JPH1174732A - 直交変調器によるｆｍ変調装置 - Google Patents
直交変調器によるｆｍ変調装置Info
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- JPH1174732A JPH1174732A JP9249728A JP24972897A JPH1174732A JP H1174732 A JPH1174732 A JP H1174732A JP 9249728 A JP9249728 A JP 9249728A JP 24972897 A JP24972897 A JP 24972897A JP H1174732 A JPH1174732 A JP H1174732A
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- 238000005070 sampling Methods 0.000 claims description 5
- 238000000034 method Methods 0.000 abstract description 4
- 238000010586 diagram Methods 0.000 description 7
- 238000006243 chemical reaction Methods 0.000 description 4
- 230000009977 dual effect Effects 0.000 description 4
- 230000010355 oscillation Effects 0.000 description 3
- 239000003990 capacitor Substances 0.000 description 1
- 230000000694 effects Effects 0.000 description 1
- 238000000605 extraction Methods 0.000 description 1
- 230000010363 phase shift Effects 0.000 description 1
Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
- H04L27/00—Modulated-carrier systems
- H04L27/0008—Modulated-carrier systems arrangements for allowing a transmitter or receiver to use more than one type of modulation
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03C—MODULATION
- H03C3/00—Angle modulation
- H03C3/02—Details
- H03C3/06—Means for changing frequency deviation
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03C—MODULATION
- H03C3/00—Angle modulation
- H03C3/38—Angle modulation by converting amplitude modulation to angle modulation
- H03C3/40—Angle modulation by converting amplitude modulation to angle modulation using two signal paths the outputs of which have a predetermined phase difference and at least one output being amplitude-modulated
