JPH04150354A - 位相ジッタ抑圧回路 - Google Patents
位相ジッタ抑圧回路Info
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- JPH04150354A JPH04150354A JP2272799A JP27279990A JPH04150354A JP H04150354 A JPH04150354 A JP H04150354A JP 2272799 A JP2272799 A JP 2272799A JP 27279990 A JP27279990 A JP 27279990A JP H04150354 A JPH04150354 A JP H04150354A
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- Japan
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- 230000000694 effects Effects 0.000 description 2
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Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
- H04L27/00—Modulated-carrier systems
- H04L27/32—Carrier systems characterised by combinations of two or more of the types covered by groups H04L27/02, H04L27/10, H04L27/18 or H04L27/26
- H04L27/34—Amplitude- and phase-modulated carrier systems, e.g. quadrature-amplitude modulated carrier systems
- H04L27/38—Demodulator circuits; Receiver circuits
- H04L27/3845—Demodulator circuits; Receiver circuits using non - coherent demodulation, i.e. not using a phase synchronous carrier
- H04L27/3854—Demodulator circuits; Receiver circuits using non - coherent demodulation, i.e. not using a phase synchronous carrier using a non - coherent carrier, including systems with baseband correction for phase or frequency offset
- H04L27/3872—Compensation for phase rotation in the demodulated signal
Landscapes
- Engineering & Computer Science (AREA)
- Computer Networks & Wireless Communication (AREA)
- Signal Processing (AREA)
- Digital Transmission Methods That Use Modulated Carrier Waves (AREA)
Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【発明の詳細な説明】
〔産業上の利用分野〕
本発明はデータモデム受信機において回線」二に発生し
た位相ジッタを抑圧する位相ジッタ抑圧回路に関する。
た位相ジッタを抑圧する位相ジッタ抑圧回路に関する。
データモデム受信機を使用したディジタルデータ伝送に
