JPH09252325A - ディジタル変復調器 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】 【課題】 ディジタル変復調器において、位相制御量θ
の正弦値、余弦値を格納するデータテーブルの量子化誤
差に起因する複素演算処理の位相誤差を解消する。 【解決手段】 サンプリング周波数をｆs 、処理信号周
波数をｆc 、ｆs とｆcの最大公約数をｆmxとすると
き、２π×ｆc ／ｆmxをｆs ／ｆmxで等分した各角度の
順番のアドレスにその角度の正弦値，余弦値を格納した
データテーブルを備え、サンプル周期に対応したアドレ
スから順次読み出される正弦値，余弦値を用いて複素演
算処理を行う。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する技術分野】本発明は、直交変調信号等の
複素信号を変復調する変復調器、特にＤＳＰ（ディジタ
ルシグナルプロセッサ）等を用いたディジタル変復調器
に関する。

【０００２】

【従来の技術】図１は、直交変調信号等の複素信号をＤ
ＳＰ等を用いてディジタル処理により変復調するディジ
タル変復調器の構成の一例を示す。復調について説明す
ると、周波数ｆc の複素信号Ｉ＋ｊＱの同相成分Ｉ及び
直交成分Ｑは、それぞれＡ／Ｄコンバータ１０１で、制
御回路１０２により生成される周波数ｆs のクロックパ
ルスに同期してサンプリングされディジタル信号に変換
される。制御回路１０２は又、クロックパルスに同期し
て読み出すべきデータテーブルのアドレスを更新する。
複素演算処理部１０３は、データテーブル１０４から読
み出された sinθ，cosθを用いて、ディジタル化され
た複素信号の同相成分Ｉ，直行成分Ｑのサンプル値（以
下、それぞれＩ，Ｑと略称する。）より、これらのＩ，
Ｑをθだけ位相回転したディジタル信号、 Ｉ’＝Ｉ・cosθ−Ｑ・sinθ・・・（１） Ｑ’＝Ｉ・sinθ＋Ｑ・cosθ・・・（２） を算出し、出力する。

【０００３】図２は、複素演算処理部１０３の構成を示
すブロック図である。４組の乗算器２０１〜２０４と、
２組の加算器２０５，２０６から構成され、加算器２０
５はＩに乗算器２０１で cosθを乗じた積からＱに乗算
器２０４で sinθを乗じた積を減算し、上記（１）式の
ディジタル信号Ｉ’を出力する。また加算器２０６は、
Ｉに乗算器２０２で sinθを乗じた積とＱに乗算器２０
３で cosθを乗じた積とを加算して、上記（２）式のデ
ィジタル信号Ｑ’を出力する。

【０００４】なおディジタル復調器をＤＳＰを用いて構
成する場合、これらの制御回路１０２，データテーブル
１０４，複素演算処理部１０３の各乗算器及び加算器
は、ＤＳＰのメモリに読み込まれたプログラムとデータ
等により具現化され、ＤＳＰの入力ポートにディジタル
信号Ｉ，Ｑを入力することで、出力ポートでこれらをθ
だけ位相回転したディジタル信号Ｉ’，Ｑ’を取り出す
ことができる。

【０００５】ここで、周波数ｆc の複素信号Ｉ＋ｊＱ
が、例えばベースバンド信号ｉ，ｑで直交変調されてい
る、すなわちサンプルタイミングをt として、Ｉ，Ｑ
が、 Ｉ＝ｑ・sin（２πｆc ・t）＋ｉ・cos（２πｆc ・t） Ｑ＝ｑ・sin（２πｆc ・t＋π／２）＋ｉ・cos（２πｆc
・t＋π／２） で表されるとき、θ＝２πｆc ・tとすれば、上述の
（１），（２）式より、 Ｉ’＝ｉ Ｑ’＝ｑ となり、 複素演算処理部１０３の出力を、例えばアナログ変換す
ることで、ベースバンド信号ｉ，ｑに復調することがで
きる。

