｔs ）を帯域制限することに
より、ＦＭ信号の復調結果である復調信号Ｓ３を求め
る。
【００３７】このようにしてＦＭ復調回路２０では、サ
ンプリング時間Ｔs によつてデイジタル化したＦＭ信号
の同相成分Ｉ及び直交成分Ｑを基に、現在の位相回転角
と１サンプル前の位相回転角との位相差ｄθを求め、こ
の位相差ｄθを微分することによつて瞬時角周波数（ｄ
θ／Ｔs ）を求めて復調を行う。すなわちＦＭ復調回路
２０では、従来のＰＬＬ方式を用いたＦＭ復調回路１２
のようなフイードバツク系を持たずに復調を行う。
ンプリング時間Ｔs によつてデイジタル化したＦＭ信号
の同相成分Ｉ及び直交成分Ｑを基に、現在の位相回転角
と１サンプル前の位相回転角との位相差ｄθを求め、こ
の位相差ｄθを微分することによつて瞬時角周波数（ｄ
θ／Ｔs ）を求めて復調を行う。すなわちＦＭ復調回路
２０では、従来のＰＬＬ方式を用いたＦＭ復調回路１２
のようなフイードバツク系を持たずに復調を行う。
【００３８】これによりＦＭ復調回路２０では、従来の
ＰＬＬ方式を用いたＦＭ復調回路１２に比べ、フエージ
ング環境下での復調特性を向上させることができる。な
ぜなら従来のＦＭ復調回路１２では、フイードバツク系
を持つていたためフエージング等によつてロツク外れを
起こしたときに復帰に時間がかかつて復調を行えない時
間が生じ、その結果、復調特性が劣化していたが、この
実施例によるＦＭ復調回路２０では、フイードバツク系
を持たないためフエージング等があつたとしてもこのよ
うな復調を行えない時間が生じることはないからであ
る。またＦＭ復調回路２０では、フイードバツク系を持
たないため構成も従来に比べて格段に簡易にすることが
できる。
ＰＬＬ方式を用いたＦＭ復調回路１２に比べ、フエージ
ング環境下での復調特性を向上させることができる。な
ぜなら従来のＦＭ復調回路１２では、フイードバツク系
を持つていたためフエージング等によつてロツク外れを
起こしたときに復帰に時間がかかつて復調を行えない時
間が生じ、その結果、復調特性が劣化していたが、この
実施例によるＦＭ復調回路２０では、フイードバツク系
を持たないためフエージング等があつたとしてもこのよ
うな復調を行えない時間が生じることはないからであ
る。またＦＭ復調回路２０では、フイードバツク系を持
たないため構成も従来に比べて格段に簡易にすることが
できる。
【００３９】以上の構成によれば、ＦＭ信号の現在の同
相成分Ｉ及び直交成分Ｑと１サンプル前の同相成分Ｉs
及び直交成分Ｑs とを基に位相差ｄθを求め、その位相
差ｄθを微分して瞬時角周波数（ｄθ／Ｔs ）を求める
ようにしたことにより、フイードバツク系を持たずにＦ
Ｍ信号を復調することができ、かくして簡易な構成で従
来に比して復調特性を向上することができる。
相成分Ｉ及び直交成分Ｑと１サンプル前の同相成分Ｉs
及び直交成分Ｑs とを基に位相差ｄθを求め、その位相
差ｄθを微分して瞬時角周波数（ｄθ／Ｔs ）を求める
ようにしたことにより、フイードバツク系を持たずにＦ
Ｍ信号を復調することができ、かくして簡易な構成で従
来に比して復調特性を向上することができる。
【００４０】（２）第２実施例 図１との対応部分に同一符号を付して示す図２におい
て、３０は全体として第２実施例によるＦＭ復調回路を
示し、前段に設けられた直交検波回路５（図７参照）か
ら出力された同相成分Ｉ、直交成分Ｑをそれぞれ入力端
ＩＮ1 、ＩＮ2 を介して位相回転角検出回路３１に入力
するようになされている。
て、３０は全体として第２実施例によるＦＭ復調回路を
示し、前段に設けられた直交検波回路５（図７参照）か
ら出力された同相成分Ｉ、直交成分Ｑをそれぞれ入力端
ＩＮ1 、ＩＮ2 を介して位相回転角検出回路３１に入力
するようになされている。
【００４１】この位相回転角検出回路３１は文字通り位
相回転角θを検出する回路であり、数式で表現すると、
次式
相回転角θを検出する回路であり、数式で表現すると、
次式
【数１４】 に示すように同相成分Ｉ及び直交成分Ｑを基に位相回転
角θを計算する。具体的には、位相回転角検出回路３１
は、まず同相成分Ｉ及び直交成分Ｑをそれぞれ除算器３
２に入力する。除算器３２は、直交成分Ｑを同相成分Ｉ
で割り、その除算結果（Ｑ／Ｉ）をアドレス信号として
ＲＯＭ（Read Only Memory：いわゆる読み出し専用メモ
リ）３３に出力する。
角θを計算する。具体的には、位相回転角検出回路３１
は、まず同相成分Ｉ及び直交成分Ｑをそれぞれ除算器３
２に入力する。除算器３２は、直交成分Ｑを同相成分Ｉ
で割り、その除算結果（Ｑ／Ｉ）をアドレス信号として
ＲＯＭ（Read Only Memory：いわゆる読み出し専用メモ
リ）３３に出力する。
【００４２】ＲＯＭ３３には除算結果（Ｑ／Ｉ）の各値
に対応したｔａｎ-1（Ｑ／Ｉ）の値が記憶されており、
除算結果（Ｑ／Ｉ）をアドレス信号として入力すればそ
れに対応したｔａｎ-1（Ｑ／Ｉ）の値を出力し得るよう
になされている。すなわちＲＯＭ３３はいわゆるｔａｎ
-1（Ｑ／Ｉ）のＲＯＭテーブルを形成している。このよ
うにして位相回転角検出回路３１では、除算器３２によ
つて同相成分Ｉと直交成分Ｑとの除算結果（Ｑ／Ｉ）を
求め、その除算結果（Ｑ／Ｉ）を基にＲＯＭ３３からｔ
ａｎ-1（Ｑ／Ｉ）の値を読み出すことにより、位相回転
角θを求めている。そして位相回転角検出回路３１はそ
の求めた位相回転角θを微分回路３４に出力する。
に対応したｔａｎ-1（Ｑ／Ｉ）の値が記憶されており、
除算結果（Ｑ／Ｉ）をアドレス信号として入力すればそ
れに対応したｔａｎ-1（Ｑ／Ｉ）の値を出力し得るよう
になされている。すなわちＲＯＭ３３はいわゆるｔａｎ
-1（Ｑ／Ｉ）のＲＯＭテーブルを形成している。このよ
うにして位相回転角検出回路３１では、除算器３２によ
つて同相成分Ｉと直交成分Ｑとの除算結果（Ｑ／Ｉ）を
求め、その除算結果（Ｑ／Ｉ）を基にＲＯＭ３３からｔ
ａｎ-1（Ｑ／Ｉ）の値を読み出すことにより、位相回転
角θを求めている。そして位相回転角検出回路３１はそ
の求めた位相回転角θを微分回路３４に出力する。
【００４３】微分回路３４は位相回転角θを微分する回
路であり、入力された位相回転角θを減算器２５に入力
すると共に、遅延回路となるＤ−ＦＦ３６に入力する。
Ｄ−ＦＦ３６は入力された位相回転角θを１サンプリン
グ時間Ｔs だけ遅延し、その遅延した位相回転角θs を
減算器２５に出力する。但し、Ｔs は、この実施例の場
合も、前段の直交検波回路５に設けられたアナログデイ
ジタル変換器１０、１１のサンプリング時間を示すもの
とする。この場合、位相回転角θを１サンプリング時間
Ｔs だけ遅延することにより、位相回転角θs は位相回
転角θに対して１サンプル前のデータになる。
路であり、入力された位相回転角θを減算器２５に入力
すると共に、遅延回路となるＤ−ＦＦ３６に入力する。
Ｄ−ＦＦ３６は入力された位相回転角θを１サンプリン
グ時間Ｔs だけ遅延し、その遅延した位相回転角θs を
減算器２５に出力する。但し、Ｔs は、この実施例の場
合も、前段の直交検波回路５に設けられたアナログデイ
ジタル変換器１０、１１のサンプリング時間を示すもの
とする。この場合、位相回転角θを１サンプリング時間
Ｔs だけ遅延することにより、位相回転角θs は位相回
転角θに対して１サンプル前のデータになる。
【００４４】減算器２５は現在の位相回転角θから１サ
ンプル前の位相回転角θs を減算し、その結果得た位相
差ｄθ（＝θ−θs ）を乗算器２６に出力する。記憶素
子２７は第１実施例と同様にサンプリング時間の逆数値
（１／Ｔs ）を記憶しており、そのサンプリング時間の
逆数値（１／Ｔs ）を読み出して乗算器２６に出力す
る。
ンプル前の位相回転角θs を減算し、その結果得た位相
差ｄθ（＝θ−θs ）を乗算器２６に出力する。記憶素
子２７は第１実施例と同様にサンプリング時間の逆数値
（１／Ｔs ）を記憶しており、そのサンプリング時間の
逆数値（１／Ｔs ）を読み出して乗算器２６に出力す
る。
【００４５】乗算器２６は入力された位相差ｄθとサン