おいて、回線上に発生する位相ジッタは伝送エラーを引
き起こし、情報伝送の効率を低下させる大きな要因とな
っている。そのため、従来からデータモデム受信機内部
においてこの位相ジッタの影響を減少させる工夫が種々
なされてきた。
おいて、回線上に発生する位相ジッタは伝送エラーを引
き起こし、情報伝送の効率を低下させる大きな要因とな
っている。そのため、従来からデータモデム受信機内部
においてこの位相ジッタの影響を減少させる工夫が種々
なされてきた。
従来この種の位相ジッタ抑圧回路としては、データモデ
ム受信機においてフェーズ・ロック・ループにより実現
されるキャリア再生回路にて位相ジッタを吸収するもの
か一般的であった。また、上記とは別の回路方式として
、特開昭６０−１７３９４８号公報に開示されたジッタ
キャンセラ方式が知られるでいる。
ム受信機においてフェーズ・ロック・ループにより実現
されるキャリア再生回路にて位相ジッタを吸収するもの
か一般的であった。また、上記とは別の回路方式として
、特開昭６０−１７３９４８号公報に開示されたジッタ
キャンセラ方式が知られるでいる。
〔発明が解決しようとする課題］
上述した従来の位相ジッタ抑圧回路において、キャリア
再生回路にて位相ジッタを吸収する回路では、位相ジッ
タ吸収能力を高めるためにキャリア再生回路の応答速度
を早くずればするほど回線上の熱雑音を拾い易くなり、
総合特性においてかえって劣化するという欠点がある。
再生回路にて位相ジッタを吸収する回路では、位相ジッ
タ吸収能力を高めるためにキャリア再生回路の応答速度
を早くずればするほど回線上の熱雑音を拾い易くなり、
総合特性においてかえって劣化するという欠点がある。
またジッタキャンセラ方式は、原理的には位相ジッタと
熱雑音の分離能力に優れるが、基本的にＦＩＲフィルタ
にて構成されているなめ、十分な特性を得るためには回
路規模が大きくなりすぎるという欠点がある。
熱雑音の分離能力に優れるが、基本的にＦＩＲフィルタ
にて構成されているなめ、十分な特性を得るためには回
路規模が大きくなりすぎるという欠点がある。
本発明の位相ジッタ抑圧回路は、受信信号をサンプリン
グするサンプルホールド回路と、前記サンプリングホー
ルド回路からの出力をディジタル数値に変換するＡ 、
／ Ｄ変換器と、前記Ａ／Ｄ変換器からの出力を複素ベ
ースバンド信号に変換する復調手段と、前記復調手段か
らの出力に位相回転を与える位相回転手段と、前記位相
回転手段からの出力を２次元領域判定し位相信号点ベク
トルを得る判定手段と、前記復調手段からの出力と前記
判定手段からの出力との位相誤差を計算する第１の位相
比較手段と、前記位相回転手段からの出力と前記判定手
段からの出力の位相誤差を計算する第２の位相比較手段
と、ｓｉｎθを発生する正弦関数発生手段と、ｃｏｓθ
を発生する余弦関数発生手段と、前記第１の位相比較手
段からの出力と前記余弦関数発生手段からの出力とを乗
算する第１の乗算器と、前記第１の乗算器からの出力を
平滑化するローパスフィルタと、前記ローパスフィルタ
からの出力を積分し前記正弦関数および前記余弦関数発
生手段に入力θを与える積分器と、係数Ｃｒを記憶する
第１のレジスタと、係数Ｃ１を記憶する第２のレジスタ
と、Ｃｒ・ｓｉｎθ−Ｃｉ−ｃｏｓθを計算する第２と
第３の乗算器及び減算器と、次のサンプルにおける前記
第１のレジスタの内容をＣｒａとしかつ前記第２のレジ
スタの内容をＣｉａと定義するとき、Ｃｒ ａ＝Ｃｒδ
・ε・ｓｊｒ】θ、Ｃｉ ａ＝Ｃｉ−δ・ε・０（）Ｓ
θなる漸化式を演算する演算手段とを有し、前記復調手
段出力に対し前記位相回転手段が前記減算手段出力に比
例する角度の位相回転を与えることを特徴とする。
グするサンプルホールド回路と、前記サンプリングホー
ルド回路からの出力をディジタル数値に変換するＡ 、
／ Ｄ変換器と、前記Ａ／Ｄ変換器からの出力を複素ベ
ースバンド信号に変換する復調手段と、前記復調手段か
らの出力に位相回転を与える位相回転手段と、前記位相
回転手段からの出力を２次元領域判定し位相信号点ベク
トルを得る判定手段と、前記復調手段からの出力と前記