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- Engineering & Computer Science (AREA)
- Signal Processing (AREA)
- Computer Networks & Wireless Communication (AREA)
- Digital Transmission Methods That Use Modulated Carrier Waves (AREA)
Abstract
(57)【要約】
【課題】 ＦＭ方式とＣＤＭＡ方式が混在するシステム
で、ＦＭ変調専用の回路と切り換え器を削除できる直交
変調器によるＦＭ変調装置を提供する。 【解決手段】 変調信号をベースバンド信号処理回路１
１に入力して積分した後にディジタル信号に変換してｓ
ｉｎＲＯＭにあらかじめ書き込まれたｓｉｎ信号を読み
出してアナログ化して、同相信号用ベースバンド信号Ｉ
と直交信号用ベースバンド信号Ｑを生成して、直交変調
器１２で同相信号用ベースバンド信号Ｉはコサインのロ
ーカル信号と、直交信号用ベースバンド信号Ｑはコサイ
ンを９０度移相させたサイン信号でそれぞれ乗算し、そ
の両乗算結果を加算して周波数変調信号と最大周波数偏
移を含む直交変調信号を生成する。
で、ＦＭ変調専用の回路と切り換え器を削除できる直交
変調器によるＦＭ変調装置を提供する。 【解決手段】 変調信号をベースバンド信号処理回路１
１に入力して積分した後にディジタル信号に変換してｓ
ｉｎＲＯＭにあらかじめ書き込まれたｓｉｎ信号を読み
出してアナログ化して、同相信号用ベースバンド信号Ｉ
と直交信号用ベースバンド信号Ｑを生成して、直交変調
器１２で同相信号用ベースバンド信号Ｉはコサインのロ
ーカル信号と、直交信号用ベースバンド信号Ｑはコサイ
ンを９０度移相させたサイン信号でそれぞれ乗算し、そ
の両乗算結果を加算して周波数変調信号と最大周波数偏
移を含む直交変調信号を生成する。
Description
【０００１】
【発明が属する技術分野】この発明は、直交変調器によ
るＦＭ変調装置に関し、特にＦＭ（周波数変調）方式と
ＣＤＭＡ（符号分割マルチプルアクセス）方式とが混在
するデュアルモードに対応する場合に、ベースバンド信
号処理と直交変調操作によって、ＦＭ変調器とその出力
信号取り出し系統とを削除可能とした直交変調器による
ＦＭ変調装置に関する。
るＦＭ変調装置に関し、特にＦＭ（周波数変調）方式と
ＣＤＭＡ（符号分割マルチプルアクセス）方式とが混在
するデュアルモードに対応する場合に、ベースバンド信
号処理と直交変調操作によって、ＦＭ変調器とその出力
信号取り出し系統とを削除可能とした直交変調器による
ＦＭ変調装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】従来より日本の通信サーバにおけるＣＤ
ＭＡ方式はアナログのＴＡＣＳ方式とＣＤＭＡ方式とが
必ず混在しており、それぞれ変調方式が異なることから
ＴＡＣＳ方式はＦＭ変調方式を採用しており、ＣＤＭＡ
方式は直交変調方式を採用している。図４は従来のＴＡ
ＣＳ方式とＣＤＭＡ放式が混在したデュアルモードの通
信方式の構成を示すブロック図である。
ＭＡ方式はアナログのＴＡＣＳ方式とＣＤＭＡ方式とが
必ず混在しており、それぞれ変調方式が異なることから
ＴＡＣＳ方式はＦＭ変調方式を採用しており、ＣＤＭＡ
方式は直交変調方式を採用している。図４は従来のＴＡ
ＣＳ方式とＣＤＭＡ放式が混在したデュアルモードの通
信方式の構成を示すブロック図である。
【０００３】図４に示すように、ＴＡＣＳ方式ではＦＭ
方式を使用することから変調信号ｆｍをＦＭ変調器１に
入力してＦＭを行った後に乗算器（ミキサ）２において
ローカル信号ＬＡとの乗算を行って周波数変換して切り
換え器３を切り換えて変調波を取り出している。また、
