JP3228358B2 - 直交位相誤差補償回路 - Google Patents
直交位相誤差補償回路Info
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- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
- H04L27/00—Modulated-carrier systems
- H04L27/32—Carrier systems characterised by combinations of two or more of the types covered by groups H04L27/02, H04L27/10, H04L27/18 or H04L27/26
- H04L27/34—Amplitude- and phase-modulated carrier systems, e.g. quadrature-amplitude modulated carrier systems
- H04L27/38—Demodulator circuits; Receiver circuits
- H04L27/3845—Demodulator circuits; Receiver circuits using non - coherent demodulation, i.e. not using a phase synchronous carrier
- H04L27/3854—Demodulator circuits; Receiver circuits using non - coherent demodulation, i.e. not using a phase synchronous carrier using a non - coherent carrier, including systems with baseband correction for phase or frequency offset
- H04L27/3863—Compensation for quadrature error in the received signal
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- Signal Processing (AREA)
- Digital Transmission Methods That Use Modulated Carrier Waves (AREA)
Description
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明は、ＱＰＳＫ信号等の復調
に用いるベースバンド帯遅延検波回路において、その直
交位相検波器で生じる直交位相誤差を自動的に補償する
直交位相誤差補償回路に関する。
に用いるベースバンド帯遅延検波回路において、その直
交位相検波器で生じる直交位相誤差を自動的に補償する
直交位相誤差補償回路に関する。
【０００２】
【従来の技術】図１１は、線形復調器およびその直交位
相誤差補償回路の構成を示すブロック図である。
相誤差補償回路の構成を示すブロック図である。
【０００３】図において、ＱＰＳＫ信号等の入力信号ｉ
は直交位相検波器１１に入力され、局部発振器１２およ
びπ／２移相器１３で得られる入力信号の中心周波数に
同期した搬送波で乗積検波される。直交位相検波器１１
から出力されるＩチャネル信号およびＱチャネル信号
は、低域フィルタ（ＬＰＦ）１４を介して高調波成分お
よび雑音が除去され、さらに振幅レベル調整用の増幅器
１５1 ，１５2 を介してＡ／Ｄ変換器１６に入力され、
ＩチャネルおよびＱチャネルの識別信号ｄX，ｄy、誤差
信号ｅX ，ｅy が得られる。
は直交位相検波器１１に入力され、局部発振器１２およ
びπ／２移相器１３で得られる入力信号の中心周波数に
同期した搬送波で乗積検波される。直交位相検波器１１
から出力されるＩチャネル信号およびＱチャネル信号
は、低域フィルタ（ＬＰＦ）１４を介して高調波成分お
よび雑音が除去され、さらに振幅レベル調整用の増幅器
１５1 ，１５2 を介してＡ／Ｄ変換器１６に入力され、
ＩチャネルおよびＱチャネルの識別信号ｄX，ｄy、誤差
信号ｅX ，ｅy が得られる。
【０００４】ところで、π／２移相器１３は周波数特性
を有し、さらに周囲温度，電源電圧変動，経時変化によ
って正確な直交性を確保する困難である。すなわち、π
／２移相器１３の直交性の劣化は避けられないが、それ
に伴ってＩ，Ｑチャネル間の信号漏洩が発生し、復調特
性が劣化する。
を有し、さらに周囲温度，電源電圧変動，経時変化によ
って正確な直交性を確保する困難である。すなわち、π
／２移相器１３の直交性の劣化は避けられないが、それ
に伴ってＩ，Ｑチャネル間の信号漏洩が発生し、復調特
性が劣化する。
【０００５】したがって、従来は、図１１に示すような
直交位相検波器１１の直交性を補償する直交位相誤差補
償回路が構成されていた。これは、排他的論理和回路１
７1，１７2 で識別信号ｄX と誤差信号ｅy 、識別信号
ｄy と誤差信号ｅX の排他的論理和をとり、さらに加算
器１８で各排他的論理和出力を加算して低域フィルタ
（ＬＰＦ）１９により積分し、得られた電圧でπ／２移
相器１３を構成するバラクタダイオードの容量を変化さ
せるものである。
直交位相検波器１１の直交性を補償する直交位相誤差補
償回路が構成されていた。これは、排他的論理和回路１
７1，１７2 で識別信号ｄX と誤差信号ｅy 、識別信号
ｄy と誤差信号ｅX の排他的論理和をとり、さらに加算
器１８で各排他的論理和出力を加算して低域フィルタ
（ＬＰＦ）１９により積分し、得られた電圧でπ／２移
相器１３を構成するバラクタダイオードの容量を変化さ
せるものである。
【０００６】この直交位相誤差補償回路の基本動作原理
は、復調動作が線形のためにどの象限の信号に対して
も、直交位相誤差θが正のときは排他的論理和回路１７
1 ，１７2 の出力が負になり、直交位相誤差θが負のと
きは排他的論理和回路１７1 ，１７2 の出力が正になる
ことを利用している。しかし、この原理はベースバンド
帯遅延検波のように非線形演算によって復調信号を得る
場合には適用できない。
は、復調動作が線形のためにどの象限の信号に対して
も、直交位相誤差θが正のときは排他的論理和回路１７
1 ，１７2 の出力が負になり、直交位相誤差θが負のと
きは排他的論理和回路１７1 ，１７2 の出力が正になる
ことを利用している。しかし、この原理はベースバンド
帯遅延検波のように非線形演算によって復調信号を得る
場合には適用できない。
【０００７】図１２は、π／４−ＱＰＳＫ信号の復調を
行うベースバンド帯遅延検波回路の構成を示すブロック
図である。図において、直交位相検波器１１，低域フィ
ルタ(ＬＰＦ)１４，増幅器１５1,１５2 、Ａ／Ｄ変換器
１６は、図１１に示す線形復調器と同じ構成である。ベ
ースバンド帯遅延検波回路は、さらにＡ／Ｄ変換器１６
から出力されるサンプル値ｘk，ｙkを４相遅延検波器２
０に入力し、その遅延検波信号Ｕk(ｕkX ,ｕky）から識
別器２１1 ，２１2 を介して復調信号Ｄk （Ｕk のＭＳ
Ｂ信号）を得る構成である。
行うベースバンド帯遅延検波回路の構成を示すブロック
図である。図において、直交位相検波器１１，低域フィ
ルタ(ＬＰＦ)１４，増幅器１５1,１５2 、Ａ／Ｄ変換器
１６は、図１１に示す線形復調器と同じ構成である。ベ
ースバンド帯遅延検波回路は、さらにＡ／Ｄ変換器１６
から出力されるサンプル値ｘk，ｙkを４相遅延検波器２
０に入力し、その遅延検波信号Ｕk(ｕkX ,ｕky）から識
別器２１1 ，２１2 を介して復調信号Ｄk （Ｕk のＭＳ
Ｂ信号）を得る構成である。
【０００８】図１３は、４相遅延検波器２０の構成を示
すブロック図である。図において、４相遅延検波器２０
は、１シンボルの遅延を与える遅延器１０１，１０２
と、乗算器２０１〜２０４と、加算器３０１と、減算器
４０１とにより構成され、入力されるＩチャネルおよび
Ｑチャネルの各サンプル値ｘk ，ｙk と、それを１シン
ボル遅延させたサンプル値ｘk-1 ，ｙk-1 との積和演算
を行い、遅延検波信号Ｕk （ｕkX ,ｕky）を得る。
すブロック図である。図において、４相遅延検波器２０
は、１シンボルの遅延を与える遅延器１０１，１０２
と、乗算器２０１〜２０４と、加算器３０１と、減算器
４０１とにより構成され、入力されるＩチャネルおよび
Ｑチャネルの各サンプル値ｘk ，ｙk と、それを１シン
ボル遅延させたサンプル値ｘk-1 ，ｙk-1 との積和演算
を行い、遅延検波信号Ｕk （ｕkX ,ｕky）を得る。
【０００９】ここで、Ａ／Ｄ変換器１６から出力される