判定手段からの出力との位相誤差を計算する第１の位相
比較手段と、前記位相回転手段からの出力と前記判定手
段からの出力の位相誤差を計算する第２の位相比較手段
と、ｓｉｎθを発生する正弦関数発生手段と、ｃｏｓθ
を発生する余弦関数発生手段と、前記第１の位相比較手
段からの出力と前記余弦関数発生手段からの出力とを乗
算する第１の乗算器と、前記第１の乗算器からの出力を
平滑化するローパスフィルタと、前記ローパスフィルタ
からの出力を積分し前記正弦関数および前記余弦関数発
生手段に入力θを与える積分器と、係数Ｃｒを記憶する
第１のレジスタと、係数Ｃ１を記憶する第２のレジスタ
と、Ｃｒ・ｓｉｎθ−Ｃｉ−ｃｏｓθを計算する第２と
第３の乗算器及び減算器と、次のサンプルにおける前記
第１のレジスタの内容をＣｒａとしかつ前記第２のレジ
スタの内容をＣｉａと定義するとき、Ｃｒ ａ＝Ｃｒδ
・ε・ｓｊｒ】θ、Ｃｉ ａ＝Ｃｉ−δ・ε・０（）Ｓ
θなる漸化式を演算する演算手段とを有し、前記復調手
段出力に対し前記位相回転手段が前記減算手段出力に比
例する角度の位相回転を与えることを特徴とする。
次に、本発明について図面を参照して説明する。
第１図は本発明を１６点ＱＡＭ方式のデータモデムに実
施した一例を示すブロック図である。
施した一例を示すブロック図である。
本実施例は、受信された信号をサンプリングするサンプ
ルホールド回路１０１と、サンプルホールド回路１０１
の出力をディジタル数値に変換するＡ／Ｄ変換器１０２
と、Ａ／Ｄ変換器１０２の出力を複素ベースバント信号
に変換する復調手段１０３と、復調手段１０３の出力に
位相回転を与える位相回転手段１０４と、位相回転手段
］−０４の出力を２次元領域判定し理想信号点ベクトル
を得る判定手段１０５と、復調手段１０３の出力と判定
手段１０５との位相誤差を計算する第１の位相比較手段
１０７と、第１の位相比較手段１０７の出力を増幅する
増幅手段１１つと、増幅手段１１９の出力を振幅±１に
制限する振幅制限手段１２０と、位相回転手段１０４の
出力と判定手段１０５の出力との位相誤差を計算する第
２の位相比較手段１０６と、ｓｉｎθを発生ずる正弦関
数発生手段１］２と、ｃｏｓθを発生する余弦関数発生
手段１１１と、振幅制御手段１２０の出力と余弦関数発
生手段１１１の出力とを乗算する第１の乗算器１０８と
、第１の乗算器１０８の出力を平滑化するローパスフィ
ルタ１０つと、ローパスフィルタ１０９の出力を積分し
正弦関数および余弦関数発生手段１１１．．１１２の入
力θを与える積分器１１０と、係数Ｃｒを記憶する第１
のレジスタ１１６と、係数Ｃｊを記憶する第２のレジス
タ１１７と、Ｃｒ −ｓ ｉ ｎθ−Ｃ１−ｃｏｓθを
計算する第２の乗算器１１３と第３の乗算器１１−５お
よび減算器１］４と、次のサンプルにおける第１のレジ
スタ１１６の内容をＣｒａとし、かつ第２のレジスタ１
１５の内容をＣｉａと定義するとき、Ｃｒ ａ ＝ Ｃ
ｒ−δ−ｅ −ｓ ｉ ｎθ、Ｃ’＋ ：ｔＣｊ−δ・
ε・ｃｏｓθなる漸化式を演算する演算手段１１８とを
有し、復調手段１０３の出力に対し位相回転手段１０４
が減算手段］１４の出力に比例する角度の位相回転を与
える。
ルホールド回路１０１と、サンプルホールド回路１０１
の出力をディジタル数値に変換するＡ／Ｄ変換器１０２
と、Ａ／Ｄ変換器１０２の出力を複素ベースバント信号
に変換する復調手段１０３と、復調手段１０３の出力に
位相回転を与える位相回転手段１０４と、位相回転手段
］−０４の出力を２次元領域判定し理想信号点ベクトル
を得る判定手段１０５と、復調手段１０３の出力と判定
手段１０５との位相誤差を計算する第１の位相比較手段
１０７と、第１の位相比較手段１０７の出力を増幅する
増幅手段１１つと、増幅手段１１９の出力を振幅±１に
制限する振幅制限手段１２０と、位相回転手段１０４の
出力と判定手段１０５の出力との位相誤差を計算する第
２の位相比較手段１０６と、ｓｉｎθを発生ずる正弦関
数発生手段１］２と、ｃｏｓθを発生する余弦関数発生
手段１１１と、振幅制御手段１２０の出力と余弦関数発