ＣＤＭＡ方式では、ベースバンド信号ｂａとローカル信
号ＬＡとを直交変調器４に入力して直交変調し、切り換
え器３を切り換えて変調波を取り出している。
方式を使用することから変調信号ｆｍをＦＭ変調器１に
入力してＦＭを行った後に乗算器（ミキサ）２において
ローカル信号ＬＡとの乗算を行って周波数変換して切り
換え器３を切り換えて変調波を取り出している。また、
ＣＤＭＡ方式では、ベースバンド信号ｂａとローカル信
号ＬＡとを直交変調器４に入力して直交変調し、切り換
え器３を切り換えて変調波を取り出している。
【０００４】
【発明が解決しようとする課題】このように、従来のＣ
ＤＭＡ方式とＴＡＣＳ方式のデュアルモードにおいて、
ＴＡＣＳ方式の場合には、ＦＭ変調器１を使用してお
り、ＦＭ変調器１においては、発振器（図示せず）の出
力信号を音声などの変調信号ｆｍで４０ＭＨｚ〜５０Ｍ
Ｈｚ程度の周波数帯で変調し、さらに乗算器２で８００
ＭＨｚ程度に周波数変換している。したがって、ＦＭ変
調器１は必ず発振器が必要であり、この発振器は４０Ｍ
Ｈｚ〜５０ＭＨｚ程度の周波数帯であり、発振器の出力
信号を変調信号ｆｍで変調した４０ＭＨｚ〜５０ＭＨｚ
程度の周波数帯では必ず横にサイドバンドが発生し、し
かも乗算器２でローカル信号ＬＡとの乗算を行って８０
０ＭＨｚ程度に周波数変換しているからサイドバンドを
除去する必要がある。
ＤＭＡ方式とＴＡＣＳ方式のデュアルモードにおいて、
ＴＡＣＳ方式の場合には、ＦＭ変調器１を使用してお
り、ＦＭ変調器１においては、発振器（図示せず）の出
力信号を音声などの変調信号ｆｍで４０ＭＨｚ〜５０Ｍ
Ｈｚ程度の周波数帯で変調し、さらに乗算器２で８００
ＭＨｚ程度に周波数変換している。したがって、ＦＭ変
調器１は必ず発振器が必要であり、この発振器は４０Ｍ
Ｈｚ〜５０ＭＨｚ程度の周波数帯であり、発振器の出力
信号を変調信号ｆｍで変調した４０ＭＨｚ〜５０ＭＨｚ
程度の周波数帯では必ず横にサイドバンドが発生し、し
かも乗算器２でローカル信号ＬＡとの乗算を行って８０
０ＭＨｚ程度に周波数変換しているからサイドバンドを
除去する必要がある。
【０００５】しかしながら、このサイドバンドを除去す
るためには、急峻な周波数カット特性を有するフィルタ
が必要となってくる。この急峻な周波数カット特性を有
するフィルタを作成することは、技術的に非常に困難で
あり、また、非常に高価である。一方、ローカル信号の
発振周波数を低くすることも考えられるが、発振周波数
を低くすると、今度は変調器の発振周波数を高くする必
要があり、一般に高周波数でのＦＭ変調器の作成は困難
であり、コストアップ要因となる。
るためには、急峻な周波数カット特性を有するフィルタ
が必要となってくる。この急峻な周波数カット特性を有
するフィルタを作成することは、技術的に非常に困難で
あり、また、非常に高価である。一方、ローカル信号の
発振周波数を低くすることも考えられるが、発振周波数
を低くすると、今度は変調器の発振周波数を高くする必
要があり、一般に高周波数でのＦＭ変調器の作成は困難
であり、コストアップ要因となる。
【０００６】この発明は、上記従来の課題を解決するた
めになされたもので、直交変調器からＦＭ変調波を取り
出すことを可能とすることにより、従来のＦＭ変調器と
ＦＭ変調信号を取り出す系統を削減することができ、回
路規模の簡略化とコストの低減化が可能な直交変調器に
よるＦＭ変調装置を提供することを目的とする。
めになされたもので、直交変調器からＦＭ変調波を取り
出すことを可能とすることにより、従来のＦＭ変調器と
ＦＭ変調信号を取り出す系統を削減することができ、回
路規模の簡略化とコストの低減化が可能な直交変調器に
よるＦＭ変調装置を提供することを目的とする。
【０００７】
【課題を解決するための手段】上記目的を達成するため
に、この発明の直交変調器によるＦＭ変調装置は、変調
信号を入力して所定のサンプリングでディジタル化して