プリング時間の逆数値（１／Ｔs ）とを乗算し、その乗
算結果（ｄθ／Ｔs ）をバンドパスフイルタ１８に出力
する。すなわち乗算器２６によつて位相差ｄθをサンプ
リング時間Ｔs で割つた値を求めることにより、位相回
転角θの微分、すなわち瞬時角周波数を求める。かくし
てバンドパスフイルタ１８によつて乗算結果（ｄθ／Ｔ
s ）を帯域制限することにより、出力端ＯＵＴにＦＭ信
号の復調結果である復調信号Ｓ３が出力される。
プリング時間の逆数値（１／Ｔs ）とを乗算し、その乗
算結果（ｄθ／Ｔs ）をバンドパスフイルタ１８に出力
する。すなわち乗算器２６によつて位相差ｄθをサンプ
リング時間Ｔs で割つた値を求めることにより、位相回
転角θの微分、すなわち瞬時角周波数を求める。かくし
てバンドパスフイルタ１８によつて乗算結果（ｄθ／Ｔ
s ）を帯域制限することにより、出力端ＯＵＴにＦＭ信
号の復調結果である復調信号Ｓ３が出力される。
【００４６】以上の構成において、ＦＭ復調回路３０で
は、まず直交検波回路５から供給された同相成分Ｉ及び
直交成分Ｑをそれぞれ位相回転角検出回路３１に入力
し、ここで直交成分Ｑを同相成分Ｉで割つた値を求め、
その求めた値に対応したｔａｎ-1（Ｑ／Ｉ）をＲＯＭ３
３から読み出すことにより、位相回転角θを求める。そ
してＦＭ復調回路３０では、その求めた位相回転角θを
微分回路３４に入力し、ここで現在の位相回転角θから
１サンプル前の位相回転角θs を減算することによつて
位相差ｄθを求め、その求めた位相差ｄθをサンプリン
グ時間Ｔs で割ることによつて位相回転角θの微分、す
なわち瞬時角周波数（ｄθ／Ｔs ）を求める。かくして
ＦＭ復調回路３０では、この求めた瞬時角周波数（ｄθ
／Ｔs ）を帯域制限することにより、ＦＭ信号の復調結
果である復調信号Ｓ３を求める。
は、まず直交検波回路５から供給された同相成分Ｉ及び
直交成分Ｑをそれぞれ位相回転角検出回路３１に入力
し、ここで直交成分Ｑを同相成分Ｉで割つた値を求め、
その求めた値に対応したｔａｎ-1（Ｑ／Ｉ）をＲＯＭ３
３から読み出すことにより、位相回転角θを求める。そ
してＦＭ復調回路３０では、その求めた位相回転角θを
微分回路３４に入力し、ここで現在の位相回転角θから
１サンプル前の位相回転角θs を減算することによつて
位相差ｄθを求め、その求めた位相差ｄθをサンプリン
グ時間Ｔs で割ることによつて位相回転角θの微分、す
なわち瞬時角周波数（ｄθ／Ｔs ）を求める。かくして
ＦＭ復調回路３０では、この求めた瞬時角周波数（ｄθ
／Ｔs ）を帯域制限することにより、ＦＭ信号の復調結
果である復調信号Ｓ３を求める。
【００４７】すなわちＦＭ復調回路３０では、サンプリ
ング時間Ｔs によつてデイジタル化したＦＭ信号の同相
成分Ｉ及び直交成分Ｑを基に位相回転角検出回路３１に
よつて位相回転角θを求める。またその求めた位相回転
角θを基に第２の位相回転角検出回路（具体的にはＤ−
ＦＦ３６）によつて１サンプリング時間前の位相回転角
θs を求める。そしてＦＭ復調回路３０では、位相回転
角θと１サンプリング時間前の位相回転角θs との位相
差ｄθを求め、その求めた位相差ｄθにサンプリング時
間の逆数値（１／Ｔs ）を乗算することにより瞬時角周
波数（ｄθ／Ｔs ）を求めて復調を行う。このようにＦ
Ｍ復調回路３０では、フイードバツク系を持たずに復調
を行うため、従来のＰＬＬ方式を用いたＦＭ復調回路１
２に比べてフエージング環境下での復調特性を向上させ
ることができる。
ング時間Ｔs によつてデイジタル化したＦＭ信号の同相
成分Ｉ及び直交成分Ｑを基に位相回転角検出回路３１に
よつて位相回転角θを求める。またその求めた位相回転
角θを基に第２の位相回転角検出回路（具体的にはＤ−
ＦＦ３６）によつて１サンプリング時間前の位相回転角
θs を求める。そしてＦＭ復調回路３０では、位相回転
角θと１サンプリング時間前の位相回転角θs との位相
差ｄθを求め、その求めた位相差ｄθにサンプリング時
間の逆数値（１／Ｔs ）を乗算することにより瞬時角周
波数（ｄθ／Ｔs ）を求めて復調を行う。このようにＦ
Ｍ復調回路３０では、フイードバツク系を持たずに復調
を行うため、従来のＰＬＬ方式を用いたＦＭ復調回路１
２に比べてフエージング環境下での復調特性を向上させ
ることができる。
【００４８】かくするにつき以上の構成によれば、ＦＭ
信号の同相成分Ｉ及び直交成分Ｑを基に現在の位相回転
角θと１サンプル前の位相回転角θs とを求め、その位
相差ｄθを微分して瞬時角周波数（ｄθ／Ｔs ）を求め
るようにしたことにより、フイードバツク系を持たずに
ＦＭ信号を復調することができ、かくして簡易な構成で
従来に比して復調特性を向上することができる。
信号の同相成分Ｉ及び直交成分Ｑを基に現在の位相回転
角θと１サンプル前の位相回転角θs とを求め、その位
相差ｄθを微分して瞬時角周波数（ｄθ／Ｔs ）を求め
るようにしたことにより、フイードバツク系を持たずに
ＦＭ信号を復調することができ、かくして簡易な構成で
従来に比して復調特性を向上することができる。
【００４９】（３）第３実施例 図２との対応部分に同一符号を付して示す図３におい
て、４０は全体として第３実施例によるＦＭ復調回路を
示し、前段に設けられた直交検波回路５（図７参照）か
ら出力された同相成分Ｉ、直交成分Ｑをそれぞれ入力端
ＩＮ1 、ＩＮ2 を介して位相回転角検出回路３１及び内
挿値計算回路４１に入力するようになされている。
て、４０は全体として第３実施例によるＦＭ復調回路を
示し、前段に設けられた直交検波回路５（図７参照）か
ら出力された同相成分Ｉ、直交成分Ｑをそれぞれ入力端
ＩＮ1 、ＩＮ2 を介して位相回転角検出回路３１及び内
挿値計算回路４１に入力するようになされている。
【００５０】位相回転角検出回路３１は第２実施例と同
様のものであり、直交成分Ｑを同相成分Ｉで割つた値を
求め、その求めた値に対応した位相回転角θ（＝ｔａｎ
-1（Ｑ／Ｉ））を読み出して後段の減算器２５に出力す
る。
様のものであり、直交成分Ｑを同相成分Ｉで割つた値を
求め、その求めた値に対応した位相回転角θ（＝ｔａｎ
-1（Ｑ／Ｉ））を読み出して後段の減算器２５に出力す
る。
【００５１】一方、内挿値計算回路４１は入力された同
相成分Ｉ、直交成分Ｑを基にτ時間前の同相成分Ｉτ、
直交成分Ｑτをそれぞれ内挿値計算によつて求め、その
求めたτ時間前の同相成分Ｉτ、直交成分Ｑτをそれぞ
れ位相回転角検出回路４２に出力する。この場合、時間
τはサンプリング時間Ｔs よりも短い時間であり、τ時
間前の同相成分Ｉτ、直交成分Ｑτは現在の同相成分
Ｉ、直交成分Ｑと１サンプル前の同相成分Ｉs 、直交成
分Ｑs との間にある任意の同相成分、直交成分をそれぞ
れ表している。
相成分Ｉ、直交成分Ｑを基にτ時間前の同相成分Ｉτ、
直交成分Ｑτをそれぞれ内挿値計算によつて求め、その
求めたτ時間前の同相成分Ｉτ、直交成分Ｑτをそれぞ
れ位相回転角検出回路４２に出力する。この場合、時間
τはサンプリング時間Ｔs よりも短い時間であり、τ時
間前の同相成分Ｉτ、直交成分Ｑτは現在の同相成分
Ｉ、直交成分Ｑと１サンプル前の同相成分Ｉs 、直交成
分Ｑs との間にある任意の同相成分、直交成分をそれぞ
れ表している。
【００５２】位相回転角検出回路４２は位相回転角検出
回路３１と同様のものであり、直交成分Ｑτを同相成分
Ｉτで割つた値を求め、その求めた値に対応した位相回
転角θτ（＝ｔａｎ-1（Ｑτ／Ｉτ））を読み出して後
段の減算器２５に出力する。すなわち位相回転角検出回
路４２はτ時間前の同相成分Ｉτ、直交成分Ｑτを基に
τ時間前の位相回転角θτを求めるものである。
回路３１と同様のものであり、直交成分Ｑτを同相成分
Ｉτで割つた値を求め、その求めた値に対応した位相回
転角θτ（＝ｔａｎ-1（Ｑτ／Ｉτ））を読み出して後
段の減算器２５に出力する。すなわち位相回転角検出回
路４２はτ時間前の同相成分Ｉτ、直交成分Ｑτを基に
τ時間前の位相回転角θτを求めるものである。