【０００６】以上、複素信号の復調について説明した
が、全く同様の構成で任意の周波数の変調信号も得るこ
とができる。すなわち、Ｉ＋ｊＱを周波数０ヘルツの複
素信号、すなわちベースバンド信号とし、θ＝２πｆc
・t＋π／２とすることにより、上述の（１）式より、 Ｉ’＝Ｑ・sin（２πｆc ・t）＋Ｉ・cos（２πｆc ・t） Ｑ’＝Ｑ・sin（２πｆc ・t＋π／２）＋Ｉ・cos（２πｆ
c ・t＋π／２） となり、複素演算処理部１０３の出力をアナログ変換す
ることで、ベースバンド信号Ｉ，Ｑにより変調された周
波数ｆc の複素信号Ｉ’，Ｑ’を得ることができ、例え
ばＩ’を変調信号として送信することができる。

【０００７】なお、θ＝２πｆc ・t又はθ＝２πｆc ・t
＋π／２として説明してるが、復調器においては一般的
にサンプリングの初期値如何によって、複素信号の相対
位相が復調動作の都度異なることになるが、例えば複素
信号に既知パターンの同期信号を挿入する等の方法でこ
の位相のずれを算出し、補正することができる。

【０００８】このようなディジタル変復調器では、上述
のように各サンプルに対する位相制御量θの sinθ， c
osθの値を用いて複素演算処理を行う。図４は、従来の
ディジタル変復調器のデータテーブルの構成の一例を説
明するグラフ図であり、図４に示すように従来では、デ
ータテーブル１０４としてθ＝０〜２πを、例えば図４
に示すように２５６等分し、０，１，２，・・・，ｎ，
・・・２５５番目の各アドレスに、それぞれ sin
（０）， sin（２π／２５６）， sin（２×２π／２５
６），・・・， sin（ｎ×２π／２５６），・・・，si
n（２５５×２π／２５６）の値を格納したテーブルを
用意し、制御回路１０２では、θ＝２πｆc ・t ＝ｍ×
２πｆc ／ｆs （ｍ＝サンプル番号）から対応するア
ドレス値、 Ａsin ＝ｉｎｔ｛ｍｏｄ（θ，２π）×２５６／２π｝ ・・・（３） Ａcos ＝ｉｎｔ｛ｍｏｄ（θ＋π／２，２π）×２５６／２π｝・（４） （但し、ｍｏｄ（ｘ，ｙ）はｘをｙで除した剰余、ｉｎ
ｔ｛ｘ｝はｘを越えない最大の整数を表す。）を算出
し、これを用いてデータテーブル１０４のＡsin ，Ａco
s 番目のアドレスから、それぞれ sinθ， cosθの値を
読み出している。

【０００９】

【発明が解決しようとする課題】上述のような従来のデ
ィジタル変復調器では、入力複素信号を特定のサンプル
周期でディジタル化して変復調を行おうとする場合、一
般には、 sinθ， cosθの値に、データテーブルの分解
能の荒さに依存する量子化誤差、すなわち上述の例では
（３），（４）式によるアドレス値算出の際の整数化に
伴う位相誤差が含まれることとなり、加えて、読出した
位相ステップから得られる周波数成分と入力信号の周波
数成分の差に起因した位相差が、正あるいは負に累積さ
れてしまい、変復調にともない図５に例示するような位
相誤差が生じてしまうという問題がある。このデータテ
ーブルの量子化による位相誤差を軽減するためには、細
かく分割したデータテーブルを用意しなければならず、
このため大きなメモリスペースが必要になる。

【００１０】本発明はかかる問題点を解決するためにな
されたものであり、小さなメモリスペースで、このよう
な量子化に起因する位相誤差のない、変換精度の高いデ
ィジタル変復調器を提供することを目的としている。