得たアドレス信号によりあらかじめ記憶された所定周波
数のサイン波信号を読み出してアナログ化することによ
り直交信号用ベースバンド信号と同相信号用ベースバン
ド信号を生成するベースバンド信号処理回路１１と、上
記同相信号用ベースバンド信号と所定各周波数のコサイ
ン信号のローカル信号とを乗算した信号と上記ローカル
信号を９０度移相したサイン信号と上記直交信号用ベー
スバンド信号とを乗算した信号とを加算して、ＦＭ変調
された高周波信号を生成する直交変調器１２と、を備え
ることを特徴とする。
に、この発明の直交変調器によるＦＭ変調装置は、変調
信号を入力して所定のサンプリングでディジタル化して
得たアドレス信号によりあらかじめ記憶された所定周波
数のサイン波信号を読み出してアナログ化することによ
り直交信号用ベースバンド信号と同相信号用ベースバン
ド信号を生成するベースバンド信号処理回路１１と、上
記同相信号用ベースバンド信号と所定各周波数のコサイ
ン信号のローカル信号とを乗算した信号と上記ローカル
信号を９０度移相したサイン信号と上記直交信号用ベー
スバンド信号とを乗算した信号とを加算して、ＦＭ変調
された高周波信号を生成する直交変調器１２と、を備え
ることを特徴とする。
【０００８】
【発明の実施の形態】以下、この発明の直交変調器によ
るＦＭ変調装置の実施の形態について図面に基づき説明
する。図１はこの発明の第１の実施の形態の構成を示す
ブロック図である。図１において、第１の実施の形態で
は、変調信号Ｖ（ｔ）を入力して所定の処理を行うこと
により直交変調の同相信号用ベースバンド信号Ｉと直交
信号用ベースバンド信号Ｑとを出力するベースバンド信
号処理回路１１と、同相信号用ベースバンド信号Ｉと直
交信号用ベースバンド信号Ｑとを入力してコサイン信号
のローカル信号ｆｃとそれを９０度移相したサイン信号
とでそれぞれ乗算して直交変調信号の同相信号と直交信
号とを出力する直交変調器１２とから構成されている。
るＦＭ変調装置の実施の形態について図面に基づき説明
する。図１はこの発明の第１の実施の形態の構成を示す
ブロック図である。図１において、第１の実施の形態で
は、変調信号Ｖ（ｔ）を入力して所定の処理を行うこと
により直交変調の同相信号用ベースバンド信号Ｉと直交
信号用ベースバンド信号Ｑとを出力するベースバンド信
号処理回路１１と、同相信号用ベースバンド信号Ｉと直
交信号用ベースバンド信号Ｑとを入力してコサイン信号
のローカル信号ｆｃとそれを９０度移相したサイン信号
とでそれぞれ乗算して直交変調信号の同相信号と直交信
号とを出力する直交変調器１２とから構成されている。
【０００９】図２は第１の実施の形態におけるベースバ
ンド信号処理回路１１の内部構成を示すブロック図であ
る。図２において、抵抗ＲとコンデンサＣとからなる積
分回路１１ａに変調信号Ｖ（ｔ）＝Ｖ0 ＣＯＳ２πｆm
t を入力することにより、変調信号Ｖ（ｔ）を積分し
て、積分回路１１ａの出力端に積分出力信号Ｖｃ（ｔ）
を次の（１）式のように算出する。 Ｖc （ｔ）＝Ｖ0 ／√｛１＋（２πｆm CR）2 ｝・ｃｏｓ（２πｆm CRｔ＋ψ −π／２） ・・・・・・（１） ここで、ψ＝ｔａｎ−1 （１／２πｆm ＣＲ）である。
ンド信号処理回路１１の内部構成を示すブロック図であ
る。図２において、抵抗ＲとコンデンサＣとからなる積
分回路１１ａに変調信号Ｖ（ｔ）＝Ｖ0 ＣＯＳ２πｆm
t を入力することにより、変調信号Ｖ（ｔ）を積分し
て、積分回路１１ａの出力端に積分出力信号Ｖｃ（ｔ）
を次の（１）式のように算出する。 Ｖc （ｔ）＝Ｖ0 ／√｛１＋（２πｆm CR）2 ｝・ｃｏｓ（２πｆm CRｔ＋ψ −π／２） ・・・・・・（１） ここで、ψ＝ｔａｎ−1 （１／２πｆm ＣＲ）である。
【００１０】積分回路１１ａで変調信号Ｖ（ｔ）を積分
するのは、後述する記憶手段してのｓｉｎＲＯＭ１１ｃ