【００５３】減算器２５は現在の位相回転角θからτ時
間前の位相回転角θτを減算し、その結果得た位相差ｄ
θ（＝θ−θτ）を乗算器２６に出力する。記憶素子４
３は例えばメモリでなり、時間τの逆数値（１／τ）が
書き込まれている。この時間τの逆数値（１／τ）は記
憶素子４３から読み出され、乗算器２６に入力される。
乗算器２６は入力された位相差ｄθと時間τの逆数値
（１／τ）とを乗算し、その乗算結果（ｄθ／τ）をバ
ンドパスフイルタ１８に出力する。すなわち乗算器２６
によつて位相差ｄθを時間τで割つた値を求めることに
より、位相回転角θの微分、すなわち瞬時角周波数を求
める。かくしてバンドパスフイルタ１８によつて乗算結
果（ｄθ／τ）を帯域制限することにより、出力端ＯＵ
ＴにＦＭ信号の復調結果である復調信号Ｓ３が出力され
る。
間前の位相回転角θτを減算し、その結果得た位相差ｄ
θ（＝θ−θτ）を乗算器２６に出力する。記憶素子４
３は例えばメモリでなり、時間τの逆数値（１／τ）が
書き込まれている。この時間τの逆数値（１／τ）は記
憶素子４３から読み出され、乗算器２６に入力される。
乗算器２６は入力された位相差ｄθと時間τの逆数値
（１／τ）とを乗算し、その乗算結果（ｄθ／τ）をバ
ンドパスフイルタ１８に出力する。すなわち乗算器２６
によつて位相差ｄθを時間τで割つた値を求めることに
より、位相回転角θの微分、すなわち瞬時角周波数を求
める。かくしてバンドパスフイルタ１８によつて乗算結
果（ｄθ／τ）を帯域制限することにより、出力端ＯＵ
ＴにＦＭ信号の復調結果である復調信号Ｓ３が出力され
る。
【００５４】ここでこのように構成されるＦＭ復調回路
４０の原理及び上述の内挿値計算回路４１について具体
的に説明する。第２実施例のように、現在の位相回転角
θと１サンプル前の位相回転角θs との位相差ｄθをサ
ンプリング時間Ｔs で割ることによつて瞬時角周波数を
求めた場合には、サンプリング時間Ｔs が長くなると、
瞬時角周波数の精度が劣化し、それが原因で復調特性が
劣化するおそれがある。そこでこの実施例の場合には、
サンプル間隔の間にある任意の点での位相回転角θi を
内挿値計算によつて推定し、見かけ上、サンプリング時
間Ｔs を短くして瞬時角周波数を求める。この点につい
て、以下に数式を用いて説明する。
４０の原理及び上述の内挿値計算回路４１について具体
的に説明する。第２実施例のように、現在の位相回転角
θと１サンプル前の位相回転角θs との位相差ｄθをサ
ンプリング時間Ｔs で割ることによつて瞬時角周波数を
求めた場合には、サンプリング時間Ｔs が長くなると、
瞬時角周波数の精度が劣化し、それが原因で復調特性が
劣化するおそれがある。そこでこの実施例の場合には、
サンプル間隔の間にある任意の点での位相回転角θi を
内挿値計算によつて推定し、見かけ上、サンプリング時
間Ｔs を短くして瞬時角周波数を求める。この点につい
て、以下に数式を用いて説明する。
【００５５】受信したＦＭ信号から計算した離散位相値
をθ［ｎＴs ］とすると、時刻ｔにおける推定位相θ
（ｔ）は、次式
をθ［ｎＴs ］とすると、時刻ｔにおける推定位相θ
（ｔ）は、次式
【数１５】 に示す関係から求めることができる。ここでサンプリン
グ周波数ｆs が最大変調周波数ｆの２倍であるとする
と、（１５）式は、次式
グ周波数ｆs が最大変調周波数ｆの２倍であるとする
と、（１５）式は、次式
【数１６】 に示すようになる。
【００５６】従つて、ｔ＝ｋＴs −τに於けるθ（ｔ）
は、次式
は、次式
【数１７】 に示すようになる。この（１７）式において、ｋ−ｎを
Ｎとおくと、（１７）式は、次式
Ｎとおくと、（１７）式は、次式
【数１８】 に示すようになる。
【００５７】さらにＳｉｎｃ関数が｜Ｍ／２｜＞Ｎの範
囲で無視できる大きさとすると、ｔ＝ｋＴs −τに於け
るθ（ｔ）は、次式
囲で無視できる大きさとすると、ｔ＝ｋＴs −τに於け
るθ（ｔ）は、次式
【数１９】 に示すようになり、時刻（ｋ−Ｍ／２）Ｔs から時刻
（ｋ＋Ｍ／２）Ｔs までのＦＭ信号から計算した離散位
相を用いて、時刻ｋＴs からτ時間前の位相値を推定す
ることができる。従つて時刻ｋＴs での瞬時角周波数
は、次式
（ｋ＋Ｍ／２）Ｔs までのＦＭ信号から計算した離散位
相を用いて、時刻ｋＴs からτ時間前の位相値を推定す
ることができる。従つて時刻ｋＴs での瞬時角周波数
は、次式
【数２０】 に示すようになる。従つてこの（２０）式を用いて各時
刻での瞬時角周波数を順次求めることにより、復調波を
得ることができる。
刻での瞬時角周波数を順次求めることにより、復調波を
得ることができる。
【００５８】ここで図４に内挿値計算回路４１の構成を
示す。内挿値計算回路４１は入力された同相成分Ｉ、直
交成分Ｑに対してそれぞれ内挿値を計算するものである
が、その計算に際して必要な構成はどちらの場合も同じ
あるため、ここでは一方の構成についてだけ説明する。
示す。内挿値計算回路４１は入力された同相成分Ｉ、直
交成分Ｑに対してそれぞれ内挿値を計算するものである
が、その計算に際して必要な構成はどちらの場合も同じ
あるため、ここでは一方の構成についてだけ説明する。
【００５９】入力された同相成分Ｉは、Ｎ個のＤ−ＦＦ
で形成される直列入力並列出力型のシフトレジスタ５０
に入力され、ここで１サンプリング時間Ｔs づつ順次遅
延させられる。シフトレジスタ５０から出力される同相
成分Ｉ1 〜Ｉn はそれぞれ乗算器Ｘ1 〜Ｘn に出力され
る。乗算器Ｘ1 〜Ｘn にはそれぞれ記憶素子（例えばメ
モリでなる）Ｍ1 〜Ｍn に記憶されているＳｉｎｃ関数
の重み付け値ｈ1 〜ｈn が入力されており、乗算器Ｘ1
〜Ｘn はそれぞれ入力された同相成分Ｉ1 〜Ｉn に対し
て重み付け値ｈ1 〜ｈn を乗算し、その乗算結果をそれ
ぞれ加算器５２に出力する。かくして加算器５２によつ
て各乗算器Ｘ1 〜Ｘn の乗算結果を加算することによ
り、τ時間前の同相成分Ｉτが求められる。このように
して内挿値計算回路４１では、上述の（１９）式に対応
した計算をすることにより、現在の同相成分Ｉからτ時
間前の同相成分Ｉτを求める。因みに、内挿値計算回路
４１では、直交成分Ｑに対してもこれと同じ回路構成を
用いてτ時間前の直交成分Ｑτを求める。
で形成される直列入力並列出力型のシフトレジスタ５０
に入力され、ここで１サンプリング時間Ｔs づつ順次遅
延させられる。シフトレジスタ５０から出力される同相
成分Ｉ1 〜Ｉn はそれぞれ乗算器Ｘ1 〜Ｘn に出力され
る。乗算器Ｘ1 〜Ｘn にはそれぞれ記憶素子（例えばメ
モリでなる）Ｍ1 〜Ｍn に記憶されているＳｉｎｃ関数
の重み付け値ｈ1 〜ｈn が入力されており、乗算器Ｘ1
〜Ｘn はそれぞれ入力された同相成分Ｉ1 〜Ｉn に対し
て重み付け値ｈ1 〜ｈn を乗算し、その乗算結果をそれ
ぞれ加算器５２に出力する。かくして加算器５２によつ
て各乗算器Ｘ1 〜Ｘn の乗算結果を加算することによ
り、τ時間前の同相成分Ｉτが求められる。このように
して内挿値計算回路４１では、上述の（１９）式に対応
した計算をすることにより、現在の同相成分Ｉからτ時
間前の同相成分Ｉτを求める。因みに、内挿値計算回路
４１では、直交成分Ｑに対してもこれと同じ回路構成を
用いてτ時間前の直交成分Ｑτを求める。
【００６０】以上の構成において、ＦＭ復調回路４０で
は、まず直交検波回路５から供給された同相成分Ｉ及び
直交成分Ｑをそれぞれ位相回転角検出回路３１に入力
し、ここで直交成分Ｑを同相成分Ｉで割つた値を求め、
その求めた値に対応したｔａｎ-1（Ｑ／Ｉ）を読み出す
ことにより、位相回転角θを求める。またＦＭ復調回路
４０では、同相成分Ｉ及び直交成分Ｑをそれぞれ内挿値
計算回路４１に入力し、ここで同相成分Ｉ及び直交成分
Ｑを基に内挿値計算をすることにより、τ時間前の同相
成分Ｉτ及び直交成分Ｑτを求め、その求めたτ時間前
の同相成分Ｉτ及び直交成分Ｑτを基に、位相回転角検
出回路４２によつてτ時間前の位相回転角θτを求め
る。
は、まず直交検波回路５から供給された同相成分Ｉ及び