サンプル値ｘk ，ｙk と、４相遅延検波器２０から出力
される遅延検波信号Ｕk (ｕkX ,ｕky）をＸ−Ｙ平面上
に表した様子を図１４(a),(b) に示す。なお、これらは
いずれも直交位相誤差がない場合（θ＝０°）である。
サンプル値ｘk ，ｙk と、４相遅延検波器２０から出力
される遅延検波信号Ｕk (ｕkX ,ｕky）をＸ−Ｙ平面上
に表した様子を図１４(a),(b) に示す。なお、これらは
いずれも直交位相誤差がない場合（θ＝０°）である。
【００１０】
【発明が解決しようとする課題】しかし、直交位相誤差
が存在する場合には、ある象限に復調された信号につい
てＩチャネル誤差信号は一定の極性を示さない。
が存在する場合には、ある象限に復調された信号につい
てＩチャネル誤差信号は一定の極性を示さない。
【００１１】ここで、直交位相誤差θ＝10°の場合のサ
ンプル値ｘk ，ｙk と遅延検波信号Ｕk(ｕkX ,ｕky）を
Ｘ−Ｙ平面上に表した様子を図１５(a),(b) に示す。こ
のように誤差信号が一定の極性を示さないので、図１１
に示すような直交位相誤差補償回路の構成では、直交位
相検波器１１の直交位相誤差を補償することができなか
った。
ンプル値ｘk ，ｙk と遅延検波信号Ｕk(ｕkX ,ｕky）を
Ｘ−Ｙ平面上に表した様子を図１５(a),(b) に示す。こ
のように誤差信号が一定の極性を示さないので、図１１
に示すような直交位相誤差補償回路の構成では、直交位
相検波器１１の直交位相誤差を補償することができなか
った。
【００１２】本発明は、非線形演算によって復調信号を
得るベースバンド帯遅延検波回路において、直交位相誤
差を正しく推定して劣化のない復調信号を得ることがで
き、さらに動作の安定性を確保するためにディジタル信
号処理を実現することができる直交位相誤差補償回路を
提供することを目的とする。
得るベースバンド帯遅延検波回路において、直交位相誤
差を正しく推定して劣化のない復調信号を得ることがで
き、さらに動作の安定性を確保するためにディジタル信
号処理を実現することができる直交位相誤差補償回路を
提供することを目的とする。
【００１３】
【課題を解決するための手段】請求項１に記載の発明
は、Ｉチャネルの遅延検波信号に含まれるＩチャネル誤
差信号を出力するＩチャネル誤差検出手段と、Ａ／Ｄ変
換器と遅延検波器との間に配置され、Ｉチャネルのサン
プル値をそのまま遅延検波器に送出し、Ｑチャネルのサ
ンプル値に対して、Ｉチャネルのサンプル値に直交歪み
補償係数を乗算した値を加算する直交歪み補償を行うと
ともに、その直交歪み補償信号に同相歪み補償係数を乗
算する同相歪み補償を行って遅延検波器に送出する位相
補償回路と、遅延検波前のＩチャネル信号と同相歪み補
償係数を乗算し、その結果と遅延検波前のＱチャネル信
号との積和演算を行い、その結果とＩチャネル誤差信号
との相互相関をとって直交歪み補償係数を出力し、直交
歪み補償信号を１シンボル遅延させた信号と遅延検波前
のＱチャネル信号を乗算し、その結果とＩチャネル誤差
信号との相互相関をとり、さらに正規のゲイン１を加算
した同相歪み補償係数を出力する補償係数推定回路とを
備える。
は、Ｉチャネルの遅延検波信号に含まれるＩチャネル誤
差信号を出力するＩチャネル誤差検出手段と、Ａ／Ｄ変
換器と遅延検波器との間に配置され、Ｉチャネルのサン
プル値をそのまま遅延検波器に送出し、Ｑチャネルのサ
ンプル値に対して、Ｉチャネルのサンプル値に直交歪み
補償係数を乗算した値を加算する直交歪み補償を行うと
ともに、その直交歪み補償信号に同相歪み補償係数を乗
算する同相歪み補償を行って遅延検波器に送出する位相
補償回路と、遅延検波前のＩチャネル信号と同相歪み補
償係数を乗算し、その結果と遅延検波前のＱチャネル信
号との積和演算を行い、その結果とＩチャネル誤差信号
との相互相関をとって直交歪み補償係数を出力し、直交
歪み補償信号を１シンボル遅延させた信号と遅延検波前
のＱチャネル信号を乗算し、その結果とＩチャネル誤差
信号との相互相関をとり、さらに正規のゲイン１を加算
した同相歪み補償係数を出力する補償係数推定回路とを
備える。
【００１４】請求項２に記載の発明は、Ｉチャネルの遅
延検波信号に含まれるＩチャネル誤差信号を出力するＩ
チャネル誤差検出手段と、Ａ／Ｄ変換器と遅延検波器と
の間に配置され、Ｉチャネルのサンプル値をそのまま遅
延検波器に送出し、Ｑチャネルのサンプル値に対して、
Ｉチャネルのサンプル値に直交歪み補償係数を乗算した
値を加算する直交歪み補償を行って遅延検波器に送出す
る位相補償回路と、遅延検波前のＩチャネル信号とＱチ
ャネル信号との積和演算を行い、その結果とＩチャネル
誤差信号との相互相関をとって直交歪み補償係数を出力
する補償係数推定回路とを備える。
延検波信号に含まれるＩチャネル誤差信号を出力するＩ
チャネル誤差検出手段と、Ａ／Ｄ変換器と遅延検波器と
の間に配置され、Ｉチャネルのサンプル値をそのまま遅
延検波器に送出し、Ｑチャネルのサンプル値に対して、
Ｉチャネルのサンプル値に直交歪み補償係数を乗算した
値を加算する直交歪み補償を行って遅延検波器に送出す
る位相補償回路と、遅延検波前のＩチャネル信号とＱチ
ャネル信号との積和演算を行い、その結果とＩチャネル
誤差信号との相互相関をとって直交歪み補償係数を出力
する補償係数推定回路とを備える。
【００１５】請求項３に記載の発明は、Ｉチャネルの遅
延検波信号に含まれるＩチャネル誤差信号を出力するＩ
チャネル誤差検出手段と、Ｑチャネルの遅延検波信号に
含まれるＱチャネル誤差信号を出力するＱチャネル誤差
検出手段と、Ａ／Ｄ変換器と遅延検波器との間に配置さ
れ、Ｉチャネルのサンプル値をそのまま遅延検波器に送
出し、Ｑチャネルのサンプル値に対して、Ｉチャネルの
サンプル値に直交歪み補償係数を乗算した値を加算する
直交歪み補償を行い、さらに同相歪み補償係数を乗算す
る同相歪み補償を行って遅延検波器に送出する位相補償
回路と、遅延検波前のＩチャネル信号とＱチャネル信号
との積和演算を行い、その結果とＩチャネル誤差信号と
の相互相関をとって直交歪み補償係数を出力し、Ｑチャ
ネルの遅延検波信号とＱチャネル誤差信号との相互相関
をとって同相歪み補償係数を出力する補償係数推定回路
とを備える。
延検波信号に含まれるＩチャネル誤差信号を出力するＩ
チャネル誤差検出手段と、Ｑチャネルの遅延検波信号に
含まれるＱチャネル誤差信号を出力するＱチャネル誤差
検出手段と、Ａ／Ｄ変換器と遅延検波器との間に配置さ
れ、Ｉチャネルのサンプル値をそのまま遅延検波器に送
出し、Ｑチャネルのサンプル値に対して、Ｉチャネルの
サンプル値に直交歪み補償係数を乗算した値を加算する
直交歪み補償を行い、さらに同相歪み補償係数を乗算す
る同相歪み補償を行って遅延検波器に送出する位相補償
回路と、遅延検波前のＩチャネル信号とＱチャネル信号
との積和演算を行い、その結果とＩチャネル誤差信号と
の相互相関をとって直交歪み補償係数を出力し、Ｑチャ
ネルの遅延検波信号とＱチャネル誤差信号との相互相関
をとって同相歪み補償係数を出力する補償係数推定回路
とを備える。
【００１６】請求項４に記載の発明は、請求項１ないし
請求項３のいずれかに記載の直交位相誤差補償回路にお
いて、直交歪み補償係数の算出のために相互相関をとる
信号の少なくとも一方にその極性信号を用いる。
請求項３のいずれかに記載の直交位相誤差補償回路にお
いて、直交歪み補償係数の算出のために相互相関をとる
信号の少なくとも一方にその極性信号を用いる。
【００１７】請求項５に記載の発明は、請求項１または
請求項３に記載の直交位相誤差補償回路において、同相
歪み補償係数の算出のために相互相関をとる信号の少な
くとも一方にその極性信号を用いる。
請求項３に記載の直交位相誤差補償回路において、同相
歪み補償係数の算出のために相互相関をとる信号の少な
くとも一方にその極性信号を用いる。
【００１８】
【作用】本発明による直交位相誤差補償原理について説
明する。受信した搬送波帯ＱＰＳＫ信号を Ｒe[s(t)・exp(j2πfcｔ)] …(1) とする。ここで、Ｒe[ ] は実部であり、fcは搬送波周
波数である。また、複素包絡線s(t)は、伝送路のインパ
ルスレスポンスをh(t)、差動符号化された位相角をφk
とすると、 s(t)＝Σk ｈ(t−ｋＴ)exp(jφk) …(2) と表される。なお、φk ＝φk-1＋ｍkπ/2＋ψである。
ｍk は時刻ｋＴにおける送信情報で０，１，２，３の値
をとり、ψはＱＰＳＫ信号の場合は０、π／４−ＱＰＳ
Ｋ信号の場合はπ／４となる。
明する。受信した搬送波帯ＱＰＳＫ信号を Ｒe[s(t)・exp(j2πfcｔ)] …(1) とする。ここで、Ｒe[ ] は実部であり、fcは搬送波周