から出力される信号が、ｓｉｎ｛Ｖ0 ｃｏｓ｛２πｆm
ｔ）｝であるからである（ここで、f m 変調周波数であ
る）。積分回路１１ａで積分された変調信号Ｖ（ｔ）の
積分出力Ｖc （ｔ）はアナログ／ディジタル（以下、Ａ
／Ｄという）変換器１１ｂに送出される。上記（１）式
の積分出力信号Ｖｃ（ｔ）において、２πｆm ＣＲが
「１」を無視できる程度に大きい場合には、 Ｖc （ｔ）＝（Ｖ0 ／２πｆm CR）・ｓｉｎ２πｆm ＝（Ｖ0 ／２πｆm ＣＲ）・ｓｉｎ（２πｆm ｔ） ＝〔｛（１／２πＣＲ）・Ｖ0 ｝／ｆm 〕・ｓｉｎ（２πｆm ｔ） ・・・（２） と表すことができる。
するのは、後述する記憶手段してのｓｉｎＲＯＭ１１ｃ
から出力される信号が、ｓｉｎ｛Ｖ0 ｃｏｓ｛２πｆm
ｔ）｝であるからである（ここで、f m 変調周波数であ
る）。積分回路１１ａで積分された変調信号Ｖ（ｔ）の
積分出力Ｖc （ｔ）はアナログ／ディジタル（以下、Ａ
／Ｄという）変換器１１ｂに送出される。上記（１）式
の積分出力信号Ｖｃ（ｔ）において、２πｆm ＣＲが
「１」を無視できる程度に大きい場合には、 Ｖc （ｔ）＝（Ｖ0 ／２πｆm CR）・ｓｉｎ２πｆm ＝（Ｖ0 ／２πｆm ＣＲ）・ｓｉｎ（２πｆm ｔ） ＝〔｛（１／２πＣＲ）・Ｖ0 ｝／ｆm 〕・ｓｉｎ（２πｆm ｔ） ・・・（２） と表すことができる。
【００１１】積分出力信号Ｖｃ（ｔ）をＡ／Ｄ変換器１
１ｂに送出して、Ａ／Ｄ変換器１１ｂにおいてサンプリ
ング信号ｆs でサンプリングすることにより、積分出力
信号Ｖc （ｔ）がディジタル信号に変換される。このデ
ィジタル信号に変換されたＡ／Ｄ変換器１１ｂの出力信
号を記憶手段としてのｓｉｎＲＯＭ１１ｃに書き込まれ
たデータの読み出しアドレス信号としてｓｉｎＲＯＭ１
１ｃに入力させる。このアドレス信号を得るために、Ａ
／Ｄ変換器１１ｂのＡ／Ｄ変換データＤをを次のように
して求める。
１ｂに送出して、Ａ／Ｄ変換器１１ｂにおいてサンプリ
ング信号ｆs でサンプリングすることにより、積分出力
信号Ｖc （ｔ）がディジタル信号に変換される。このデ
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号を記憶手段としてのｓｉｎＲＯＭ１１ｃに書き込まれ
たデータの読み出しアドレス信号としてｓｉｎＲＯＭ１
１ｃに入力させる。このアドレス信号を得るために、Ａ
／Ｄ変換器１１ｂのＡ／Ｄ変換データＤをを次のように
して求める。
【００１２】いま、Ａ／Ｄ変換器１ｂのフルスケールを
ＶREF とし、ビット数をｎとすると、時刻ｔにおけるＡ
／Ｄ変換器１１ｂのＡ／Ｄ変換データＤは次の（３）式
から求めることができる。 ｛Ｖc （ｔ）／ＶREF ｝＝Ｄ／（２n −１） ・・・・・・・（３） この（３）式より、 Ｄ＝｛Ｖc （ｔ）／ＶREF ｝・（２n −１） ・・・・・・・（４） が得られる。
ＶREF とし、ビット数をｎとすると、時刻ｔにおけるＡ
／Ｄ変換器１１ｂのＡ／Ｄ変換データＤは次の（３）式
から求めることができる。 ｛Ｖc （ｔ）／ＶREF ｝＝Ｄ／（２n −１） ・・・・・・・（３） この（３）式より、 Ｄ＝｛Ｖc （ｔ）／ＶREF ｝・（２n −１） ・・・・・・・（４） が得られる。
【００１３】この（４）式のＡ／Ｄ変換データＤをｓｉ
ｎＲＯＭ１１ｃのアドレスデータとし、Ａ／Ｄ変換器１
１ｂのフルスケールＶREF を（２n −１）＝２πとし
て、ｓｉｎＲＯＭ１１ｃに書き込まれたｓｉｎデータを
読み出して、ディジタル／アナログ（以下、Ｄ／Ａとい
う）変換器１１ｄでアナログ信号に変換することによ
り、直交変調の同相信号用ベースバンド信号Ｉは、次の
（５）式のように得られる。 Ｉ＝ｃｏｓ｛（ｍｆ・Ｖ／ｆm ）・ｓｉｎ（２πｆm ・ｔ）｝・・・（５） また、直交変調の直交信号用ベースバンド信号Ｑは、次