直交成分Ｑをそれぞれ位相回転角検出回路３１に入力
し、ここで直交成分Ｑを同相成分Ｉで割つた値を求め、
その求めた値に対応したｔａｎ-1（Ｑ／Ｉ）を読み出す
ことにより、位相回転角θを求める。またＦＭ復調回路
４０では、同相成分Ｉ及び直交成分Ｑをそれぞれ内挿値
計算回路４１に入力し、ここで同相成分Ｉ及び直交成分
Ｑを基に内挿値計算をすることにより、τ時間前の同相
成分Ｉτ及び直交成分Ｑτを求め、その求めたτ時間前
の同相成分Ｉτ及び直交成分Ｑτを基に、位相回転角検
出回路４２によつてτ時間前の位相回転角θτを求め
る。
【００６１】そしてＦＭ復調回路４０では、現在の位相
回転角θとτ時間前の位相回転角θτとの位相差ｄθに
時間τの逆数値（１／τ）を乗算することにより、位相
回転角θの微分、すなわち瞬時角周波数（ｄθ／τ）を
求める。かくしてこの求めた瞬時角周波数（ｄθ／τ）
を帯域制限することにより、ＦＭ信号の復調結果である
復調信号Ｓ３を求める。
回転角θとτ時間前の位相回転角θτとの位相差ｄθに
時間τの逆数値（１／τ）を乗算することにより、位相
回転角θの微分、すなわち瞬時角周波数（ｄθ／τ）を
求める。かくしてこの求めた瞬時角周波数（ｄθ／τ）
を帯域制限することにより、ＦＭ信号の復調結果である
復調信号Ｓ３を求める。
【００６２】すなわちＦＭ復調回路４０では、同相成分
Ｉ及び直交成分Ｑを基に位相回転角検出回路３１によつ
て現在の位相回転角θを求める。またＦＭ復調回路４０
では、第２の位相回転角検出回路（具体的には内挿値計
算回路４１及び位相回転角検出回路４２）において、同
相成分Ｉ及び直交成分Ｑを基に内挿値計算をすることに
よつてτ時間前の同相成分Ｉτ及び直交成分Ｑτを求
め、その求めたτ時間前の同相成分Ｉτ及び直交成分Ｑ
τを基にτ時間前の位相回転角θτを求める。そしてそ
の求めた現在の位相回転角θとτ時間前の位相回転角θ
τとの位相差ｄθに時間τの逆数値（１／τ）を乗算す
ることにより、瞬時角周波数（ｄθ／τ）を求めて復調
を行う。
Ｉ及び直交成分Ｑを基に位相回転角検出回路３１によつ
て現在の位相回転角θを求める。またＦＭ復調回路４０
では、第２の位相回転角検出回路（具体的には内挿値計
算回路４１及び位相回転角検出回路４２）において、同
相成分Ｉ及び直交成分Ｑを基に内挿値計算をすることに
よつてτ時間前の同相成分Ｉτ及び直交成分Ｑτを求
め、その求めたτ時間前の同相成分Ｉτ及び直交成分Ｑ
τを基にτ時間前の位相回転角θτを求める。そしてそ
の求めた現在の位相回転角θとτ時間前の位相回転角θ
τとの位相差ｄθに時間τの逆数値（１／τ）を乗算す
ることにより、瞬時角周波数（ｄθ／τ）を求めて復調
を行う。
【００６３】これによりＦＭ復調回路４０では、フイー
ドバツク系を持たずに復調を行うため、従来のＰＬＬ方
式を用いたＦＭ復調回路１２に比べてフエージング環境
下での復調特性を向上させることができる。またこの実
施例の場合には、内挿値計算によつて現在の位相回転角
θと１サンプル前の位相回転角θs との間にあるτ時間
前の位相回転角θτを求めて瞬時角周波数を求めるよう
にしたことにより、サンプリング時間Ｔs が長い場合に
も瞬時角周波数の精度の劣化を回避して良好な復調を行
うことができる。
ドバツク系を持たずに復調を行うため、従来のＰＬＬ方
式を用いたＦＭ復調回路１２に比べてフエージング環境
下での復調特性を向上させることができる。またこの実
施例の場合には、内挿値計算によつて現在の位相回転角
θと１サンプル前の位相回転角θs との間にあるτ時間
前の位相回転角θτを求めて瞬時角周波数を求めるよう
にしたことにより、サンプリング時間Ｔs が長い場合に
も瞬時角周波数の精度の劣化を回避して良好な復調を行
うことができる。
【００６４】以上の構成によれば、内挿値計算によつて
現在の位相回転角θと１サンプル前の位相回転角θs と
の間にあるτ時間前の位相回転角θτを求め、その求め
たτ時間前の位相回転角θτと現在の位相回転角θとを
基に瞬時角周波数を求めるようにしたことにより、サン
プリング時間Ｔs が長い場合にも瞬時角周波数の精度の
劣化を回避して良好な復調を行うことができる。
現在の位相回転角θと１サンプル前の位相回転角θs と
の間にあるτ時間前の位相回転角θτを求め、その求め
たτ時間前の位相回転角θτと現在の位相回転角θとを
基に瞬時角周波数を求めるようにしたことにより、サン
プリング時間Ｔs が長い場合にも瞬時角周波数の精度の
劣化を回避して良好な復調を行うことができる。
【００６５】（４）第４実施例 図２との対応部分に同一符号を付して示す図５におい
て、６０は全体として第４実施例によるＦＭ復調回路を
示し、この実施例の場合には、図２に示した第２実施例
のＦＭ復調回路３０に対してオーバーサンプリングを施
すようにしたものである。具体的には、このＦＭ復調回
路６０では、まず前段に設けられた直交検波回路５（図
７参照）から出力された同相成分Ｉ、直交成分Ｑをそれ
ぞれ入力端ＩＮ1、ＩＮ2 を介してオーバーサンプリン
グ回路６１に入力する。この場合、同相成分Ｉ、直交成
分Ｑはそれぞれ直交検波回路５においてサンプリング周
波数ｆs でサンプリングされてデイジタル化されている
ものとする。
て、６０は全体として第４実施例によるＦＭ復調回路を
示し、この実施例の場合には、図２に示した第２実施例
のＦＭ復調回路３０に対してオーバーサンプリングを施
すようにしたものである。具体的には、このＦＭ復調回
路６０では、まず前段に設けられた直交検波回路５（図
７参照）から出力された同相成分Ｉ、直交成分Ｑをそれ
ぞれ入力端ＩＮ1、ＩＮ2 を介してオーバーサンプリン
グ回路６１に入力する。この場合、同相成分Ｉ、直交成
分Ｑはそれぞれ直交検波回路５においてサンプリング周
波数ｆs でサンプリングされてデイジタル化されている
ものとする。
【００６６】オーバーサンプリング回路６１は入力され
た同相成分Ｉ、直交成分Ｑに対してそれぞれｎ倍オーバ
ーサンプリングを施し、その結果得たサンプリング周波
数ｎｆs に変換された同相成分Ｉ、直交成分Ｑをそれぞ
れ位相回転角検出回路３１に出力する。この場合、オー
バーサンプリング回路６１は（ｎ−１）個の「０」をデ
ータの間に挿入することにより、ｎ倍オーバーサンプリ
ングを行う。
た同相成分Ｉ、直交成分Ｑに対してそれぞれｎ倍オーバ
ーサンプリングを施し、その結果得たサンプリング周波
数ｎｆs に変換された同相成分Ｉ、直交成分Ｑをそれぞ
れ位相回転角検出回路３１に出力する。この場合、オー
バーサンプリング回路６１は（ｎ−１）個の「０」をデ
ータの間に挿入することにより、ｎ倍オーバーサンプリ
ングを行う。
【００６７】位相回転角検出回路３１は第２実施例で説
明したものと同様のものであり、直交成分Ｑを同相成分
Ｉで割つた値を求め、その求めた値に対応した位相回転
角θ（＝ｔａｎ-1（Ｑ／Ｉ））を読み出して後段のロー
パスフイルタ（ＬＰＦ）６２に出力する。ローパスフイ
ルタ６２は位相回転角検出回路３１から出力される位相
回転角θに含まれる不要な高周波成分を除去するもので
あり、不要な高周波成分を除去した位相回転角θをデシ
メート回路６３に出力する。
明したものと同様のものであり、直交成分Ｑを同相成分
Ｉで割つた値を求め、その求めた値に対応した位相回転
角θ（＝ｔａｎ-1（Ｑ／Ｉ））を読み出して後段のロー
パスフイルタ（ＬＰＦ）６２に出力する。ローパスフイ
ルタ６２は位相回転角検出回路３１から出力される位相
回転角θに含まれる不要な高周波成分を除去するもので
あり、不要な高周波成分を除去した位相回転角θをデシ
メート回路６３に出力する。
【００６８】デシメート回路６３はｎ倍オーバーサンプ
リングしたものを元に戻すものであり、位相回転角θの
データ部分だけ抜き出すことにより当該位相回転角θを
サンプリング周波数ｆs に戻し、その結果得た位相回転
角θを微分回路３４に出力する。
リングしたものを元に戻すものであり、位相回転角θの
データ部分だけ抜き出すことにより当該位相回転角θを
サンプリング周波数ｆs に戻し、その結果得た位相回転