生手段１１１の出力とを乗算する第１の乗算器１０８と
、第１の乗算器１０８の出力を平滑化するローパスフィ
ルタ１０つと、ローパスフィルタ１０９の出力を積分し
正弦関数および余弦関数発生手段１１１．．１１２の入
力θを与える積分器１１０と、係数Ｃｒを記憶する第１
のレジスタ１１６と、係数Ｃｊを記憶する第２のレジス
タ１１７と、Ｃｒ −ｓ ｉ ｎθ−Ｃ１−ｃｏｓθを
計算する第２の乗算器１１３と第３の乗算器１１−５お
よび減算器１］４と、次のサンプルにおける第１のレジ
スタ１１６の内容をＣｒａとし、かつ第２のレジスタ１
１５の内容をＣｉａと定義するとき、Ｃｒ ａ ＝ Ｃ
ｒ−δ−ｅ −ｓ ｉ ｎθ、Ｃ’＋ ：ｔＣｊ−δ・
ε・ｃｏｓθなる漸化式を演算する演算手段１１８とを
有し、復調手段１０３の出力に対し位相回転手段１０４
が減算手段］１４の出力に比例する角度の位相回転を与
える。
次に、動作について説明する。
受信された信号はサンプルホールド回路１０１とＡ／Ｄ
変換器１０２とによってディジタル信号に変換され、復
調手段１０３により複素ベースバンド信号に変換される
。本実施例では、サンプルホールド回路１０１とＡ／Ｄ
変換器１０２以外の構成要素はすべてディジタル信号処
理によって数値演算処理されるものである。復調手段１
．０３の出力は位相回転手段１０４を通った後、判定手
段１０５により２次元領域判定され、理想信号点ベクト
ルを得る。判定手段１０５の演算の詳細は第２図に示す
ように、理想信号点２０４は２次元平面上に規則的に配
置されており、判定手段１０５は位相回転手段１０４の
出力２０１を最近傍の理想信号点２０２と判定し、理想
信号点２０２を表現する理想信号点ベクトル２０３を出
力する。第１の位相比較手段１０７は、復調手段１０３
出力Ｓと判定手段１０５出力りより、Ｅ−Ｉｍ［ｓ・ｃ
ｏｎｊ ｇ （Ｄ）］なる演算により位相誤差Ｅを出力
する。ここにおいて、Ｔｍ ［ｓ・ｃｏｎｊ ｇ（Ｄ）
］は複素数の虚数部を抽出する演算子、またｃｏｎ、ｊ
ｇ（Ｄ）は共役複素数をとる演算子を表わず。
変換器１０２とによってディジタル信号に変換され、復
調手段１０３により複素ベースバンド信号に変換される
。本実施例では、サンプルホールド回路１０１とＡ／Ｄ
変換器１０２以外の構成要素はすべてディジタル信号処
理によって数値演算処理されるものである。復調手段１
．０３の出力は位相回転手段１０４を通った後、判定手
段１０５により２次元領域判定され、理想信号点ベクト
ルを得る。判定手段１０５の演算の詳細は第２図に示す
ように、理想信号点２０４は２次元平面上に規則的に配
置されており、判定手段１０５は位相回転手段１０４の
出力２０１を最近傍の理想信号点２０２と判定し、理想
信号点２０２を表現する理想信号点ベクトル２０３を出
力する。第１の位相比較手段１０７は、復調手段１０３
出力Ｓと判定手段１０５出力りより、Ｅ−Ｉｍ［ｓ・ｃ
ｏｎｊ ｇ （Ｄ）］なる演算により位相誤差Ｅを出力
する。ここにおいて、Ｔｍ ［ｓ・ｃｏｎｊ ｇ（Ｄ）
］は複素数の虚数部を抽出する演算子、またｃｏｎ、ｊ
ｇ（Ｄ）は共役複素数をとる演算子を表わず。
受信信号が位相ジッタ妨害を受けている場合は、位相誤
差Ｅには周期関数であるジッタ成分に雑音が相加された
信号が現われる。さらに、位相誤差Ｅは増幅手段１１９
により増幅されたあと、振幅制御手段１２０により振幅
が±１である矩形波に変換される。この矩形波は容易に
わかるように、位相ジッタ成分に等しい周波数であり、
振幅は位相ジッタ角度に関係なく常に±１である。
差Ｅには周期関数であるジッタ成分に雑音が相加された
信号が現われる。さらに、位相誤差Ｅは増幅手段１１９
により増幅されたあと、振幅制御手段１２０により振幅
が±１である矩形波に変換される。この矩形波は容易に
わかるように、位相ジッタ成分に等しい周波数であり、
振幅は位相ジッタ角度に関係なく常に±１である。
方、乗算器１０８、ローパスフィルタ１０９、積分器１
１０、余弦関数発生手段１１１はいわゆるフッニーズ・
ロック・ループ（Ｐ Ｌ Ｌ ）を構成し、位相誤差Ｅ
の周期関数成分に同期する。このＰ Ｌ、 Ｌ、の入力