の（６）式に示すように得られる。 Ｑ＝ｓｉｎ｛（ｍｆ・Ｖ／ｆm ）・ｓｉｎ（２πｆm ・ｔ）・・・（６） このようにして得られた同相信号用ベースバンド信号Ｉ
と直交信号用ベースバンド信号Ｑは、図２のＤ／Ａ変換
器１１ｄから出力され、図１の直交変調器１２に入力さ
れて、ローカル信号ｆc を乗算して、直交変調すること
により直交変調信号が得られる。
ｎＲＯＭ１１ｃのアドレスデータとし、Ａ／Ｄ変換器１
１ｂのフルスケールＶREF を（２n −１）＝２πとし
て、ｓｉｎＲＯＭ１１ｃに書き込まれたｓｉｎデータを
読み出して、ディジタル／アナログ（以下、Ｄ／Ａとい
う）変換器１１ｄでアナログ信号に変換することによ
り、直交変調の同相信号用ベースバンド信号Ｉは、次の
（５）式のように得られる。 Ｉ＝ｃｏｓ｛（ｍｆ・Ｖ／ｆm ）・ｓｉｎ（２πｆm ・ｔ）｝・・・（５） また、直交変調の直交信号用ベースバンド信号Ｑは、次
の（６）式に示すように得られる。 Ｑ＝ｓｉｎ｛（ｍｆ・Ｖ／ｆm ）・ｓｉｎ（２πｆm ・ｔ）・・・（６） このようにして得られた同相信号用ベースバンド信号Ｉ
と直交信号用ベースバンド信号Ｑは、図２のＤ／Ａ変換
器１１ｄから出力され、図１の直交変調器１２に入力さ
れて、ローカル信号ｆc を乗算して、直交変調すること
により直交変調信号が得られる。
【００１４】直交変調器１２の内部構成は図３に示され
ている。図３において、同相信号用ベースバンド信号Ｉ
（図３では、簡略化のために、Ｉ＝ＡｃｏｓΦi とす
る）と直交信号用ベースバンド信号Ｑ（同じく、簡略化
のために、Ｑ＝ＡｓｉｎΦi とする）はそれぞれ、乗算
器（ミキサ）１２ａ，１２ｂの各第１の入力端に入力さ
れ、乗算器１２ａの第２の入力端には、ローカル信号ｆ
c ｛ｃｏｓ（２πｆc ｔ）｝が入力される。ローカル信
号ｆc は９０度移相器１２ｃにも入力されるようになっ
ている。９０度移相器１２ｃにローカル信号ｆc を入力
させることにより、ローカル信号ｆc の位相を９０度移
相させて、−ｓｉｎ（２πｆc ｔ）として第２の乗算器
１２ｂの第２の入力端に入力される。
ている。図３において、同相信号用ベースバンド信号Ｉ
（図３では、簡略化のために、Ｉ＝ＡｃｏｓΦi とす
る）と直交信号用ベースバンド信号Ｑ（同じく、簡略化
のために、Ｑ＝ＡｓｉｎΦi とする）はそれぞれ、乗算
器（ミキサ）１２ａ，１２ｂの各第１の入力端に入力さ
れ、乗算器１２ａの第２の入力端には、ローカル信号ｆ
c ｛ｃｏｓ（２πｆc ｔ）｝が入力される。ローカル信
号ｆc は９０度移相器１２ｃにも入力されるようになっ
ている。９０度移相器１２ｃにローカル信号ｆc を入力
させることにより、ローカル信号ｆc の位相を９０度移
相させて、−ｓｉｎ（２πｆc ｔ）として第２の乗算器
１２ｂの第２の入力端に入力される。
【００１５】第１の乗算器１２ａは、ローカル信号ｆc
｛ｃｏｓ（２πｆc ｔ）｝と同相信号用ベースバンド信
号Ｉとの乗算を行って、加算器１２ｄの第１の入力端に
乗算結果を出力する。第２の乗算器１２ｂは直交信号用
ベースバンド信号Ｑと９０度移相されたローカル信号ｆ
c ｛−ｓｉｎ（２πｆc ｔ）｝との乗算を行って、前記
加算器１２ｄに出力する。加算器１２ｄは両乗算器１２
ａ，１２ｂの出力信号を加算することにより、直交変調
信号Ｅmod を次の（７）式に示すように出力する。 Ｅmod ＝Ａｃｏｓ（２πｆc ｔ＋Φi ） ＝ＡｃｏｓΦi ・ｃｏｓ２πｆc ｔ −ＡｓｉｎΦi ・ｓｉｎ２πｆc ｔ ・・・・・（７） この（７）式のＡｃｏｓΦi が直交変調器１２に入力さ
れる前記同相信号用ベースバンド信号Ｉであり、またＡ
ｓｉｎΦi が直交信号用ベースバンド信号Ｑである。
｛ｃｏｓ（２πｆc ｔ）｝と同相信号用ベースバンド信
号Ｉとの乗算を行って、加算器１２ｄの第１の入力端に
乗算結果を出力する。第２の乗算器１２ｂは直交信号用
ベースバンド信号Ｑと９０度移相されたローカル信号ｆ
c ｛−ｓｉｎ（２πｆc ｔ）｝との乗算を行って、前記