角θを微分回路３４に出力する。
【００６９】微分回路３４は第２実施例で説明したもの
と同様のものであり、入力された位相回転角θを遅延し
て得た１サンプル前の位相回転角θs と現在の位相回転
角θとの位相差ｄθを求め、その求めた位相差ｄθをサ
ンプリング時間Ｔs で割ることにより、瞬時角周波数ｄ
θ／Ｔs を求める。そして微分回路３４はその求めた瞬
時角周波数ｄθ／Ｔs をバンドパスフイルタ１８に出力
する。かくしてバンドパスフイルタ１８によつて瞬時角
周波数ｄθ／Ｔs を帯域制限することにより、出力端Ｏ
ＵＴにＦＭ信号の復調結果である復調信号Ｓ３が出力さ
れる。
と同様のものであり、入力された位相回転角θを遅延し
て得た１サンプル前の位相回転角θs と現在の位相回転
角θとの位相差ｄθを求め、その求めた位相差ｄθをサ
ンプリング時間Ｔs で割ることにより、瞬時角周波数ｄ
θ／Ｔs を求める。そして微分回路３４はその求めた瞬
時角周波数ｄθ／Ｔs をバンドパスフイルタ１８に出力
する。かくしてバンドパスフイルタ１８によつて瞬時角
周波数ｄθ／Ｔs を帯域制限することにより、出力端Ｏ
ＵＴにＦＭ信号の復調結果である復調信号Ｓ３が出力さ
れる。
【００７０】ここでこのように構成されるＦＭ復調回路
６０の原理について具体的に説明する。第２実施例のよ
うに、位相回転角θを検出する回路として例えば「ｔａ
ｎ-1」のような非線形回路を用いた場合、不要な高周波
成分が発生して復調特性を劣化させてしまうおそれがあ
る。この点について図６を用いて説明する。非線形回路
を用いていない場合には、スペクトル分布は図６（Ａ）
に示すようになる。この場合、サンプリング周波数がｆ
s であれば、その半分の周波数であるｆs ／２までの信
号成分を表現することができる（標本化定理による）。
またスペクトル分布としては、送信側で帯域制限に使用
した帯域制限フイルタの特性によつて決まり、理論的に
は高周波成分は存在しないことになる。
６０の原理について具体的に説明する。第２実施例のよ
うに、位相回転角θを検出する回路として例えば「ｔａ
ｎ-1」のような非線形回路を用いた場合、不要な高周波
成分が発生して復調特性を劣化させてしまうおそれがあ
る。この点について図６を用いて説明する。非線形回路
を用いていない場合には、スペクトル分布は図６（Ａ）
に示すようになる。この場合、サンプリング周波数がｆ
s であれば、その半分の周波数であるｆs ／２までの信
号成分を表現することができる（標本化定理による）。
またスペクトル分布としては、送信側で帯域制限に使用
した帯域制限フイルタの特性によつて決まり、理論的に
は高周波成分は存在しないことになる。
【００７１】しかしながら非線形回路を用いた場合に
は、図６（Ｂ）に示すように、実際の信号成分の他に高
周波成分が発生してしまう。この高周波成分は、図６
（Ｃ）に示すように、ｆs ／２以下の周波数帯域に折り
返され、信号成分に対して雑音として影響を与えてしま
い（いわゆる折り返し歪み）、復調特性を劣化させてし
まう。そこでこの実施例の場合には、図６（Ｄ）に示す
ように、オーバーサンプリングを行うことによつて不要
な高周波成分を周波数帯域の上側の方に持つて行き、ロ
ーパスフイルタで帯域制限を行うことによつてその不要
な高周波成分を除去し、その後デシメートを行つて元に
戻す。
は、図６（Ｂ）に示すように、実際の信号成分の他に高
周波成分が発生してしまう。この高周波成分は、図６
（Ｃ）に示すように、ｆs ／２以下の周波数帯域に折り
返され、信号成分に対して雑音として影響を与えてしま
い（いわゆる折り返し歪み）、復調特性を劣化させてし
まう。そこでこの実施例の場合には、図６（Ｄ）に示す
ように、オーバーサンプリングを行うことによつて不要
な高周波成分を周波数帯域の上側の方に持つて行き、ロ
ーパスフイルタで帯域制限を行うことによつてその不要
な高周波成分を除去し、その後デシメートを行つて元に
戻す。
【００７２】すなわちこの実施例のＦＭ復調回路６０で
は、まずオーバーサンプリング回路６１によつて同相成
分Ｉ及び直交成分Ｑに対してオーバーサンプリングを行
い、サンプリング周波数をｆs からｎｆs にする。この
場合、周波数がｎｆs ／２までの信号成分が表現される
ことになるので、実際の信号成分以外の不要な高周波成
分をローパスフイルタ６２によつて除去する。その後、
ＦＭ復調回路６０では、デシメート回路６３によつてサ
ンプリング周波数をｎｆs からｆs に戻すが、そのとき
には高周波成分が除去されているため、上述のような折
り返し歪みは減少している。
は、まずオーバーサンプリング回路６１によつて同相成
分Ｉ及び直交成分Ｑに対してオーバーサンプリングを行
い、サンプリング周波数をｆs からｎｆs にする。この
場合、周波数がｎｆs ／２までの信号成分が表現される
ことになるので、実際の信号成分以外の不要な高周波成
分をローパスフイルタ６２によつて除去する。その後、
ＦＭ復調回路６０では、デシメート回路６３によつてサ
ンプリング周波数をｎｆs からｆs に戻すが、そのとき
には高周波成分が除去されているため、上述のような折
り返し歪みは減少している。
【００７３】このようにしてＦＭ復調回路６０では、入
力された同相成分Ｉ及び直交成分Ｑに対してオーバーサ
ンプリングを行うことにより、非線形回路（すなわち位
相回転角検出回路３１）によつて発生する不要な高周波
成分を周波数帯域の上側の方に持つて行き、その不要な
高周波成分をローパスフイルタ６２で除去する。その
後、ＦＭ復調回路６０では、オーバーサンプリングした
ものデシメート回路６３によつて元に戻す。このように
することにより、ＦＭ復調回路６０では、不要な高周波
成分によつて起きる折り返し歪みを減少でき、かくして
復調特性を一段と向上させることができる。
力された同相成分Ｉ及び直交成分Ｑに対してオーバーサ
ンプリングを行うことにより、非線形回路（すなわち位
相回転角検出回路３１）によつて発生する不要な高周波
成分を周波数帯域の上側の方に持つて行き、その不要な
高周波成分をローパスフイルタ６２で除去する。その
後、ＦＭ復調回路６０では、オーバーサンプリングした
ものデシメート回路６３によつて元に戻す。このように
することにより、ＦＭ復調回路６０では、不要な高周波
成分によつて起きる折り返し歪みを減少でき、かくして
復調特性を一段と向上させることができる。
【００７４】因みに、直交検波回路５のアナログデイジ
タル変換器１０、１１によつてオーバーサンプリングを
行うようにすることもできるが、データの間に「０」を
詰めてオーバーサンプリングした方がその後の計算が楽
になるため、上述のようにオーバーサンプリング回路６
１を設けている。
タル変換器１０、１１によつてオーバーサンプリングを
行うようにすることもできるが、データの間に「０」を
詰めてオーバーサンプリングした方がその後の計算が楽
になるため、上述のようにオーバーサンプリング回路６
１を設けている。
【００７５】かくするにつき以上の構成によれば、同相
成分Ｉ及び直交成分Ｑに対してオーバーサンプリングを
施すオーバーサンプリング回路６１と、非線形回路によ
つて発生する不要な高周波成分を除去するローパスフイ
ルタ６２と、オーバーサンプリングしたものを元に戻す
デシメート回路６３とを設けるようにしたことにより、
不要な高周波成分によつて起きる折り返し歪みを減少で
き、かくして復調特性を一段と向上させることができ
る。
成分Ｉ及び直交成分Ｑに対してオーバーサンプリングを
施すオーバーサンプリング回路６１と、非線形回路によ
つて発生する不要な高周波成分を除去するローパスフイ
ルタ６２と、オーバーサンプリングしたものを元に戻す
デシメート回路６３とを設けるようにしたことにより、
不要な高周波成分によつて起きる折り返し歪みを減少で
き、かくして復調特性を一段と向上させることができ
る。
【００７６】（５）他の実施例 なお上述の第４実施例においては、第２実施例のＦＭ復
調回路３０に対してオーバーサンプリングを施して復調
特性を向上させた場合について述べた、本発明はこれに