波数である。また、複素包絡線s(t)は、伝送路のインパ
ルスレスポンスをh(t)、差動符号化された位相角をφk
とすると、 s(t)＝Σk ｈ(t−ｋＴ)exp(jφk) …(2) と表される。なお、φk ＝φk-1＋ｍkπ/2＋ψである。
ｍk は時刻ｋＴにおける送信情報で０，１，２，３の値
をとり、ψはＱＰＳＫ信号の場合は０、π／４−ＱＰＳ
Ｋ信号の場合はπ／４となる。
【００１９】直交位相検波器では、この搬送波帯ＱＰＳ
Ｋ信号と、搬送波 cos(2πfcｔ) およびπ／２移相器を
通過した搬送波 cos(2πfcｔ＋π/2) との乗積検波を行
い、ベースバンド同相成分およびベースバンド直交成分
を出力する。いま、π／２移相器に直交位相誤差θが存
在するとすれば、低域フィルタの出力にはＩチャネル信
号Ｉ(t) およびＱチャネル信号Ｑ(t) として、 Ｉ(t) ＝Ｒe[s(t)] ≡ｘ0(t) Ｑ(t) ＝Ｉm[s(t)]cosθ−Ｒe[s(t)]sinθ≡ｙ0(t)cosθ−ｘ0(t)sinθ …(3) が得られる。
Ｋ信号と、搬送波 cos(2πfcｔ) およびπ／２移相器を
通過した搬送波 cos(2πfcｔ＋π/2) との乗積検波を行
い、ベースバンド同相成分およびベースバンド直交成分
を出力する。いま、π／２移相器に直交位相誤差θが存
在するとすれば、低域フィルタの出力にはＩチャネル信
号Ｉ(t) およびＱチャネル信号Ｑ(t) として、 Ｉ(t) ＝Ｒe[s(t)] ≡ｘ0(t) Ｑ(t) ＝Ｉm[s(t)]cosθ−Ｒe[s(t)]sinθ≡ｙ0(t)cosθ−ｘ0(t)sinθ …(3) が得られる。
【００２０】次に、Ａ／Ｄ変換器がＩ(t),Ｑ(t) を時刻
ｔ＝ｋＴで標本化し、それぞれのサンプル値ｘk , ｙk
について遅延検波器が遅延検波演算を施すと、遅延検波
信号Ｕk は、 Ｕk ＝（ｘk＋ｊｙk)(ｘk-1＋ｊｙk-1) ＝｛(xkxk-1+ykyk-1)＋(xkxk-1-ykyk-1)sin2θ−(xkyk-1+ykxk-1) sinθcosθ｝＋ｊ(xk-1yk−xkyk-1)cosθ …(4) となる。ここで、実部（Ｕk,X ）の第１項はＩチャネル
の所望信号、第２項および第３項は非線形演算（遅延検
波演算）による歪み成分を表し、虚部（Ｕk,y ）はＱチ
ャネルの所望信号に直交位相誤差の余弦 cosθが乗算さ
れた歪みとなる。
ｔ＝ｋＴで標本化し、それぞれのサンプル値ｘk , ｙk
について遅延検波器が遅延検波演算を施すと、遅延検波
信号Ｕk は、 Ｕk ＝（ｘk＋ｊｙk)(ｘk-1＋ｊｙk-1) ＝｛(xkxk-1+ykyk-1)＋(xkxk-1-ykyk-1)sin2θ−(xkyk-1+ykxk-1) sinθcosθ｝＋ｊ(xk-1yk−xkyk-1)cosθ …(4) となる。ここで、実部（Ｕk,X ）の第１項はＩチャネル
の所望信号、第２項および第３項は非線形演算（遅延検
波演算）による歪み成分を表し、虚部（Ｕk,y ）はＱチ
ャネルの所望信号に直交位相誤差の余弦 cosθが乗算さ
れた歪みとなる。
【００２１】 請求項１に記載の発明の直交位相誤差
補償原理 (3)式はＩチャネルには所望信号が得られ、Ｑチャネル
にＩチャネルの信号が漏洩していることを示している。
したがって、Ａ／Ｄ変換器と遅延検波器との間に配置さ
れる位相補償回路では、Ｉチャネルのサンプル値ｘk は
そのまま通過させ、Ｑチャネルのサンプル値ｙk は、ｗ
Xｘkを加算する直交歪み補償と、その直交歪み補償信号
を (１＋ｗy)倍する同相歪み補償を行って遅延検波器に
送出することにより、遅延検波器から正しい復調信号を
得ることができる。すなわち、位相補償回路の出力Ｚk
を Ｚk ＝ｘk＋ｊ(ｙk＋ｗXｘk)(１＋ｗy) …(5) とする。ここで、ｗX は直交歪み補償係数であり、１＋
ｗy は同相歪み補償係数である。なお、同相歪み補償係
数の１は正規のゲインである。
補償原理 (3)式はＩチャネルには所望信号が得られ、Ｑチャネル
にＩチャネルの信号が漏洩していることを示している。
したがって、Ａ／Ｄ変換器と遅延検波器との間に配置さ
れる位相補償回路では、Ｉチャネルのサンプル値ｘk は
そのまま通過させ、Ｑチャネルのサンプル値ｙk は、ｗ
Xｘkを加算する直交歪み補償と、その直交歪み補償信号
を (１＋ｗy)倍する同相歪み補償を行って遅延検波器に
送出することにより、遅延検波器から正しい復調信号を
得ることができる。すなわち、位相補償回路の出力Ｚk
を Ｚk ＝ｘk＋ｊ(ｙk＋ｗXｘk)(１＋ｗy) …(5) とする。ここで、ｗX は直交歪み補償係数であり、１＋
ｗy は同相歪み補償係数である。なお、同相歪み補償係
数の１は正規のゲインである。
【００２２】ｗX ，ｗy の推定は、補償係数推定回路で
次の方法により行う。位相補償回路の出力Ｚk に対する
遅延検波信号Ｕk は、 (5)式より Ｕk ＝Ｚk Ｚ* k-1 ＝｛xkxk-1＋(yk＋ｗXxk)(yk-1＋ｗXxk-1)(1＋ｗy)2｝ ＋ｊ(xk-1yk−xkyk-1)(1＋ｗy) …(6) として与えられる。この遅延検波信号Ｕk に対する識別
信号Ｄk を Ｄk ＝ｄk,X＋ｊｄk,y とすると、Ｉチャネル誤差信号ｅk,X は、 ｅk,X ＝ｄk,X−｛xkxk-1＋(yk+ｗXxk)(yk-1+ｗXxk-1)(1＋ｗy)2｝ …(7) となる。このｗX ，ｗy については、誤差の２乗平均を
最小とするように推定するとすれば、 (7)式の瞬時誤差
の２乗からｗX ，ｗy に関する傾斜を求め、それと反対
の方向に逐次制御すればよい。
次の方法により行う。位相補償回路の出力Ｚk に対する
遅延検波信号Ｕk は、 (5)式より Ｕk ＝Ｚk Ｚ* k-1 ＝｛xkxk-1＋(yk＋ｗXxk)(yk-1＋ｗXxk-1)(1＋ｗy)2｝ ＋ｊ(xk-1yk−xkyk-1)(1＋ｗy) …(6) として与えられる。この遅延検波信号Ｕk に対する識別
信号Ｄk を Ｄk ＝ｄk,X＋ｊｄk,y とすると、Ｉチャネル誤差信号ｅk,X は、 ｅk,X ＝ｄk,X−｛xkxk-1＋(yk+ｗXxk)(yk-1+ｗXxk-1)(1＋ｗy)2｝ …(7) となる。このｗX ，ｗy については、誤差の２乗平均を
最小とするように推定するとすれば、 (7)式の瞬時誤差
の２乗からｗX ，ｗy に関する傾斜を求め、それと反対
の方向に逐次制御すればよい。
【００２３】すなわち、直交歪み補償係数ｗX は、 ∂ｅ2 k,X／∂ｗX＝−2ｅk,X｛xk(yk-1+ｗXxk-1)＋xk-1(yk+ｗXxk)｝(1＋ｗy)2 より、 ｗX ←ｗX＋μｅk,X｛xk(yk-1+ｗXxk-1)＋xk-1(yk+ｗXxk)｝(1＋ｗy)2 …(8) として求まる。この (8)式によると、直交歪み補償係数
ｗX は、遅延検波前のＩチャネル信号ｘk と同相歪み補
償係数(１＋ｗy) を乗算し、その結果と遅延検波前のＱ
チャネル信号（ｙk＋ｗXｘk)(１＋ｗy) との積和演算を
行い、その結果とＩチャネル誤差信号ｅk,X との相互相
関によって推定できることがわかる。
ｗX は、遅延検波前のＩチャネル信号ｘk と同相歪み補
償係数(１＋ｗy) を乗算し、その結果と遅延検波前のＱ
チャネル信号（ｙk＋ｗXｘk)(１＋ｗy) との積和演算を
行い、その結果とＩチャネル誤差信号ｅk,X との相互相
関によって推定できることがわかる。
【００２４】なお、μはステップサイズパラメータと呼
ばれる微小係数であるが、周囲温度や経時劣化による直
交位相誤差変動の変化速度は小さいので、Ａ／Ｄ変換器
の量子化雑音程度の大きさでよい。
ばれる微小係数であるが、周囲温度や経時劣化による直
交位相誤差変動の変化速度は小さいので、Ａ／Ｄ変換器
の量子化雑音程度の大きさでよい。
【００２５】また、同相歪み補償係数（１＋ｗy ) のｗ
y は、 ∂ｅ2 k,X／∂ｗy＝−４ｅk,X(ｙk+ｗXｘk)(ｙk-1+ｗXｘk-1)(1＋ｗy) より、 ｗy ←ｗy＋μｅk,X(ｙk+ｗXｘk)(ｙk-1+ｗXｘk-1)(1＋ｗy) …(9) として求まる。この (9)式によると、ｗy は、位相補償
回路から中途出力される直交歪み補償信号(ｙk＋ｗ
Xｘk）を１シンボル遅延させた信号と、遅延検波前のＱ
チャネル信号(ｙk＋ｗXｘk)(１＋ｗy)を乗算し、その結
果とＩチャネル誤差信号ｅk,X との相互相関によって推
定できることがわかる。このｗy に、正規のゲイン１を
加算することにより、同相歪み補償係数(１＋ｗy) を推
定できる。なお、遅延検波前のＱチャネル信号は、直交
歪み補償信号(ｙk＋ｗXｘk) と、同相歪み補償係数(１
＋ｗy) との乗算により得ることができる。