は振幅正弦手段１２０の出力の矩形波であるため、位相
ジッタ角度に関係なく、そのループ帯域は一定である。
１０、余弦関数発生手段１１１はいわゆるフッニーズ・
ロック・ループ（Ｐ Ｌ Ｌ ）を構成し、位相誤差Ｅ
の周期関数成分に同期する。このＰ Ｌ、 Ｌ、の入力
は振幅正弦手段１２０の出力の矩形波であるため、位相
ジッタ角度に関係なく、そのループ帯域は一定である。
また、正弦関数発生手段１］２は余弦関数発生手段１１
１と同期している。２つのレジスタ１１６．１１７には
それぞれ係数Ｃｒと係数Ｃｉを記憶しており、乗算器１
１３．１１５と減算器１１４は正弦関数発生手段］１２
出力のｓｉｎθと余弦関数発生手段１１出力のｃｏｓθ
とレジスタ１１６．１１７の内容Ｃｙ−。
１と同期している。２つのレジスタ１１６．１１７には
それぞれ係数Ｃｒと係数Ｃｉを記憶しており、乗算器１
１３．１１５と減算器１１４は正弦関数発生手段］１２
出力のｓｉｎθと余弦関数発生手段１１出力のｃｏｓθ
とレジスタ１１６．１１７の内容Ｃｙ−。
Ｃ１からφ＝Ｃｒ−８ｉｎθ−Ｃｉ−ｃｏｓθを計算す
る。
る。
ここにおいて、ＣｒおよびＣｉが適切な値であれば上記
φは判定手段１０５の入力信号に合よれる位相ジッタ成
分のレプリカとなり、このφにより位相回転手段１０４
を制御し、判定手段１０５の入力信号に含まれる位相ジ
ッタ成分をキャンセルする。Ｃｒ、Ｃｉを適切な値に適
応的に修正するためには、以下のアルゴリズムを使用す
る。第２の位相比較手段１０６は位相回転手段１０４の
出力Ｓ′と判定手段１０５出力りとにより、εＩｍ ［
Ｓ’ −ｃｏｎｊ ｇ （Ｄ）］なる演算により位相
誤差とを出力し、次のサンプルにおける前記第１のレジ
スタの内容をＣｒａ、かつ前記第２のレジスタの内容を
Ｃｉａを定義するとき、Ｃｒａ＝Ｃｒ−δ’ ｅ ・ｃ
ｏｓθ、Ｃｉ ａ＝Ｃｉ−δ・ε・ｃｏｓθなる漸化式
により係数Ｃｒ、Ｃｉを逐次修正して行く。演算手段１
１８は上記漸化式を実行する手段であり、δは適切な定
数である。
φは判定手段１０５の入力信号に合よれる位相ジッタ成
分のレプリカとなり、このφにより位相回転手段１０４
を制御し、判定手段１０５の入力信号に含まれる位相ジ
ッタ成分をキャンセルする。Ｃｒ、Ｃｉを適切な値に適
応的に修正するためには、以下のアルゴリズムを使用す
る。第２の位相比較手段１０６は位相回転手段１０４の
出力Ｓ′と判定手段１０５出力りとにより、εＩｍ ［
Ｓ’ −ｃｏｎｊ ｇ （Ｄ）］なる演算により位相
誤差とを出力し、次のサンプルにおける前記第１のレジ
スタの内容をＣｒａ、かつ前記第２のレジスタの内容を
Ｃｉａを定義するとき、Ｃｒａ＝Ｃｒ−δ’ ｅ ・ｃ
ｏｓθ、Ｃｉ ａ＝Ｃｉ−δ・ε・ｃｏｓθなる漸化式
により係数Ｃｒ、Ｃｉを逐次修正して行く。演算手段１
１８は上記漸化式を実行する手段であり、δは適切な定
数である。
以上説明したように、本発明は受信信号に含まれた位相
ジッタ成分のレプリカを生成し、このレプリカによって
判定手段の入力における位相ジッタ成分をキャンセルさ
せることにより、データモデムの伝送エラー発生を減少
せしめ、情報伝送効率の向上に寄与するという効果を有
する。
ジッタ成分のレプリカを生成し、このレプリカによって
判定手段の入力における位相ジッタ成分をキャンセルさ
せることにより、データモデムの伝送エラー発生を減少
せしめ、情報伝送効率の向上に寄与するという効果を有
する。
第１図は本発明の一実施例のブロック図、第２図は本実
施例の判定手段の動作を説明するための図である。 １０１・・・サンプルホールド（Ｓ／Ｈ）、１０２・・
・Ａ ／ Ｉ）変換器、１０３・・・復調手段、１０４
・・位相回転手段、１０５・・・判定手段、１０６・・
・第２の位相比較手段、１０７・・・第１の位相比較手
段、１．０８，１１３，１．１５・・・第１．第２．第
３の乗算器、１０９・・・ローパスフィルタ、１１０・
・・積分器、１１１・・・余弦関数発生手段、１１２・
・・正弦関数発生手段、１１４・・・減算器、１１６，
１１．７・・・レジスタ３１１８・・・演算手段、１１