限らず、第１実施例のＦＭ復調回路２０や第３実施例の
ＦＭ復調回路４０に対しても同様にオーバーサンプリン
グを施して不要な高周波成分を除去するようにしても上
述の場合と同様に復調特性を向上させることができる。
調回路３０に対してオーバーサンプリングを施して復調
特性を向上させた場合について述べた、本発明はこれに
限らず、第１実施例のＦＭ復調回路２０や第３実施例の
ＦＭ復調回路４０に対しても同様にオーバーサンプリン
グを施して不要な高周波成分を除去するようにしても上
述の場合と同様に復調特性を向上させることができる。
【００７７】要は、ＦＭ復調回路２０、３０、４０にお
いて、非線形回路によつて発生した不要な高周波成分を
オーバーサンプリングによつて周波数帯域の上側の方に
持つて行き、当該不要な高周波成分を所定のローパスフ
イルタによつて除去した後、オーバーサンプリングした
ものを元に戻すような不要成分除去回路（６１、６２、
６３）を設けるようにすれば、上述の場合と同様に復調
特性を向上させることができる。
いて、非線形回路によつて発生した不要な高周波成分を
オーバーサンプリングによつて周波数帯域の上側の方に
持つて行き、当該不要な高周波成分を所定のローパスフ
イルタによつて除去した後、オーバーサンプリングした
ものを元に戻すような不要成分除去回路（６１、６２、
６３）を設けるようにすれば、上述の場合と同様に復調
特性を向上させることができる。
【００７８】また上述の実施例においては、直交検波回
路５以降の回路をＦＭ復調回路（２０、３０、４０、６
０）とした場合について述べたが、本発明はこれに限ら
ず、直交検波回路５を含めた回路をＦＭ復調回路とする
ようにしても良い。
路５以降の回路をＦＭ復調回路（２０、３０、４０、６
０）とした場合について述べたが、本発明はこれに限ら
ず、直交検波回路５を含めた回路をＦＭ復調回路とする
ようにしても良い。
【００７９】さらに上述の実施例においては、ＦＭ復調
回路として上述のような効果が得られることについて述
べたが、本発明はこれに限らず、上述のようなＦＭ復調
回路を用いた通信端末装置であれば上述のような効果を
同様に得ることができる。
回路として上述のような効果が得られることについて述
べたが、本発明はこれに限らず、上述のようなＦＭ復調
回路を用いた通信端末装置であれば上述のような効果を
同様に得ることができる。
【００８０】
【発明の効果】上述のように本発明によれば、直交検波
回路から出力された同相成分及び直交成分をそれぞれ１
サンプリング時間分だけ遅延し、直交成分と遅延した同
相成分との乗算結果から同相成分と遅延した直交成分と
の乗算結果を減算し、その減算結果に１サンプリング時
間の逆数値を乗算することによつて瞬時角周波数を求め
るようにしたことにより、従来のようなフイードバツク
系を持たずに周波数変調信号を復調することができ、フ
エージング等の影響による復調特性の劣化を回避でき
る。
回路から出力された同相成分及び直交成分をそれぞれ１
サンプリング時間分だけ遅延し、直交成分と遅延した同
相成分との乗算結果から同相成分と遅延した直交成分と
の乗算結果を減算し、その減算結果に１サンプリング時
間の逆数値を乗算することによつて瞬時角周波数を求め
るようにしたことにより、従来のようなフイードバツク
系を持たずに周波数変調信号を復調することができ、フ
エージング等の影響による復調特性の劣化を回避でき
る。
【００８１】また直交検波回路から出力された同相成分
及び直交成分を基に第１の位相回転角検出回路によつて
位相回転角を検出し、直交検波回路から出力された同相
成分及び直交成分、又は第１の位相回転角検出回路によ
つて検出された位相回転角を基に第２の位相回転角検出
回路によつて所定時間前の位相回転角を検出し、第１の
位相回転角検出回路によつて検出された位相回転角と第
２の位相回転角検出回路によつて検出された所定時間前
の位相回転角との位相差を求め、求めた位相差に所定時
間の逆数値を乗算することによつて瞬時角周波数を求め
るようにしたことにより、従来のようなフイードバツク
系を持たずに周波数変調信号を復調することができ、フ
エージング等の影響による復調特性の劣化を回避でき
る。
及び直交成分を基に第１の位相回転角検出回路によつて
位相回転角を検出し、直交検波回路から出力された同相
成分及び直交成分、又は第１の位相回転角検出回路によ
つて検出された位相回転角を基に第２の位相回転角検出
回路によつて所定時間前の位相回転角を検出し、第１の
位相回転角検出回路によつて検出された位相回転角と第
２の位相回転角検出回路によつて検出された所定時間前
の位相回転角との位相差を求め、求めた位相差に所定時
間の逆数値を乗算することによつて瞬時角周波数を求め
るようにしたことにより、従来のようなフイードバツク
系を持たずに周波数変調信号を復調することができ、フ
エージング等の影響による復調特性の劣化を回避でき
る。
【００８２】さらに非線形回路によつて発生した不要な
高周波成分をオーバーサンプリングによつて周波数帯域
の上側の方に持つて行き、当該不要な高周波成分を所定
のローパスフイルタによつて除去した後、オーバーサン
プリングしたものを元に戻す不要成分除去回路を設ける
ようにしたことにより、不要な高周波成分による復調特
性の劣化を回避できる。かくするにつき従来に比して復
調特性を向上し得る簡易な構成の周波数変調信号復調回
路を実現することができる。
高周波成分をオーバーサンプリングによつて周波数帯域
の上側の方に持つて行き、当該不要な高周波成分を所定
のローパスフイルタによつて除去した後、オーバーサン
プリングしたものを元に戻す不要成分除去回路を設ける
ようにしたことにより、不要な高周波成分による復調特
性の劣化を回避できる。かくするにつき従来に比して復
調特性を向上し得る簡易な構成の周波数変調信号復調回
路を実現することができる。
【図１】本発明の一実施例によるＦＭ復調回路の構成を
示すブロツク図である。
示すブロツク図である。
【図２】第２実施例によるＦＭ復調回路の構成を示すブ
ロツク図である。
ロツク図である。
【図３】第３実施例によるＦＭ復調回路の構成を示すブ
ロツク図である。
ロツク図である。
【図４】第３実施例のＦＭ復調回路に設けられた内挿値
計算回路を示すブロツク図である。
計算回路を示すブロツク図である。
【図５】第４実施例によるＦＭ復調回路の構成を示すブ
ロツク図である。
ロツク図である。
【図６】第４実施例によるＦＭ復調回路の原理の説明に
供するスペクトル分布図である。
供するスペクトル分布図である。
【図７】従来のＰＬＬ方式を用いたＦＭ復調回路及びそ
の周辺回路を示すブロツク図である。
の周辺回路を示すブロツク図である。
５……直交検波回路、１０、１１……アナログデイジタ
ル変換器、１２、２０、３０、４０、６０……ＦＭ復調
回路、１３、１４……ＡＧＣ回路、１５……位相比較回
路、１６……ループフイルタ、１７……ＮＣＯ回路、１
８……バンドパスフイルタ、２１、２４、３６……遅延
型フリツプフロツプ、２２、２３、２６……乗算器、２
５……減算器、２７、４３……記憶素子、３１、４２…
…位相回転角検出回路、３４……微分回路、４１……内
挿値計算回路、６１……オーバーサンプリング回路、６
２……ローパスフイルタ、６３……デシメート回路。
ル変換器、１２、２０、３０、４０、６０……ＦＭ復調
回路、１３、１４……ＡＧＣ回路、１５……位相比較回
路、１６……ループフイルタ、１７……ＮＣＯ回路、１
８……バンドパスフイルタ、２１、２４、３６……遅延
型フリツプフロツプ、２２、２３、２６……乗算器、２
５……減算器、２７、４３……記憶素子、３１、４２…
…位相回転角検出回路、３４……微分回路、４１……内
挿値計算回路、６１……オーバーサンプリング回路、６
２……ローパスフイルタ、６３……デシメート回路。
Claims (8)
- 【請求項１】周波数変調信号を復調する周波数変調信号
復調回路において、 上記周波数変調信号を直交検波して得られる同相成分及
び直交成分を所定のサンプリング時間でサンプリングす