【００１１】

【課題を解決するための手段】本発明に係るディジタル
復調器は、周波数ｆc の複素信号の同相成分Ｉ，直交成
分Ｑをそれぞれサンプリングしディジタル化するＡ／Ｄ
コンバータ、上記複素信号に対する位相制御量をθとす
るとき、このＡ／Ｄコンバータでディジタル化された上
記同相成分Ｉ，直交成分Ｑから複素演算処理を行い、 Ｉ’＝Ｉ・cosθ−Ｑ・sinθ Ｑ’＝Ｉ・sinθ＋Ｑ・cosθ の値をもつディジタル信号Ｉ’，Ｑ’を生成し出力する
複素演算処理部、この複素演算処理に用いる正弦値，余
弦値を格納するデータテーブル、上記Ａ／Ｄコンバータ
のサンプリング周波数ｆs を制御し、この周波数ｆs の
サンプル周期に同期して上記データテーブルから上記位
相制御量θの正弦値，余弦値を読み出すためのアドレス
データを生成する制御回路を有し、上記データテーブル
には、ｆc とｆs の最大公約数をｆmxとするとき、２π
×ｆc ／ｆmxをｆs ／ｆmxで等分した各角度の順番のア
ドレスにその角度の正弦値，余弦値を格納し、上記制御
回路では、上記アドレスデータとして、上記サンプル周
期と共に増加し、０からｆs ／ｆmx−１の範囲で循環す
る値を順次生成することを特徴とする。

【００１２】また、ｆs ／ｆmxは４の倍数であり、正弦
値の読み出しアドレスからｆs ／（４ｆmx）または−３
ｆs ／（４ｆmx）分離れたアドレスから余弦値が読み出
されることを特徴とする。

【００１３】また、本発明に係るディジタル変調器は、
ベースバンド信号Ｉ，Ｑをそれぞれサンプリングしディ
ジタル化するＡ／Ｄコンバータ、周波数ｆc の被変調信
号（複素信号）の位相制御量をθとするとき、このＡ／
Ｄコンバータでディジタル化された上記ベースバンド信
号Ｉ，Ｑから複素演算処理を行い、 Ｉ’＝Ｉ・cosθ−Ｑ・sinθ Ｑ’＝Ｉ・sinθ＋Ｑ・cosθ の値をもつディジタル信号Ｉ’，Ｑ’を生成し出力する
複素演算処理部、この複素演算処理に用いる正弦値，余
弦値を格納するデータテーブル、上記Ａ／Ｄコンバータ
のサンプリング周波数ｆs を制御しこの周波数ｆs のサ
ンプル周期に同期して上記データテーブルから上記位相
制御量θの正弦値，余弦値を読み出すためのアドレスデ
ータを生成する制御回路を有し、上記データテーブルに
は、ｆc とｆs の最大公約数をｆmxとするとき、２π×
ｆc ／ｆmxをｆs ／ｆmxで等分した各角度の順番のアド
レスにその角度の正弦値，余弦値を格納し、上記制御回
路では、上記アドレスデータとして、上記サンプル周期
と共に増加し、０からｆs ／ｆmx−１の範囲で循環する
値を順次生成することを特徴とする。

【００１４】さらに、ｆs ／ｆmxは４の倍数であり、正
弦値の読み出しアドレスからｆs ／（４ｆmx）または−
３ｆs ／（４ｆmx）だけ離れたアドレスから余弦値が読
み出されることを特徴とする。

【００１５】

【発明の実施の形態】以下、本発明の実施形態につい
て、周波数ｆc の複素信号をサンプリング周波数ｆs で
サンプリングし、復調を行う場合を例にとり図面を用い
て説明する。本実施形態に係わるディジタル変復調器
は、データテーブル１０４のテーブルデータ及び制御回
路１０２によるデータテーブル１０４の読みだしアドレ
スの更新手段を除き、従来の技術で例示した図１および
図２に示すディジタル変復調器と同様の構成であり、こ
こでは重複する説明は省略する。

【００１６】本実施形態におけるデータテーブル１０４
は、ｆc とｆs の最大公約数をｆmx、ｆs ／ｆmxと４の
最小公倍数をＮとするとき、Ｎ個のアドレスを持ち、ｎ
番目（ｎはＮより小さい自然数とする）のアドレスに
は、 sin（（ｎ／Ｎ）×２πｆc ／ｆmx）・・・・・（５） の値を格納する。また、本実施形態の制御回路１０２で
は、ｍ番目のサンプルに対応するアドレス値Ａsin ，Ａ
cos を、 Ａsin ＝ｍｏｄ（ｍ，Ｎ）×Ｎｆmx／ｆs ・・・（６） Ａcos ＝ｍｏｄ（Ａsin ＋Ｎ／４，Ｎ）・・・・（７） として算出し、複素演算処理部１０３では、データテー
ブル１０４のＡsin ，Ａcos 番目のアドレスから読み出
される値を、それぞれ sinθ， cosθとして、上記
（１），（２）式により複素演算処理を行う。