加算器１２ｄに出力する。加算器１２ｄは両乗算器１２
ａ，１２ｂの出力信号を加算することにより、直交変調
信号Ｅmod を次の（７）式に示すように出力する。 Ｅmod ＝Ａｃｏｓ（２πｆc ｔ＋Φi ） ＝ＡｃｏｓΦi ・ｃｏｓ２πｆc ｔ −ＡｓｉｎΦi ・ｓｉｎ２πｆc ｔ ・・・・・（７） この（７）式のＡｃｏｓΦi が直交変調器１２に入力さ
れる前記同相信号用ベースバンド信号Ｉであり、またＡ
ｓｉｎΦi が直交信号用ベースバンド信号Ｑである。
【００１６】この発明では、従来のＦＭ変調器を削除す
るために、この直交変調信号ＥmodにＦＭ変調信号が含
まれていなければならない。そこで、直交変調信号Ｅ
mod を位相変調信号ＥPMと周波数変調信号ＥFMとを瞬時
位相をΦ（ｔ）として、変調波Ｅ＝ｃｏｓΦ（ｔ）で比
較してみることにする。 直交変調信号Ｅmod の瞬時位相Φ（ｔ）＝２πｆc ｔ＋Φi ・・・（８） 位相変調信号ＥPMの瞬時位相Φ（ｔ）＝２πｆc ｔ＋２π・ｍP Ｖ（ｔ） ・・・（９） 周波数変調信号ＥFMの瞬時位相Φ（ｔ）＝２πｆc ｔ ＋２π・ｍf ∫Ｖ（ｔ）ｄｔ・・・（１０） であるとする。
るために、この直交変調信号ＥmodにＦＭ変調信号が含
まれていなければならない。そこで、直交変調信号Ｅ
mod を位相変調信号ＥPMと周波数変調信号ＥFMとを瞬時
位相をΦ（ｔ）として、変調波Ｅ＝ｃｏｓΦ（ｔ）で比
較してみることにする。 直交変調信号Ｅmod の瞬時位相Φ（ｔ）＝２πｆc ｔ＋Φi ・・・（８） 位相変調信号ＥPMの瞬時位相Φ（ｔ）＝２πｆc ｔ＋２π・ｍP Ｖ（ｔ） ・・・（９） 周波数変調信号ＥFMの瞬時位相Φ（ｔ）＝２πｆc ｔ ＋２π・ｍf ∫Ｖ（ｔ）ｄｔ・・・（１０） であるとする。
【００１７】この（８）式における位相角Φi は−π〜
＋πとする。また、（９）式のｍP は、係数とし、Ｖ
（ｔ）は変調信号とする。さらに、（１０）式のｍf は
係数とし、２πは位相をラジアンで求めるために使用し
ている。ここで、変調周波数ｆ＝ｆm とし、変調信号Ｖ
（ｔ）＝Ｖｃｏｓ（２πｆm ｔ）とすれば、 位相変調信号ＥPM＝ｃｏｓ｛２πｆc ｔ＋２π・ｍP Ｖｃｏｓ（２πｆm ｔ） ｝ ・・・・（１１） となり、ここで、変調指数β＝２π・ｍP Ｖを使用し
て、 ＥPM＝ｃｏｓ｛２πｆc ｔ＋βｃｏｓ（２πｆm ｔ）｝ ・・・（１２） と表すことができる。
＋πとする。また、（９）式のｍP は、係数とし、Ｖ
（ｔ）は変調信号とする。さらに、（１０）式のｍf は
係数とし、２πは位相をラジアンで求めるために使用し
ている。ここで、変調周波数ｆ＝ｆm とし、変調信号Ｖ
（ｔ）＝Ｖｃｏｓ（２πｆm ｔ）とすれば、 位相変調信号ＥPM＝ｃｏｓ｛２πｆc ｔ＋２π・ｍP Ｖｃｏｓ（２πｆm ｔ） ｝ ・・・・（１１） となり、ここで、変調指数β＝２π・ｍP Ｖを使用し
て、 ＥPM＝ｃｏｓ｛２πｆc ｔ＋βｃｏｓ（２πｆm ｔ）｝ ・・・（１２） と表すことができる。
【００１８】また、周波数変調信号ＥFMの場合は、∫Ｖ
（ｔ）ｄｔ＝（Ｖ／２πｆm ）ｓｉｎ（２πｆm ｔ）よ
り、 ＥFM＝ｃｏｓ｛２πｆc ｔ＋２πｍf （Ｖ／２πｍf ）ｓｉｎ（２πｆm ｔ） ｝ ＝ｃｏｓ｛２πｆc ｔ＋（ｍf Ｖ／ｆm ）ｓｉｎ（２πｆm ｔ）｝ ・・・（１３） と表すことができる。
（ｔ）ｄｔ＝（Ｖ／２πｆm ）ｓｉｎ（２πｆm ｔ）よ
り、 ＥFM＝ｃｏｓ｛２πｆc ｔ＋２πｍf （Ｖ／２πｍf ）ｓｉｎ（２πｆm ｔ） ｝ ＝ｃｏｓ｛２πｆc ｔ＋（ｍf Ｖ／ｆm ）ｓｉｎ（２πｆm ｔ）｝ ・・・（１３） と表すことができる。
【００１９】この（１３）式よりＦＭ変調波の瞬時位相
Φ（ｔ）が（ｍf Ｖ／ｆm ）ｓｉｎ（２πｆm ｔ）で表
されることを示している。また、ＦＭ変調波の瞬時周波