つ・・・増幅手段、１２０・・・振幅制限手段、２０１
・・・位相回転手段１０４の出力、２０２・・・最近棒
の理想信号点、２０３・・・理想信号点ベクトル、２０
４・・・理想信号点。
施例の判定手段の動作を説明するための図である。 １０１・・・サンプルホールド（Ｓ／Ｈ）、１０２・・
・Ａ ／ Ｉ）変換器、１０３・・・復調手段、１０４
・・位相回転手段、１０５・・・判定手段、１０６・・
・第２の位相比較手段、１０７・・・第１の位相比較手
段、１．０８，１１３，１．１５・・・第１．第２．第
３の乗算器、１０９・・・ローパスフィルタ、１１０・
・・積分器、１１１・・・余弦関数発生手段、１１２・
・・正弦関数発生手段、１１４・・・減算器、１１６，
１１．７・・・レジスタ３１１８・・・演算手段、１１
つ・・・増幅手段、１２０・・・振幅制限手段、２０１
・・・位相回転手段１０４の出力、２０２・・・最近棒
の理想信号点、２０３・・・理想信号点ベクトル、２０
４・・・理想信号点。
Claims (1)
- 【特許請求の範囲】 １、受信信号をサンプリングするサンプルホールド回路
と、前記サンプリングホールド回路からの出力をディジ
タル数値に変換するＡ／Ｄ変換器と、前記Ａ／Ｄ変換器
からの出力を複素ベースバンド信号に変換する復調手段
と、前記復調手段からの出力に位相回転を与える位相回
転手段と、前記位相回転手段からの出力を２次元領域判
定し位相信号点ベクトルを得る判定手段と、前記復調手
段からの出力と前記判定手段からの出力との位相誤差を
計算する第１の位相比較手段と、前記位相回転手段から
の出力と前記判定手段からの出力の位相誤差を計算する
第２の位相比較手段と、ｓｉｎθを発生する正弦関数発
生手段と、ｃｏｓθを発生する余弦関数発生手段と、前
記第１の位相比較手段からの出力と前記余弦関数発生手
段からの出力とを乗算する第１の乗算器と、前記第１の
乗算器からの出力を平滑化するローパスフィルタと、前
記ローパスフィルタからの出力を積分し前記正弦関数お
よび前記余弦関数発生手段に入力θを与える積分器と、
係数Ｃｒを記憶する第１のレジスタと、係数Ｃｉを記憶
する第２のレジスタと、Ｃｒ・ｓｉｎθ−Ｃｉ・ｃｏｓ
θを計算する第２と第３の乗算器及び減算器と、次のサ
ンプルにおける前記第１のレジスタの内容をＣｒａとし
かつ前記第２のレジスタの内容をＣｉａと定義するとき
、Ｃｒａ＝Ｃｒ−δ・ε・ｓｉｎθ、Ｃｉａ＝Ｃｉ−δ
、ε・ｃｏｓθなる漸化式を演算する演算手段とを有し
、前記復調手段出力に対し前記位相回転手段が前記減算
手段出力に比例する角度の位相回転を与えることを特徴
とする位相ジッタ抑圧回路。 ２、前記第１の位相比較手段からの出力を増幅する増幅
手段と、前記増幅手段からの出力を振幅制限し前記第１
の乗算器に出力する振幅制限手段とを有することを特徴
とする請求項１記載の位相ジッタ抑圧回路。
Priority Applications (2)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2272799A JP2699641B2 (ja) | 1990-10-11 | 1990-10-11 | 位相ジッタ抑圧回路 |
| US07/775,274 US5315618A (en) | 1990-10-11 | 1991-10-11 | Apparatus and method of canceling periodic carrier phase jitter |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2272799A JP2699641B2 (ja) | 1990-10-11 | 1990-10-11 | 位相ジッタ抑圧回路 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH04150354A true JPH04150354A (ja) | 1992-05-22 |
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