【００１７】図３は、本実施形態におけるデータテーブ
ル１０４の一例を示すグラフ図である。例えば、周波数
ｆc ＝６７５０Ｈｚの複素信号をサンプリング周波数ｆ
s ＝３２ｋＨｚでサンプリングし、ディジタル復調を行
う場合には、ｆmx＝２５０Ｈｚ、従ってｆs ／ｆmx＝Ｎ
＝１２８となり、図３に示すようにデータテーブル１０
４の０，１，２，・・・，ｎ，・・・１２７番目のアド
レスには、 sin（０）， sin（２π×２７／１２８），
sin（２×２π×２７／１２８），・・・，sin（２ｎ
π×２７／１２８），・・・， sin（２５４π×２７／
１２８）の値がそれぞれ格納される。また、制御回路１
０２の生成するアドレス値Ａsin ，Ａcos は、０〜１２
７の範囲で１サンプル周期毎に１づづ増加しながら循環
し、Ａcos −Ａsin ＝３２または−９６の関係を保つ。

【００１８】ここで、Ｎはｆc を約数で除した値又はそ
の倍数であり、従ってサンプル０番目における複素信号
の位相を０とすると、サンプルｍ番目の複素信号の位相
θmは、 θm ＝２π×ｍｆc ／ｆs ＝２π×ｍｏｄ（ｍ，Ｎ）×
ｆc ／ｆs となる。このときデータテーブル１０４のＡsin ，Ａco
s 番目のアドレスから読み出される sinθ， cosθの値
は、それぞれ（５），（６），（７）式より、 sin θ＝ sin（（Ａsin ／Ｎ）×２πｆc ／ｆmx） ＝ sin（２π×ｍｏｄ（ｍ，Ｎ）×ｆc ／ｆs ） ＝ sinθm cosθ＝ sin（（Ａcos ／Ｎ）×２πｆc ／ｆmx） ＝ sin（２π×ｍｏｄ（ｍ，Ｎ）×ｆc ／ｆmx＋π／２） ＝ cos（２π×ｍｏｄ（ｍ，Ｎ）×ｆc ／ｆs ） ＝ cosθm となり、常に位相と一致したデータを読み出すことがで
きる。すなわち、このようなデータテーブルとアドレス
算出手段を備えることにより、本実施形態ではデータテ
ーブルの量子化による位相誤差をまったく発生させるこ
となく正確な複素演算処理を行うことができるようにな
る。

【００１９】また通常、サンプリング周波数としては、
複素信号との周波数比が簡単な整数比となる周波数が用
いられるため、データテーブルに用意するデータ数Ｎ、
すなわちモリスペースは、必要最小限で済ますことがで
きる。

【００２０】なお、本実施形態ではＮを４の倍数とし
て、 cosθを sinθと同一テーブルから読み出すことと
しているが、ｆs ／ｆmxが奇数となる場合は sinθと c
osθとをそれぞれ別のテーブルに分けた方がメモリース
ペースを節約することができる。

【００２１】以上、本実施形態のディジタル変復調器に
おいて、複素信号を復調する場合の動作について説明し
たが、Ｉ，Ｑをベースバンド信号として複素信号を直交
変調する場合においても同様に、データテーブルの量子
化による位相誤差を全く発生させることなく正確な複素
演算処理を行うことができることは言うまでもない。

【００２２】

【発明の効果】以上説明したように本発明のディジタル
変復調器は、上述のようなデータテーブルとアドレス生
成手段とを備えることにより、必要最小限のメモリスペ
ースで、自ら位相誤差を作り出すことのない、精度の高
いディジタル変復調が行えるという効果がある。