y は、 ∂ｅ2 k,X／∂ｗy＝−４ｅk,X(ｙk+ｗXｘk)(ｙk-1+ｗXｘk-1)(1＋ｗy) より、 ｗy ←ｗy＋μｅk,X(ｙk+ｗXｘk)(ｙk-1+ｗXｘk-1)(1＋ｗy) …(9) として求まる。この (9)式によると、ｗy は、位相補償
回路から中途出力される直交歪み補償信号(ｙk＋ｗ
Xｘk）を１シンボル遅延させた信号と、遅延検波前のＱ
チャネル信号(ｙk＋ｗXｘk)(１＋ｗy)を乗算し、その結
果とＩチャネル誤差信号ｅk,X との相互相関によって推
定できることがわかる。このｗy に、正規のゲイン１を
加算することにより、同相歪み補償係数(１＋ｗy) を推
定できる。なお、遅延検波前のＱチャネル信号は、直交
歪み補償信号(ｙk＋ｗXｘk) と、同相歪み補償係数(１
＋ｗy) との乗算により得ることができる。
【００２６】このように、補償係数推定回路では、直交
歪み補償信号(ｙk＋ｗXｘk) と、遅延検波前のＩチャネ
ル信号ｘk およびＱチャネル信号（ｙk＋ｗXｘk)(１＋
ｗy)と、Ｉチャネル誤差信号ｅk,X とを用いて、(8),
(9) 式の演算を行うことにより位相補償回路に与える各
補償係数ｗX ，１＋ｗy の推定値を得ることができる。
歪み補償信号(ｙk＋ｗXｘk) と、遅延検波前のＩチャネ
ル信号ｘk およびＱチャネル信号（ｙk＋ｗXｘk)(１＋
ｗy)と、Ｉチャネル誤差信号ｅk,X とを用いて、(8),
(9) 式の演算を行うことにより位相補償回路に与える各
補償係数ｗX ，１＋ｗy の推定値を得ることができる。
【００２７】 請求項２に記載の発明の直交位相誤差
補償原理 直交位相誤差θが小さい場合は、 cosθ≒１であるの
で、ｗy ≒０と近似することができる。この場合には、
位相補償回路では、Ｉチャネルのサンプル値ｘkはその
まま通過させ、Ｑチャネルのサンプル値ｙk は、ｗXｘk
を加算する直交歪み補償だけを行って遅延検波器に送出
しても、遅延検波器から正しい復調信号を得ることがで
きる。すなわち、位相補償回路の出力Ｚk を Ｚk ＝ｘk＋ｊ(ｙk＋ｗXｘk) …(10) とする。一方、直交歪み補償係数ｗX を求める (8)式
は、 ｗX ←ｗX＋μｅk,X｛xk(yk-1+ｗXxk-1)＋xk-1(yk＋ｗXxk) ｝ …(11) に簡易化される。この(11)式によると、直交歪み補償係
数ｗX は、遅延検波前のＩチャネル信号ｘk およびＱチ
ャネル信号(ｙk＋ｗXｘk) の積和演算結果と、Ｉチャネ
ル誤差信号ｅk,X との相互相関によって推定できること
がわかる。
補償原理 直交位相誤差θが小さい場合は、 cosθ≒１であるの
で、ｗy ≒０と近似することができる。この場合には、
位相補償回路では、Ｉチャネルのサンプル値ｘkはその
まま通過させ、Ｑチャネルのサンプル値ｙk は、ｗXｘk
を加算する直交歪み補償だけを行って遅延検波器に送出
しても、遅延検波器から正しい復調信号を得ることがで
きる。すなわち、位相補償回路の出力Ｚk を Ｚk ＝ｘk＋ｊ(ｙk＋ｗXｘk) …(10) とする。一方、直交歪み補償係数ｗX を求める (8)式
は、 ｗX ←ｗX＋μｅk,X｛xk(yk-1+ｗXxk-1)＋xk-1(yk＋ｗXxk) ｝ …(11) に簡易化される。この(11)式によると、直交歪み補償係
数ｗX は、遅延検波前のＩチャネル信号ｘk およびＱチ
ャネル信号(ｙk＋ｗXｘk) の積和演算結果と、Ｉチャネ
ル誤差信号ｅk,X との相互相関によって推定できること
がわかる。
【００２８】このように、補償係数推定回路では、位相
補償回路の出力Ｚk と、Ｉチャネル誤差信号ｅk,X とを
用いて、(11)式の演算を行うことにより、位相補償回路
に与える直交歪み補償係数ｗX の推定値を得ることがで
きる。
補償回路の出力Ｚk と、Ｉチャネル誤差信号ｅk,X とを
用いて、(11)式の演算を行うことにより、位相補償回路
に与える直交歪み補償係数ｗX の推定値を得ることがで
きる。
【００２９】 請求項３に記載の発明の直交位相誤差
補償原理 (6)式に示す遅延検波信号Ｕk に対する識別信号Ｄk を Ｄk ＝ｄk,X＋ｊｄk,y とすると、Ｉチャネル誤差信号ｅk,X およびＱチャネル
誤差信号ｅk,y は、 ｅk,X ＝ｄk,X−｛xkxk-1＋(yk+ｗXxk)(yk-1+ｗXxk-1)(1＋ｗy)2｝ …(7) ｅk,y ＝ｄk,y−(xk-1yk−xkyk-1)(1＋ｗy) …(12) となる。
補償原理 (6)式に示す遅延検波信号Ｕk に対する識別信号Ｄk を Ｄk ＝ｄk,X＋ｊｄk,y とすると、Ｉチャネル誤差信号ｅk,X およびＱチャネル
誤差信号ｅk,y は、 ｅk,X ＝ｄk,X−｛xkxk-1＋(yk+ｗXxk)(yk-1+ｗXxk-1)(1＋ｗy)2｝ …(7) ｅk,y ＝ｄk,y−(xk-1yk−xkyk-1)(1＋ｗy) …(12) となる。
【００３０】直交歪み補償係数ｗX については、誤差の
２乗平均を最小とするように推定するとすれば、 (7)式
の瞬時誤差の２乗からｗX に関する傾斜を求め、それと
反対の方向に逐次制御すればよい。すなわち、直交歪み
補償係数ｗX は (8)式のように求まる。
２乗平均を最小とするように推定するとすれば、 (7)式
の瞬時誤差の２乗からｗX に関する傾斜を求め、それと
反対の方向に逐次制御すればよい。すなわち、直交歪み
補償係数ｗX は (8)式のように求まる。
【００３１】ここで、Ｉチャネル誤差信号ｅk,X と同相
歪み補償係数（１＋ｗy ）は無相関であるので、 (8)式
の（１＋ｗy)2 を１または(１＋ｗy) としても、直交歪
み補償係数ｗX の推定に影響はない。いま、(１＋ｗy)
とすると、 (8)式は、 ｗX ←ｗX＋μｅk,X｛xk(yk-1+ｗXxk-1)(1+ｗy)＋xk-1(yk+ｗXxk)(1+ｗy)｝ …(13) となる。この(13)式によると、直交歪み補償係数ｗX は
遅延検波前のＩチャネル信号ｘk およびＱチャネル信号
（ｙk＋ｗXｘk)(１＋ｗy) の積和演算結果と、Ｉチャネ
ル誤差信号ｅk,X との相互相関によって推定できること
がわかる。
歪み補償係数（１＋ｗy ）は無相関であるので、 (8)式
の（１＋ｗy)2 を１または(１＋ｗy) としても、直交歪
み補償係数ｗX の推定に影響はない。いま、(１＋ｗy)
とすると、 (8)式は、 ｗX ←ｗX＋μｅk,X｛xk(yk-1+ｗXxk-1)(1+ｗy)＋xk-1(yk+ｗXxk)(1+ｗy)｝ …(13) となる。この(13)式によると、直交歪み補償係数ｗX は
遅延検波前のＩチャネル信号ｘk およびＱチャネル信号
（ｙk＋ｗXｘk)(１＋ｗy) の積和演算結果と、Ｉチャネ
ル誤差信号ｅk,X との相互相関によって推定できること
がわかる。
【００３２】次に、 (6)式から明らかなように、遅延検
波信号Ｕk の同相歪みはＱチャネルの所望信号を cosθ
倍したものであるので、その同相歪み補償係数（１＋ｗ
y ）のｗy は、 ∂ｅ2 k,y／∂ｗy ＝−２ｅk,y(xk-1yk−xkyk-1) より、 ｗy ←ｗy＋μｅk,y(xk-1yk−xkyk-1) …(14) として求まる。
波信号Ｕk の同相歪みはＱチャネルの所望信号を cosθ
倍したものであるので、その同相歪み補償係数（１＋ｗ
y ）のｗy は、 ∂ｅ2 k,y／∂ｗy ＝−２ｅk,y(xk-1yk−xkyk-1) より、 ｗy ←ｗy＋μｅk,y(xk-1yk−xkyk-1) …(14) として求まる。
【００３３】なお、直交歪み補償の場合と同様に、Ｑチ
ャネル誤差信号ｅk,y と同相歪み補償係数(１＋ｗy）は
無相関であるので、(14)式の右辺第２項に(１＋ｗy) を
乗算しても重み係数ｗy の推定に影響はない。すなわ
ち、 ｗy ←ｗy＋μｅk,y(xk-1yk−xkyk-1)(1＋ｗy) …(15) とすることができる。この(15)式によると、ｗy は (6)
式に示されるＱチャネルの遅延検波信号Ｕk,y ((xk-1yk
-xkyk-1)(1+ｗy))と、Ｑチャネル誤差信号ｅk,yとの相
互相関によって推定ができることがわかる。このｗ
y に、正規のゲイン１を加算することにより、同相歪み
補償係数(１＋ｗy) を推定できる。
ャネル誤差信号ｅk,y と同相歪み補償係数(１＋ｗy）は
無相関であるので、(14)式の右辺第２項に(１＋ｗy) を
乗算しても重み係数ｗy の推定に影響はない。すなわ
ち、 ｗy ←ｗy＋μｅk,y(xk-1yk−xkyk-1)(1＋ｗy) …(15) とすることができる。この(15)式によると、ｗy は (6)
式に示されるＱチャネルの遅延検波信号Ｕk,y ((xk-1yk
-xkyk-1)(1+ｗy))と、Ｑチャネル誤差信号ｅk,yとの相
互相関によって推定ができることがわかる。このｗ
y に、正規のゲイン１を加算することにより、同相歪み