ることによりデイジタル化して出力する直交検波回路
と、 上記直交検波回路から出力された上記同相成分を１サン
プリング時間分だけ遅延する第１の遅延回路と、 上記直交検波回路から出力された上記直交成分を１サン
プリング時間分だけ遅延する第２の遅延回路と、 上記１サンプリング時間の逆数値を記憶する記憶回路
と、 上記直交検波回路から出力された上記同相成分と上記第
２の遅延回路によつて遅延した直交成分とを乗算する第
１の乗算回路と、 上記直交検波回路から出力された上記直交成分と上記第
１の遅延回路によつて遅延した同相成分とを乗算する第
２の乗算回路と、 上記第２の乗算回路の乗算結果から上記第１の乗算回路
の乗算結果を減算する減算回路と、 上記減算回路の減算結果と上記記憶回路に記憶された１
サンプリング時間の逆数値とを乗算することによつて瞬
時角周波数を求める第３の乗算回路と、 上記第３の乗算回路によつて求めた瞬時角周波数を帯域
制限するフイルタ回路とを具え、上記周波数変調信号を
復調するようにしたことを特徴とする周波数変調信号復
調回路。 - 【請求項２】非線形回路によつて発生した不要な高周波
成分をオーバーサンプリングによつて周波数帯域の上側
の方に持つて行き、当該不要な高周波成分を所定のロー
パスフイルタによつて除去した後、オーバーサンプリン
グしたものを元に戻す不要成分除去回路を具えることを
特徴とする請求項１に記載の周波数変調信号復調回路。 - 【請求項３】周波数変調信号を復調する周波数変調信号
復調回路において、 上記周波数変調信号を直交検波して得られる同相成分及
び直交成分を所定のサンプリング時間でサンプリングす
ることによりデイジタル化して出力する直交検波回路
と、 上記直交検波回路から出力された同相成分及び直交成分
を基に位相回転角を検出する第１の位相回転角検出回路
と、 上記直交検波回路から出力された同相成分及び直交成
分、又は上記第１の位相回転角検出回路によつて検出さ
れた位相回転角を基に所定時間前の位相回転角を検出す
る第２の位相回転角検出回路と、 上記第１の位相回転角検出回路によつて検出された位相
回転角と上記第２の位相回転角検出回路によつて検出さ
れた所定時間前の位相回転角との位相差を求める減算回
路と、 上記減算回路によつて求めた位相差に上記所定時間の逆
数値を乗算することによつて瞬時角周波数を求める乗算
回路と、 上記乗算回路によつて求めた瞬時角周波数を帯域制限す
るフイルタ回路とを具え、上記周波数変調信号を復調す
るようにしたことを特徴とする周波数変調信号復調回
路。 - 【請求項４】上記第２の位相回転角検出回路は、 上記第１の位相回転角検出回路によつて検出された位相
回転角を１サンプリング時間分だけ遅延することによ
り、１サンプリング時間前の位相回転角を検出すること
を特徴とする請求項３に記載の周波数変調信号復調回
路。 - 【請求項５】上記第２の位相回転角検出回路は、 上記直交検波回路から出力された同相成分及び直交成分
を基に内挿値計算することにより、１サンプリング時間
よりも短い微小時間前の位相回転角を検出することを特
徴とする請求項３に記載の周波数変調信号復調回路。 - 【請求項６】非線形回路によつて発生した不要な高周波
成分をオーバーサンプリングによつて周波数帯域の上側
の方に持つて行き、当該不要な高周波成分を所定のロー
パスフイルタによつて除去した後、オーバーサンプリン
グしたものを元に戻す不要成分除去回路を具えることを
特徴とする請求項３に記載の周波数変調信号復調回路。 - 【請求項７】受信した周波数変調信号を周波数変調信号
復調回路によつて復調する通信端末装置において、 上記周波数変調信号復調回路は、 上記周波数変調信号を直交検波して得られる同相成分及
び直交成分を所定のサンプリング時間でサンプリングす
ることによりデイジタル化して出力する直交検波回路
と、 上記直交検波回路から出力された上記同相成分を１サン
プリング時間分だけ遅延する第１の遅延回路と、 上記直交検波回路から出力された上記直交成分を１サン
プリング時間分だけ遅延する第２の遅延回路と、 上記１サンプリング時間の逆数値を記憶する記憶回路
と、 上記直交検波回路から出力された上記同相成分と上記第
２の遅延回路によつて遅延した直交成分とを乗算する第
１の乗算回路と、 上記直交検波回路から出力された上記直交成分と上記第
１の遅延回路によつて遅延した同相成分とを乗算する第
２の乗算回路と、 上記第２の乗算回路の乗算結果から上記第１の乗算回路
の乗算結果を減算する減算回路と、 上記減算回路の減算結果と上記記憶回路に記憶された１
サンプリング時間の逆数値とを乗算することによつて瞬
時角周波数を求める第３の乗算回路と、 上記第３の乗算回路によつて求めた瞬時角周波数を帯域
制限するフイルタ回路とを具えることを特徴とする通信
端末装置。 - 【請求項８】受信した周波数変調信号を周波数変調信号
復調回路によつて復調する通信端末装置において、 上記周波数変調信号復調回路は、 上記周波数変調信号を直交検波して得られる同相成分及
び直交成分を所定のサンプリング時間でサンプリングす
ることによりデイジタル化して出力する直交検波回路
と、 上記直交検波回路から出力された同相成分及び直交成分
を基に位相回転角を検出する第１の位相回転角検出回路
と、 上記直交検波回路から出力された同相成分及び直交成
分、又は上記第１の位相回転角検出回路によつて検出さ
れた位相回転角を基に所定時間前の位相回転角を検出す
る第２の位相回転角検出回路と、 上記第１の位相回転角検出回路によつて検出された位相
回転角と上記第２の位相回転角検出回路によつて検出さ
れた所定時間前の位相回転角との位相差を求める減算回
路と、 上記減算回路によつて求めた位相差に上記所定時間の逆
数値を乗算することによつて瞬時角周波数を求める乗算
回路と、 上記乗算回路によつて求めた瞬時角周波数を帯域制限す
るフイルタ回路とを具えることを特徴とする通信端末装
置。
Priority Applications (4)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP11254095A JP3508956B2 (ja) | 1995-04-13 | 1995-04-13 | 周波数変調信号復調回路及び通信端末装置 |
| US08/627,581 US5703527A (en) | 1995-04-13 | 1996-04-04 | Frequency modulated signal demodulator circuit and communication terminal equipment |
| KR1019960010926A KR100406224B1 (ko) | 1995-04-13 | 1996-04-12 | 주파수변조신호복조회로및이를채용한통신단말장비 |
| CN96108456A CN1088297C (zh) | 1995-04-13 | 1996-04-13 | 频率调制信号解调器电路以及通信终端设备 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP11254095A JP3508956B2 (ja) | 1995-04-13 | 1995-04-13 | 周波数変調信号復調回路及び通信端末装置 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH08288746A true JPH08288746A (ja) | 1996-11-01 |
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Family
ID=14589210
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP11254095A Expired - Fee Related JP3508956B2 (ja) | 1995-04-13 | 1995-04-13 | 周波数変調信号復調回路及び通信端末装置 |