【図面の簡単な説明】

【図１】ディジタル変復調器の構成の一例を示すブロッ
ク図である。

【図２】図１に示すディジタル変復調器の複素演算処理
部の構成を示すブロック図である。

【図３】本実施形態におけるディジタル変復調器のデー
タテーブルの構成を説明するためのブラフ図である。

【図４】従来のディジタル変復調器のデータテーブルの
構成を説明するためのグラフ図である。

【図５】従来のディジタル変復調器の位相誤差と本発明
による位相の一致を示す図である。

【符号の説明】

１０１ Ａ／Ｄコンバータ １０２ 制御回路 １０３ 複素演算処理部 １０４ データテーブル ２０１，２０２，２０３，２０４ 乗算器 ２０５，２０６ 加算器

Claims (4)

【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】 周波数ｆc の複素信号の同相成分Ｉ，直
   交成分Ｑをそれぞれサンプリングしディジタル化するＡ
   ／Ｄコンバータ、 上記複素信号に対する位相制御量をθとするとき上記Ａ
   ／Ｄコンバータでディジタル化された上記同相成分Ｉ，
   直交成分Ｑから複素演算処理を行い、 Ｉ’＝Ｉ・cosθ−Ｑ・sinθ Ｑ’＝Ｉ・sinθ＋Ｑ・cosθ の値をもつディジタル信号Ｉ’，Ｑ’を生成し出力する
   複素演算処理部、 この複素演算処理に用いる正弦値，余弦値を格納するデ
   ータテーブル、 上記Ａ／Ｄコンバータのサンプリング周波数ｆs を制御
   し、この周波数ｆs のサンプル周期に同期して上記デー
   タテーブルから上記位相制御量θの正弦値，余弦値を読
   み出すためのアドレスデータを生成する制御回路を有
   し、 上記データテーブルには、ｆc とｆs の最大公約数をｆ
   mxとするとき、 ２π×ｆc ／ｆmxをｆs ／ｆmxで等分した各角度の順番
   のアドレスにその角度の正弦値，余弦値を格納し、 上記制御回路では、上記アドレスデータとして、上記サ
   ンプル周期と共に増加し、０からｆs ／ｆmx−１の範囲
   で循環する値を順次生成することを特徴とするディジタ
   ル復調器。
2. 【請求項２】 ｆs ／ｆmxは４の倍数であり、正弦値の
   読み出しアドレスからｆs ／（４ｆmx）または−３ｆs
   ／（４ｆmx）だけ離れたアドレスから余弦値が読み出さ
   れることを特徴とする請求項１に記載のディジタル復調
   器。
3. 【請求項３】 ベースバンド信号Ｉ，Ｑをそれぞれサン
   プリングしディジタル化するＡ／Ｄコンバータ、 周波数ｆc の被変調信号（複素信号）の位相制御量をθ
   とするとき、このＡ／Ｄコンバータでディジタル化され
   た上記ベースバンド信号Ｉ，Ｑから複素演算処理を行
   い、 Ｉ’＝Ｉ・cosθ−Ｑ・sinθ Ｑ’＝Ｉ・sinθ＋Ｑ・cosθ の値をもつディジタル信号Ｉ’，Ｑ’を生成し出力する
   複素演算処理部、 この複素演算処理に用いる正弦値，余弦値を格納するデ
   ータテーブル、 上記Ａ／Ｄコンバータのサンプリング周波数ｆs を制御
   し、この周波数ｆs のサンプル周期に同期して上記デー
   タテーブルから上記位相制御量θの正弦値，余弦値を読
   み出すためのアドレスデータを生成する制御回路を有
   し、 上記データテーブルには、ｆc とｆs の最大公約数をｆ
   mxとするとき、 ２π×ｆc ／ｆmxをｆs ／ｆmxで等分した各角度の順番
   のアドレスにその角度の正弦値，余弦値を格納し、 上記制御回路では、上記アドレスデータとして、上記サ
   ンプル周期と共に増加し、０からｆs ／ｆmx−１の範囲
   で循環する値を順次生成することを特徴とするディジタ
   ル変調器。
4. 【請求項４】 ｆs ／ｆmxは４の倍数であり、正弦値の
   読み出しアドレスからｆs ／（４ｆmx）または−３ｆs
   ／（４ｆmx）だけ離れたアドレスから余弦値が読み出さ
   れることを特徴とする請求項３に記載のディジタル変調
   器。