補償係数(１＋ｗy) を推定できる。
【００３４】このように、補償係数推定回路では、位相
補償回路の出力Ｚk と、Ｑチャネルの遅延検波信号Ｕ
k,y と、Ｉチャネル誤差信号ｅk,X およびＱチャネル誤
差信号ｅk,y とを用いて、(13),(15) 式の演算を行うこ
とにより、位相補償回路に与える各補償係数ｗX ，１＋
ｗy の推定値を得ることができる。
補償回路の出力Ｚk と、Ｑチャネルの遅延検波信号Ｕ
k,y と、Ｉチャネル誤差信号ｅk,X およびＱチャネル誤
差信号ｅk,y とを用いて、(13),(15) 式の演算を行うこ
とにより、位相補償回路に与える各補償係数ｗX ，１＋
ｗy の推定値を得ることができる。
【００３５】
【実施例】図１は、請求項１に記載の発明の基本構成を
示すブロック図である。本基本構成は、図１２に示すベ
ースバンド帯遅延検波回路において、Ａ／Ｄ変換器１６
と４相遅延検波器２０との間に位相補償回路３１を配置
し、Ｉチャネルの遅延検波信号Ｕk,X と識別信号Ｄk,X
とからＩチャネル誤差信号ｅk,X を出力する減算器４０
２を備え、さらに位相補償回路３１の中途出力である直
交歪み補償信号(ｙk＋ｗXｘk) と、その出力Ｚk (xk ,
(yk+ｗXxk)(1+ｗy))と、Ｉチャネル誤差信号ｅk,X とを
入力し、直交歪み補償係数ｗX および同相歪み補償係数
（１＋ｗy)を推定して位相補償回路３１に与える補償係
数推定回路４１を備える。
示すブロック図である。本基本構成は、図１２に示すベ
ースバンド帯遅延検波回路において、Ａ／Ｄ変換器１６
と４相遅延検波器２０との間に位相補償回路３１を配置
し、Ｉチャネルの遅延検波信号Ｕk,X と識別信号Ｄk,X
とからＩチャネル誤差信号ｅk,X を出力する減算器４０
２を備え、さらに位相補償回路３１の中途出力である直
交歪み補償信号(ｙk＋ｗXｘk) と、その出力Ｚk (xk ,
(yk+ｗXxk)(1+ｗy))と、Ｉチャネル誤差信号ｅk,X とを
入力し、直交歪み補償係数ｗX および同相歪み補償係数
（１＋ｗy)を推定して位相補償回路３１に与える補償係
数推定回路４１を備える。
【００３６】図２は、位相補償回路３１の実施例構成を
示すブロック図である。図において、位相補償回路３１
には、Ａ／Ｄ変換器１６からＩチャネルおよびＱチャネ
ルのサンプル値ｘk ，ｙk が入力され、補償係数推定回
路４１から直交歪み補償係数ｗX および同相歪み補償係
数(１＋ｗy) が入力される。Ｉチャネルのサンプル値ｘ
k は、２分岐してその一方がそのまま出力されるととも
に、他方は乗算器２０５で直交歪み補償係数ｗX が乗算
される。Ｑチャネルのサンプル値ｙk は、加算器３０２
で乗算器２０５から出力される値ｗXｘkと加算され、得
られた直交歪み補償信号(ｙk＋ｗXｘk) は中途出力とし
て取り出されるとともに、乗算器２０６で同相歪み補償
係数(１＋ｗy) が乗算されて出力される。
示すブロック図である。図において、位相補償回路３１
には、Ａ／Ｄ変換器１６からＩチャネルおよびＱチャネ
ルのサンプル値ｘk ，ｙk が入力され、補償係数推定回
路４１から直交歪み補償係数ｗX および同相歪み補償係
数(１＋ｗy) が入力される。Ｉチャネルのサンプル値ｘ
k は、２分岐してその一方がそのまま出力されるととも
に、他方は乗算器２０５で直交歪み補償係数ｗX が乗算
される。Ｑチャネルのサンプル値ｙk は、加算器３０２
で乗算器２０５から出力される値ｗXｘkと加算され、得
られた直交歪み補償信号(ｙk＋ｗXｘk) は中途出力とし
て取り出されるとともに、乗算器２０６で同相歪み補償
係数(１＋ｗy) が乗算されて出力される。
【００３７】(5)式に示す演算はこのような構成により
実現され、４相遅延検波器２０に与えられる直交位相補
償された出力Ｚk は、Ｉチャネルがｘk となり、Ｑチャ
ネルが (ｙk＋ｗXｘk)(１＋ｗy) となる。
実現され、４相遅延検波器２０に与えられる直交位相補
償された出力Ｚk は、Ｉチャネルがｘk となり、Ｑチャ
ネルが (ｙk＋ｗXｘk)(１＋ｗy) となる。
【００３８】図３は、補償係数推定回路４１の実施例構
成を示すブロック図である。図において、補償係数推定
回路４１には、位相補償回路３１から中途出力で得られ
る直交歪み補償信号(ｙk＋ｗXｘk) と、位相補償回路３
１の出力Ｚk である遅延検波前のＩチャネル信号ｘk お
よびＱチャネル信号（ｙk＋ｗXｘk)(1＋ｗy)と、Ｉチャ
ネル誤差信号ｅk,X が入力される。
成を示すブロック図である。図において、補償係数推定
回路４１には、位相補償回路３１から中途出力で得られ
る直交歪み補償信号(ｙk＋ｗXｘk) と、位相補償回路３
１の出力Ｚk である遅延検波前のＩチャネル信号ｘk お
よびＱチャネル信号（ｙk＋ｗXｘk)(1＋ｗy)と、Ｉチャ
ネル誤差信号ｅk,X が入力される。
【００３９】遅延検波前のＩチャネル信号ｘk は、乗算
器２０７で補償係数推定回路４１の出力である同相歪み
補償係数(１＋ｗy) と乗算される。その信号をＡとす
る。遅延器１０３は、信号Ａを１シンボル遅延させた信
号Ｂを出力する。遅延検波前のＱチャネル信号（ｙk＋
ｗXｘk)(１＋ｗy）をＣとする。遅延器１０４は、信号
Ｃを１シンボル遅延させた信号Ｄを出力する。乗算器２
０８は信号Ａと信号Ｄの乗算を行い、乗算器２０９は信
号Ｂと信号Ｃの乗算を行い、加算器３０３は各乗算結果
を加算した信号（ＡＤ＋ＢＣ）の積和演算を行う。乗算
器２１０は、積和演算信号（ＡＤ＋ＢＣ）とＩチャネル
誤差信号ｅk,X を乗算し、乗算器２１１は乗算器２１０
の出力とステップサイズパラメータμを乗算し、加算器
３０４および１シンボル遅延させる遅延器１０５は乗算
器２１１の出力を積分する。
器２０７で補償係数推定回路４１の出力である同相歪み
補償係数(１＋ｗy) と乗算される。その信号をＡとす
る。遅延器１０３は、信号Ａを１シンボル遅延させた信
号Ｂを出力する。遅延検波前のＱチャネル信号（ｙk＋
ｗXｘk)(１＋ｗy）をＣとする。遅延器１０４は、信号
Ｃを１シンボル遅延させた信号Ｄを出力する。乗算器２
０８は信号Ａと信号Ｄの乗算を行い、乗算器２０９は信
号Ｂと信号Ｃの乗算を行い、加算器３０３は各乗算結果
を加算した信号（ＡＤ＋ＢＣ）の積和演算を行う。乗算
器２１０は、積和演算信号（ＡＤ＋ＢＣ）とＩチャネル
誤差信号ｅk,X を乗算し、乗算器２１１は乗算器２１０
の出力とステップサイズパラメータμを乗算し、加算器
３０４および１シンボル遅延させる遅延器１０５は乗算
器２１１の出力を積分する。
【００４０】(8)式に示す演算は以上の構成により実現
され、位相補償回路３１に与えられる直交歪み補償係数
ｗX が得られる。なお、乗算器２１０で乗算される各信
号は、少なくとも一方をその極性信号に置換することが
可能であり、その場合には乗算器２１０は排他的論理和
回路にすることができる。
され、位相補償回路３１に与えられる直交歪み補償係数
ｗX が得られる。なお、乗算器２１０で乗算される各信
号は、少なくとも一方をその極性信号に置換することが
可能であり、その場合には乗算器２１０は排他的論理和
回路にすることができる。
【００４１】直交歪み補償信号(ｙk＋ｗXｘk) は遅延器
１０６で１シンボル遅延され、乗算器２１２で遅延検波
前のＱチャネル信号（ｙk＋ｗXｘk)(１＋ｗy）と乗算さ
れる。乗算器２１３は、乗算器２１２の出力とＩチャネ
ル誤差信号ｅk,X を乗算し、乗算器２１４は乗算器２１
３の出力とステップサイズパラメータμを乗算し、加算
器３０５および１シンボル遅延させる遅延器１０７は乗
算器２１４の出力を積分する。
１０６で１シンボル遅延され、乗算器２１２で遅延検波
前のＱチャネル信号（ｙk＋ｗXｘk)(１＋ｗy）と乗算さ
れる。乗算器２１３は、乗算器２１２の出力とＩチャネ
ル誤差信号ｅk,X を乗算し、乗算器２１４は乗算器２１
３の出力とステップサイズパラメータμを乗算し、加算
器３０５および１シンボル遅延させる遅延器１０７は乗
算器２１４の出力を積分する。
【００４２】(9)式に示す演算は以上の構成により実現
される。さらに、加算器３０６は、加算器３０５の出力
に「１」を加算し、位相補償回路３１および乗算器２０
７に与える同相歪み補償係数（１＋ｗy ）を出力する。
なお、乗算器２１３で乗算される各信号は、少なくとも
一方をその極性信号に置換することが可能であり、その
場合には乗算器２１３は排他的論理和回路にすることが
できる。
される。さらに、加算器３０６は、加算器３０５の出力
に「１」を加算し、位相補償回路３１および乗算器２０
７に与える同相歪み補償係数（１＋ｗy ）を出力する。
なお、乗算器２１３で乗算される各信号は、少なくとも
一方をその極性信号に置換することが可能であり、その