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| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US5703527A (ja) |
| JP (1) | JP3508956B2 (ja) |
| KR (1) | KR100406224B1 (ja) |
| CN (1) | CN1088297C (ja) |
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2011053117A (ja) * | 2009-09-02 | 2011-03-17 | Toshiba Corp | 無線通信装置 |
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| US6031418A (en) * | 1998-11-19 | 2000-02-29 | Lockheed Martin Corporation | Method and apparatus for demodulating digital frequency modulation (FM) signals |
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| CA2292463C (en) * | 1999-12-17 | 2005-04-12 | Vtech Communications, Ltd. | Digitally-implemented demodulator |
| US6693980B1 (en) * | 2000-09-18 | 2004-02-17 | Telasic Communications, Inc. | Wideband fast-hopping receiver front-end and mixing method |
| US6847255B2 (en) * | 2001-06-01 | 2005-01-25 | Broadband Innovations, Inc. | Zero IF complex quadrature frequency discriminator and FM demodulator |
| US20040167283A1 (en) * | 2003-02-24 | 2004-08-26 | Michael Vinciguerra | Linear polyphosphonates that exhibit an advantageous combination of properties, and methods related thereto |
| JP2006025135A (ja) * | 2004-07-07 | 2006-01-26 | Rohm Co Ltd | パルス変調信号復調回路並びにそれを備えた受光回路及び電気機器 |
| CN100367665C (zh) * | 2004-12-10 | 2008-02-06 | 清华大学 | 锁相环路形式的正交信号相位校准器 |
| US8369820B2 (en) * | 2007-09-05 | 2013-02-05 | General Instrument Corporation | Frequency multiplier device |
| KR100913202B1 (ko) * | 2009-05-15 | 2009-08-24 | 엘아이지넥스원 주식회사 | 주파수 변조된 신호의 복조를 위한 위상변화 검출 장치 및 방법 |
| EP2278724A1 (en) * | 2009-07-02 | 2011-01-26 | Nanoscale Labs | Communications system |
| BR112017026676B1 (pt) * | 2015-06-16 | 2023-02-14 | Telefonaktiebolaget Lm Ericsson (Publ) | Circuito detector de fase em quadratura, corretor de fase em quadratura, circuito de rádio de múltiplas antenas, estação de rádio e método |
| CN109768813B (zh) * | 2018-12-03 | 2021-03-19 | 东南大学 | 一种面向高速率移动互联的无线系统 |
| CN112671682A (zh) * | 2020-12-14 | 2021-04-16 | 天津光电通信技术有限公司 | 一种一体化数字解调方法及装置 |
Family Cites Families (5)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
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| US4577157A (en) * | 1983-12-12 | 1986-03-18 | International Telephone And Telegraph Corporation | Zero IF receiver AM/FM/PM demodulator using sampling techniques |
| US4755761A (en) * | 1986-06-26 | 1988-07-05 | General Electric Company | Zero intermediate-frequency demodulator |
| FR2627648B1 (fr) * | 1988-02-19 | 1994-07-08 | Kawas Kaleh Ghassan | Systeme de transmission a modulation msk et detection differentiellement coherente |
| GB2233535A (en) * | 1989-06-30 | 1991-01-09 | Philips Electronic Associated | Radio receiver |
-
1995
- 1995-04-13 JP JP11254095A patent/JP3508956B2/ja not_active Expired - Fee Related
-
1996
- 1996-04-04 US US08/627,581 patent/US5703527A/en not_active Expired - Lifetime
- 1996-04-12 KR KR1019960010926A patent/KR100406224B1/ko not_active IP Right Cessation
- 1996-04-13 CN CN96108456A patent/CN1088297C/zh not_active Expired - Fee Related
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|---|---|---|---|---|
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Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JP3508956B2 (ja) | 2004-03-22 |
| CN1088297C (zh) | 2002-07-24 |
| KR100406224B1 (ko) | 2004-04-08 |
| US5703527A (en) | 1997-12-30 |
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| KR960039596A (ko) | 1996-11-25 |
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