場合には乗算器２１３は排他的論理和回路にすることが
できる。
【００４３】また、遅延検波前のＱチャネル信号は、直
交歪み補償信号(ｙk＋ｗXｘk) と、同相歪み補償係数
（１＋ｗy ) との乗算により得ることができる。その場
合には、補償係数推定回路４１の入力信号は、位相補償
回路３１から中途出力で得られる直交歪み補償信号(ｙk
＋ｗXｘk) と、位相補償回路３１の出力Ｚk のうちＩチ
ャネル信号ｘk と、Ｉチャネル誤差信号ｅk,X となる。
その実施例構成を図４に示す。乗算器２１５は、直交歪
み補償信号(ｙk＋ｗXｘk) と、同相歪み補償係数（１＋
ｗy ) を乗算し、その結果を乗算器２１２に与えるとと
もに、信号Ｃとして遅延器１０４および乗算器２０９に
与える。
交歪み補償信号(ｙk＋ｗXｘk) と、同相歪み補償係数
（１＋ｗy ) との乗算により得ることができる。その場
合には、補償係数推定回路４１の入力信号は、位相補償
回路３１から中途出力で得られる直交歪み補償信号(ｙk
＋ｗXｘk) と、位相補償回路３１の出力Ｚk のうちＩチ
ャネル信号ｘk と、Ｉチャネル誤差信号ｅk,X となる。
その実施例構成を図４に示す。乗算器２１５は、直交歪
み補償信号(ｙk＋ｗXｘk) と、同相歪み補償係数（１＋
ｗy ) を乗算し、その結果を乗算器２１２に与えるとと
もに、信号Ｃとして遅延器１０４および乗算器２０９に
与える。
【００４４】図５は、請求項２に記載の発明の基本構成
を示すブロック図である。本基本構成は、図１２に示す
ベースバンド帯遅延検波回路において、Ａ／Ｄ変換器１
６と４相遅延検波器２０との間に位相補償回路３２を配
置し、Ｉチャネルの遅延検波信号Ｕk,X と識別信号Ｄ
k,X とからＩチャネル誤差信号ｅk,X を出力する減算器
４０２を備え、さらに位相補償回路３２の出力Ｚk (xk,
(yk+ｗXxk))と、Ｉチャネル誤差信号ｅk,X とを入力
し、直交歪み補償係数ｗX を推定して位相補償回路３２
に与える補償係数推定回路４２を備える。
を示すブロック図である。本基本構成は、図１２に示す
ベースバンド帯遅延検波回路において、Ａ／Ｄ変換器１
６と４相遅延検波器２０との間に位相補償回路３２を配
置し、Ｉチャネルの遅延検波信号Ｕk,X と識別信号Ｄ
k,X とからＩチャネル誤差信号ｅk,X を出力する減算器
４０２を備え、さらに位相補償回路３２の出力Ｚk (xk,
(yk+ｗXxk))と、Ｉチャネル誤差信号ｅk,X とを入力
し、直交歪み補償係数ｗX を推定して位相補償回路３２
に与える補償係数推定回路４２を備える。
【００４５】図６は、位相補償回路３２の実施例構成を
示すブロック図である。図において、位相補償回路３２
には、Ａ／Ｄ変換器１６からＩチャネルおよびＱチャネ
ルのサンプル値ｘk ，ｙk が入力され、補償係数推定回
路４２から直交歪み補償係数ｗX が入力される。Ｉチャ
ネルのサンプル値ｘk は、２分岐してその一方がそのま
ま出力されるとともに、他方は乗算器２１６で直交歪み
補償係数ｗX が乗算される。Ｑチャネルのサンプル値ｙ
k は、加算器３０７で乗算器２１６から出力される値ｗ
Xｘkと加算されて出力される。
示すブロック図である。図において、位相補償回路３２
には、Ａ／Ｄ変換器１６からＩチャネルおよびＱチャネ
ルのサンプル値ｘk ，ｙk が入力され、補償係数推定回
路４２から直交歪み補償係数ｗX が入力される。Ｉチャ
ネルのサンプル値ｘk は、２分岐してその一方がそのま
ま出力されるとともに、他方は乗算器２１６で直交歪み
補償係数ｗX が乗算される。Ｑチャネルのサンプル値ｙ
k は、加算器３０７で乗算器２１６から出力される値ｗ
Xｘkと加算されて出力される。
【００４６】(10)式に示す演算はこのような構成により
実現され、４相遅延検波器２０に与えられる直交位相補
償された出力Ｚk は、Ｉチャネルがｘk となり、Ｑチャ
ネルが(ｙk＋ｗXｘk) となる。
実現され、４相遅延検波器２０に与えられる直交位相補
償された出力Ｚk は、Ｉチャネルがｘk となり、Ｑチャ
ネルが(ｙk＋ｗXｘk) となる。
【００４７】図７は、補償係数推定回路４２の実施例構
成を示すブロック図である。図において、補償係数推定
回路４２には、位相補償回路３２の出力Ｚk である遅延
検波前のＩチャネル信号ｘk およびＱチャネル信号(ｙk
＋ｗXｘk) と、Ｉチャネル誤差信号ｅk,X が入力され
る。
成を示すブロック図である。図において、補償係数推定
回路４２には、位相補償回路３２の出力Ｚk である遅延
検波前のＩチャネル信号ｘk およびＱチャネル信号(ｙk
＋ｗXｘk) と、Ｉチャネル誤差信号ｅk,X が入力され
る。
【００４８】遅延検波前のＩチャネル信号ｘk をＡとす
る。遅延器１０８は、信号Ａを１シンボル遅延させた信
号Ｂを出力する。遅延検波前のＱチャネル信号（ｙk＋
ｗXｘk ）をＣとする。遅延器１０９は、信号Ｃを１シ
ンボル遅延させた信号Ｄを出力する。乗算器２１７は信
号Ａと信号Ｄの乗算を行い、乗算器２１８は信号Ｂと信
号Ｃの乗算を行い、加算器３０８は各乗算結果を加算し
た信号（ＡＤ＋ＢＣ）の積和演算を行う。乗算器２１９
は、積和演算信号（ＡＤ＋ＢＣ）とＩチャネル誤差信号
ｅk,X を乗算し、乗算器２２０は乗算器２１９の出力と
ステップサイズパラメータμを乗算し、加算器３０９お
よび１シンボル遅延させる遅延器１１０は乗算器２２０
の出力を積分する。
る。遅延器１０８は、信号Ａを１シンボル遅延させた信
号Ｂを出力する。遅延検波前のＱチャネル信号（ｙk＋
ｗXｘk ）をＣとする。遅延器１０９は、信号Ｃを１シ
ンボル遅延させた信号Ｄを出力する。乗算器２１７は信
号Ａと信号Ｄの乗算を行い、乗算器２１８は信号Ｂと信
号Ｃの乗算を行い、加算器３０８は各乗算結果を加算し
た信号（ＡＤ＋ＢＣ）の積和演算を行う。乗算器２１９
は、積和演算信号（ＡＤ＋ＢＣ）とＩチャネル誤差信号
ｅk,X を乗算し、乗算器２２０は乗算器２１９の出力と
ステップサイズパラメータμを乗算し、加算器３０９お
よび１シンボル遅延させる遅延器１１０は乗算器２２０
の出力を積分する。
【００４９】(11)式に示す演算は以上の構成により実現
され、位相補償回路３２に与えられる直交歪み補償係数
ｗX が得られる。なお、乗算器２１９で乗算される各信
号は、少なくとも一方をその極性信号に置換することが
可能であり、その場合には乗算器２１９は排他的論理和
回路にすることができる。
され、位相補償回路３２に与えられる直交歪み補償係数
ｗX が得られる。なお、乗算器２１９で乗算される各信
号は、少なくとも一方をその極性信号に置換することが
可能であり、その場合には乗算器２１９は排他的論理和
回路にすることができる。
【００５０】図８は、請求項３に記載の発明の基本構成
を示すブロック図である。本基本構成は、図１２に示す
ベースバンド帯遅延検波回路において、Ａ／Ｄ変換器１
６と４相遅延検波器２０との間に位相補償回路３３を配
置し、Ｉチャネルの遅延検波信号Ｕk,X と識別信号Ｄ
k,X とからＩチャネル誤差信号ｅk,X を出力する減算器
４０２と、Ｑチャネルの遅延検波信号Ｕk,y と識別信号
Ｄk,y とからＱチャネル誤差信号ｅk,y を出力する減算
器４０３を備え、さらに位相補償回路３３の出力Ｚk (x
k , (yk+ｗXxk)(1+ｗy))と、Ｑチャネルの遅延検波信号
Ｕk,yと、Ｉチャネル誤差信号ｅk,X およびＱチャネル
誤差信号ｅk,y とを入力し、直交歪み補償係数ｗX およ
び同相歪み補償係数（１＋ｗy ) を推定して位相補償回
路３３に与える補償係数推定回路４３を備える。
を示すブロック図である。本基本構成は、図１２に示す
ベースバンド帯遅延検波回路において、Ａ／Ｄ変換器１
６と４相遅延検波器２０との間に位相補償回路３３を配
置し、Ｉチャネルの遅延検波信号Ｕk,X と識別信号Ｄ
k,X とからＩチャネル誤差信号ｅk,X を出力する減算器
４０２と、Ｑチャネルの遅延検波信号Ｕk,y と識別信号
Ｄk,y とからＱチャネル誤差信号ｅk,y を出力する減算
器４０３を備え、さらに位相補償回路３３の出力Ｚk (x
k , (yk+ｗXxk)(1+ｗy))と、Ｑチャネルの遅延検波信号
Ｕk,yと、Ｉチャネル誤差信号ｅk,X およびＱチャネル
誤差信号ｅk,y とを入力し、直交歪み補償係数ｗX およ
び同相歪み補償係数（１＋ｗy ) を推定して位相補償回
路３３に与える補償係数推定回路４３を備える。
【００５１】図９は、位相補償回路３３の実施例構成を
示すブロック図である。図において、位相補償回路３３
には、Ａ／Ｄ変換器１６からＩチャネルおよびＱチャネ
ルのサンプル値ｘk ，ｙk が入力され、補償係数推定回
路４３から直交歪み補償係数ｗX および同相歪み補償係
数(１＋ｗy) が入力される。Ｉチャネルのサンプル値ｘ
k は、２分岐してその一方がそのまま出力されるととも
に、他方は乗算器２２１で直交歪み補償係数ｗX が乗算
される。Ｑチャネルのサンプル値ｙk は、加算器３１０
で乗算器２２１から出力される値ｗXｘkと加算され、さ
らに乗算器２２２で同相歪み補償係数(１＋ｗy) が乗算
されて出力される。
示すブロック図である。図において、位相補償回路３３
には、Ａ／Ｄ変換器１６からＩチャネルおよびＱチャネ
ルのサンプル値ｘk ，ｙk が入力され、補償係数推定回
路４３から直交歪み補償係数ｗX および同相歪み補償係
数(１＋ｗy) が入力される。Ｉチャネルのサンプル値ｘ
k は、２分岐してその一方がそのまま出力されるととも
に、他方は乗算器２２１で直交歪み補償係数ｗX が乗算
される。Ｑチャネルのサンプル値ｙk は、加算器３１０
で乗算器２２１から出力される値ｗXｘkと加算され、さ
らに乗算器２２２で同相歪み補償係数(１＋ｗy) が乗算
されて出力される。
【００５２】(5)式に示す演算はこのような構成により
実現され、４相遅延検波器２０に与えられる直交位相補
償された出力Ｚk は、Ｉチャネルがｘk となり、Ｑチャ
ネルが (ｙk＋ｗXｘk)(１＋ｗy) となる。
実現され、４相遅延検波器２０に与えられる直交位相補
償された出力Ｚk は、Ｉチャネルがｘk となり、Ｑチャ
ネルが (ｙk＋ｗXｘk)(１＋ｗy) となる。
【００５３】図１０は、補償係数推定回路４３の実施例
構成を示すブロック図である。図において、補償係数推
定回路４３には、位相補償回路３３の出力Ｚk である遅
延検波前のＩチャネル信号ｘk およびＱチャネル信号
（ｙk＋ｗXｘk)(1＋ｗy)と、Ｑチャネルの遅延検波信号
Ｕk,y と、Ｉチャネル誤差信号ｅk,X およびＱチャネル
誤差信号ｅk,y が入力される。
構成を示すブロック図である。図において、補償係数推
定回路４３には、位相補償回路３３の出力Ｚk である遅
延検波前のＩチャネル信号ｘk およびＱチャネル信号
（ｙk＋ｗXｘk)(1＋ｗy)と、Ｑチャネルの遅延検波信号
Ｕk,y と、Ｉチャネル誤差信号ｅk,X およびＱチャネル
誤差信号ｅk,y が入力される。
【００５４】遅延検波前のＩチャネル信号ｘk をＡとす
る。遅延器１１１は、信号Ａを１シンボル遅延させた信
号Ｂを出力する。遅延検波前のＱチャネル信号（ｙk＋
ｗXｘk)(１＋ｗy）をＣとする。遅延器１１２は、信号
Ｃを１シンボル遅延させた信号Ｄを出力する。乗算器２
２３は信号Ａと信号Ｄの乗算を行い、乗算器２２４は信
号Ｂと信号Ｃの乗算を行い、加算器３１１は各乗算結果
を加算した信号（ＡＤ＋ＢＣ）の積和演算を行う。乗算
器２２５は、積和演算信号（ＡＤ＋ＢＣ）とＩチャネル
誤差信号ｅk,X を乗算し、乗算器２２６は乗算器２２５
の出力とステップサイズパラメータμを乗算し、加算器
３１２および１シンボル遅延させる遅延器１１３は乗算
器２２６の出力を積分する。
る。遅延器１１１は、信号Ａを１シンボル遅延させた信
号Ｂを出力する。遅延検波前のＱチャネル信号（ｙk＋
ｗXｘk)(１＋ｗy）をＣとする。遅延器１１２は、信号
Ｃを１シンボル遅延させた信号Ｄを出力する。乗算器２
２３は信号Ａと信号Ｄの乗算を行い、乗算器２２４は信
号Ｂと信号Ｃの乗算を行い、加算器３１１は各乗算結果
を加算した信号（ＡＤ＋ＢＣ）の積和演算を行う。乗算
器２２５は、積和演算信号（ＡＤ＋ＢＣ）とＩチャネル
誤差信号ｅk,X を乗算し、乗算器２２６は乗算器２２５
の出力とステップサイズパラメータμを乗算し、加算器
３１２および１シンボル遅延させる遅延器１１３は乗算
器２２６の出力を積分する。
【００５５】(13)式に示す演算は以上の構成により実現
され、位相補償回路３３に与えられる直交歪み補償係数
ｗX が得られる。なお、乗算器２２５で乗算される各信
号は、少なくとも一方をその極性信号に置換することが
可能であり、その場合には乗算器２２５は排他的論理和
回路にすることができる。
され、位相補償回路３３に与えられる直交歪み補償係数
ｗX が得られる。なお、乗算器２２５で乗算される各信
号は、少なくとも一方をその極性信号に置換することが
可能であり、その場合には乗算器２２５は排他的論理和
回路にすることができる。
【００５６】乗算器２２７はＱチャネルの遅延検波信号
Ｕk,y とＱチャネル誤差信号ｅk,yを乗算し、乗算器２
２８は乗算器２２７の出力とステップサイズパラメータ
μを乗算し、加算器３１３および１シンボル遅延させる
遅延器１１４は乗算器２２８の出力を積分する。
Ｕk,y とＱチャネル誤差信号ｅk,yを乗算し、乗算器２
２８は乗算器２２７の出力とステップサイズパラメータ
μを乗算し、加算器３１３および１シンボル遅延させる
遅延器１１４は乗算器２２８の出力を積分する。
【００５７】(15)式に示す演算は以上の構成により実現
される。さらに、加算器３１４は、加算器３１３の出力
に「１」を加算し、位相補償回路３３に与える同相歪み
補償係数（１＋ｗy ）を出力する。なお、乗算器２２７
で乗算される各信号は、少なくとも一方をその極性信号
に置換することが可能であり、その場合には乗算器２２
７は排他的論理和回路にすることができる。
される。さらに、加算器３１４は、加算器３１３の出力
に「１」を加算し、位相補償回路３３に与える同相歪み
補償係数（１＋ｗy ）を出力する。なお、乗算器２２７
で乗算される各信号は、少なくとも一方をその極性信号
に置換することが可能であり、その場合には乗算器２２
７は排他的論理和回路にすることができる。
【００５８】
【発明の効果】以上説明したように、本発明の直交位相
誤差補償回路は、ベースバンド帯遅延検波回路において
直交位相誤差に起因する非線形歪を適応的に補償するこ
とができる。図１５(c) は、直交位相誤差θ＝10°の場
合に、本発明の直交位相誤差補償回路を用いたときの遅
延検波信号Ｕk(ｕkX ,ｕky）であるが、正しい復調信号
が得られていることがわかる。
誤差補償回路は、ベースバンド帯遅延検波回路において
直交位相誤差に起因する非線形歪を適応的に補償するこ
とができる。図１５(c) は、直交位相誤差θ＝10°の場
合に、本発明の直交位相誤差補償回路を用いたときの遅
延検波信号Ｕk(ｕkX ,ｕky）であるが、正しい復調信号
が得られていることがわかる。
【００５９】したがって、移動通信その他屋外で使用さ
れる携帯無線端末のように周囲温度等の使用環境が厳し
く、直交位相検波器のπ／２移相器の直交性の劣化によ
って直交位相誤差の発生が避けられない状況でも、本発
明の直交位相誤差補償回路を用いることにより劣化のな
い復調信号を得ることができる。
れる携帯無線端末のように周囲温度等の使用環境が厳し
く、直交位相検波器のπ／２移相器の直交性の劣化によ
って直交位相誤差の発生が避けられない状況でも、本発
明の直交位相誤差補償回路を用いることにより劣化のな
い復調信号を得ることができる。
【００６０】また、本発明の直交位相誤差補償回路で
は、すべてディジタル信号処理が可能であるので、安定
した動作を確保することができる。
は、すべてディジタル信号処理が可能であるので、安定
した動作を確保することができる。
【図１】請求項１に記載の発明の基本構成を示すブロッ
ク図。
ク図。
【図２】位相補償回路３１の実施例構成を示すブロック
図。
図。
【図３】補償係数推定回路４１の実施例構成を示すブロ
ック図。
ック図。
【図４】補償係数推定回路４１の他の実施例構成を示す
ブロック図。
ブロック図。
【図５】請求項２に記載の発明の基本構成を示すブロッ
ク図。
ク図。
【図６】位相補償回路３２の実施例構成を示すブロック
図。
図。
【図７】補償係数推定回路４２の実施例構成を示すブロ
ック図。
ック図。
【図８】請求項３に記載の発明の基本構成を示すブロッ
ク図。
ク図。
【図９】位相補償回路３３の実施例構成を示すブロック
図。
図。
【図１０】補償係数推定回路４３の実施例構成を示すブ
ロック図。
ロック図。
【図１１】線形復調器およびその直交位相誤差補償回路
の構成を示すブロック図。
の構成を示すブロック図。
【図１２】π／４−ＱＰＳＫ信号の復調を行うベースバ
ンド帯遅延検波回路の構成を示すブロック図。
ンド帯遅延検波回路の構成を示すブロック図。
【図１３】４相遅延検波器２０の構成を示すブロック
図。
図。
【図１４】直交位相誤差がない場合のπ／４ＱＰＳＫ復
調信号の信号空間ダイヤグラムであり、(a) はＡ／Ｄ変
換器出力、(b) は遅延検波器出力を示す。
調信号の信号空間ダイヤグラムであり、(a) はＡ／Ｄ変
換器出力、(b) は遅延検波器出力を示す。
【図１５】直交位相誤差が存在する場合のπ／４ＱＰＳ
Ｋ復調信号の信号空間ダイヤグラムであり、(a) はＡ／
Ｄ変換器出力、(b) は遅延検波器出力、(c) は本発明に
よる直交位相誤差補償を行った場合の遅延検波器出力を
示す。
Ｋ復調信号の信号空間ダイヤグラムであり、(a) はＡ／
Ｄ変換器出力、(b) は遅延検波器出力、(c) は本発明に
よる直交位相誤差補償を行った場合の遅延検波器出力を
示す。
１１ 直交位相検波器 １２ 局部発振器 １３ π／２移相器 １４ 低域フィルタ（ＬＰＦ） １５ 増幅器 １６ Ａ／Ｄ変換器 １７ 排他的論理和回路 １８ 加算器 １９ 低域フィルタ（ＬＰＦ） ２０ ４相遅延検波器 ２１ 識別器 ３１〜３３ 位相補償回路 ４１〜４３ 補償係数推定回路 １０１〜１１４ 遅延器 ２０１〜２２８ 乗算器 ３０１〜３１４ 加算器 ４０１〜４０３ 減算器
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (58)調査した分野(Int.Cl.7，ＤＢ名) H04L 27/00 - 27/38
Claims (5)
- 【請求項１】 受信信号の中心周波数に同期した搬送波
で受信信号を乗積検波する直交位相検波器と、 そのベースバンド信号から高調波成分および雑音を除去
したＩチャネル信号およびＱチャネル信号を出力する低
域フィルタと、 前記Ｉチャネル信号およびＱチャネル信号を標本化し、
ＩチャネルおよびＱチャネルのサンプル値を出力するＡ
／Ｄ変換器と、 前記ＩチャネルおよびＱチャネルのサンプル値を複素乗
算し、ＩチャネルおよびＱチャネルの遅延検波信号を出
力する遅延検波器とを備えたベースバンド帯遅延検波回
路において、 前記Ｉチャネルの遅延検波信号に含まれるＩチャネル誤
差信号を出力するＩチャネル誤差検出手段と、 前記Ａ／Ｄ変換器と前記遅延検波器との間に配置され、
前記Ｉチャネルのサンプル値をそのまま前記遅延検波器
に送出し、前記Ｑチャネルのサンプル値に対して、前記
Ｉチャネルのサンプル値に直交歪み補償係数を乗算した
値を加算する直交歪み補償を行うとともに、その直交歪
み補償信号に同相歪み補償係数を乗算する同相歪み補償
を行って前記遅延検波器に送出する位相補償回路と、 遅延検波前のＩチャネル信号と前記同相歪み補償係数を
乗算し、その結果と遅延検波前のＱチャネル信号との積
和演算を行い、その結果と前記Ｉチャネル誤差信号との
相互相関をとって前記直交歪み補償係数を出力し、前記
直交歪み補償信号を１シンボル遅延させた信号と遅延検
波前のＱチャネル信号を乗算し、その結果と前記Ｉチャ
ネル誤差信号との相互相関をとり、さらに正規のゲイン
１を加算した前記同相歪み補償係数を出力する補償係数
推定回路とを備えたことを特徴とする直交位相誤差補償
回路。 - 【請求項２】 受信信号の中心周波数に同期した搬送波
で受信信号を乗積検波する直交位相検波器と、 そのベースバンド信号から高調波成分および雑音を除去
したＩチャネル信号およびＱチャネル信号を出力する低
域フィルタと、 前記Ｉチャネル信号およびＱチャネル信号を標本化し、
ＩチャネルおよびＱチャネルのサンプル値を出力するＡ
／Ｄ変換器と、 前記ＩチャネルおよびＱチャネルのサンプル値を複素乗
算し、ＩチャネルおよびＱチャネルの遅延検波信号を出
力する遅延検波器とを備えたベースバンド帯遅延検波回
路において、 前記Ｉチャネルの遅延検波信号に含まれるＩチャネル誤
差信号を出力するＩチャネル誤差検出手段と、 前記Ａ／Ｄ変換器と前記遅延検波器との間に配置され、
前記Ｉチャネルのサンプル値をそのまま前記遅延検波器
に送出し、前記Ｑチャネルのサンプル値に対して、前記
Ｉチャネルのサンプル値に直交歪み補償係数を乗算した
値を加算する直交歪み補償を行って前記遅延検波器に送
出する位相補償回路と、 遅延検波前のＩチャネル信号とＱチャネル信号との積和
演算を行い、その結果と前記Ｉチャネル誤差信号との相
互相関をとって前記直交歪み補償係数を出力する補償係
数推定回路とを備えたことを特徴とする直交位相誤差補
償回路。 - 【請求項３】 受信信号の中心周波数に同期した搬送波
で受信信号を乗積検波する直交位相検波器と、 そのベースバンド信号から高調波成分および雑音を除去
したＩチャネル信号およびＱチャネル信号を出力する低
域フィルタと、 前記Ｉチャネル信号およびＱチャネル信号を標本化し、
ＩチャネルおよびＱチャネルのサンプル値を出力するＡ
／Ｄ変換器と、 前記ＩチャネルおよびＱチャネルのサンプル値を複素乗
算し、ＩチャネルおよびＱチャネルの遅延検波信号を出
力する遅延検波器とを備えたベースバンド帯遅延検波回
路において、 前記Ｉチャネルの遅延検波信号に含まれるＩチャネル誤
差信号を出力するＩチャネル誤差検出手段と、 前記Ｑチャネルの遅延検波信号に含まれるＱチャネル誤
差信号を出力するＱチャネル誤差検出手段と、 前記Ａ／Ｄ変換器と前記遅延検波器との間に配置され、
前記Ｉチャネルのサンプル値をそのまま前記遅延検波器
に送出し、前記Ｑチャネルのサンプル値に対して、前記
Ｉチャネルのサンプル値に直交歪み補償係数を乗算した
値を加算する直交歪み補償を行い、さらに同相歪み補償
係数を乗算する同相歪み補償を行って前記遅延検波器に
送出する位相補償回路と、 遅延検波前のＩチャネル信号とＱチャネル信号との積和
演算を行い、その結果と前記Ｉチャネル誤差信号との相
互相関をとって前記直交歪み補償係数を出力し、前記Ｑ
チャネルの遅延検波信号と前記Ｑチャネル誤差信号との
相互相関をとって前記同相歪み補償係数を出力する補償
係数推定回路とを備えたことを特徴とする直交位相誤差
補償回路。 - 【請求項４】 請求項１ないし請求項３のいずれかに記
載の直交位相誤差補償回路において、 直交歪み補償係数の算出のために相互相関をとる信号の
少なくとも一方にその極性信号を用いることを特徴とす
る直交位相誤差補償回路。 - 【請求項５】 請求項１または請求項３に記載の直交位
相誤差補償回路において、 同相歪み補償係数の算出のために相互相関をとる信号の
少なくとも一方にその極性信号を用いることを特徴とす
る直交位相誤差補償回路。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP34063392A JP3228358B2 (ja) | 1992-12-21 | 1992-12-21 | 直交位相誤差補償回路 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP34063392A JP3228358B2 (ja) | 1992-12-21 | 1992-12-21 | 直交位相誤差補償回路 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH06188928A JPH06188928A (ja) | 1994-07-08 |
| JP3228358B2 true JP3228358B2 (ja) | 2001-11-12 |
Family
ID=18338846
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP34063392A Expired - Fee Related JP3228358B2 (ja) | 1992-12-21 | 1992-12-21 | 直交位相誤差補償回路 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP3228358B2 (ja) |
Families Citing this family (12)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| GB2348345B (en) | 1999-01-25 | 2004-04-14 | Nec Corp | Demodulator and demodulation method for demodulating quadrature modulation signals |
| JP3742257B2 (ja) | 1999-09-13 | 2006-02-01 | 富士通株式会社 | 復調装置 |
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| KR100366293B1 (ko) * | 2000-01-28 | 2002-12-31 | 한국전자통신연구원 | 배열 송수신부의 오차 보정장치 및 방법 |
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- 1992-12-21 JP JP34063392A patent/JP3228358B2/ja not_active Expired - Fee Related
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