数ｆは、 （ｄ／ｄｔ）Φ（ｔ）＝２π｛ｆc ＋ｍf Ｖｃｏｓ（２πｆm ｔ）｝ ・・・（１４） と表すことができる。この（１４）式におけるｍf Ｖは
最大周波数偏移Δｆであり、最大周波数偏移Δｆを用い
て上記（１４）式を書き換えると、次の（１５）式に示
すようになる。 ＥFM＝ｃｏｓ｛２πｆc ｔ＋（Δｆ／ｆm ）・ｓｉｎ（２πｆm ｔ）｝ ・・・（１５） この（１５）式のＦＭ変調波と（１２）式位相変調波と
を比較してみると、（１２）式の変調指数βと（１５）
式の最大周波数偏移Δｆと、変調周波数ｆm との関係は
β＝Δｆ／ｆm である。
Φ（ｔ）が（ｍf Ｖ／ｆm ）ｓｉｎ（２πｆm ｔ）で表
されることを示している。また、ＦＭ変調波の瞬時周波
数ｆは、 （ｄ／ｄｔ）Φ（ｔ）＝２π｛ｆc ＋ｍf Ｖｃｏｓ（２πｆm ｔ）｝ ・・・（１４） と表すことができる。この（１４）式におけるｍf Ｖは
最大周波数偏移Δｆであり、最大周波数偏移Δｆを用い
て上記（１４）式を書き換えると、次の（１５）式に示
すようになる。 ＥFM＝ｃｏｓ｛２πｆc ｔ＋（Δｆ／ｆm ）・ｓｉｎ（２πｆm ｔ）｝ ・・・（１５） この（１５）式のＦＭ変調波と（１２）式位相変調波と
を比較してみると、（１２）式の変調指数βと（１５）
式の最大周波数偏移Δｆと、変調周波数ｆm との関係は
β＝Δｆ／ｆm である。
【００２０】上記から明かなように、上記（１２）式に
おける｛｝内の要素が位相変調波の瞬時位相Φt に相当
し、上記（１５）式の｛｝内の要素が周波数変調波の瞬
時位相Φt に相当する。したがって、上記図３の直交変
調器１２に上記の同相信号用ベースバンド信号Ｉ＝Ａｃ
ｏｓΦi と、直交信号用ベースバンド信号Ｑ＝Ａｓｉｎ
Φi を入力して、直交変調を行うことによって得られる
上記の直交変調信号Ｅmod ＝Ａｃｏｓ（２πｆc ｔ＋Φ
i ）は基本的には、位相変調であり、この式のΦi は直
交変調信号である。
おける｛｝内の要素が位相変調波の瞬時位相Φt に相当
し、上記（１５）式の｛｝内の要素が周波数変調波の瞬
時位相Φt に相当する。したがって、上記図３の直交変
調器１２に上記の同相信号用ベースバンド信号Ｉ＝Ａｃ
ｏｓΦi と、直交信号用ベースバンド信号Ｑ＝Ａｓｉｎ
Φi を入力して、直交変調を行うことによって得られる
上記の直交変調信号Ｅmod ＝Ａｃｏｓ（２πｆc ｔ＋Φ
i ）は基本的には、位相変調であり、この式のΦi は直
交変調信号である。
【００２１】また、周波数変調であれば、ＥFM＝ｃｏｓ
｛２πｆc ｔ＋∫Φi ｄｔ｝であるから、この式におけ
るΦi を、上記（１５）式の｛｝内の要素を用いて、 Φi ＝（Δｆ／ｆm ）・ｓｉｎ（２πｆm ｔ） ・・・・・・（１６） にすれば、直交変調信号Ｅmod ＝Ａｃｏｓ（２πｆc ｔ
＋Φi ）により所望の周波数変調波が得られる。これに
より、上記の同相信号用ベースバンド信号Ｉ＝Ａｃｏｓ
Φi と、直交信号用ベースバンド信号Ｑ＝ＡｓｉｎΦi
にそれぞれ（１６）式を代入すれば、 Ｉ＝Ａｃｏｓ｛（Δｆ／ｆm ）・ｓｉｎ（２πｆm ｔ）｝・・・（１７） Ｑ＝Ａｓｉｎ｛（Δｆ／ｆm ）・ｓｉｎ（２πｆm ｔ）｝・・・（１８） となる。
｛２πｆc ｔ＋∫Φi ｄｔ｝であるから、この式におけ
るΦi を、上記（１５）式の｛｝内の要素を用いて、 Φi ＝（Δｆ／ｆm ）・ｓｉｎ（２πｆm ｔ） ・・・・・・（１６） にすれば、直交変調信号Ｅmod ＝Ａｃｏｓ（２πｆc ｔ
＋Φi ）により所望の周波数変調波が得られる。これに
より、上記の同相信号用ベースバンド信号Ｉ＝Ａｃｏｓ
Φi と、直交信号用ベースバンド信号Ｑ＝ＡｓｉｎΦi
にそれぞれ（１６）式を代入すれば、 Ｉ＝Ａｃｏｓ｛（Δｆ／ｆm ）・ｓｉｎ（２πｆm ｔ）｝・・・（１７） Ｑ＝Ａｓｉｎ｛（Δｆ／ｆm ）・ｓｉｎ（２πｆm ｔ）｝・・・（１８） となる。
【００２２】この（１７）式、（１８）式の同相信号用
ベースバンド信号Ｉ、直交信号用ベースバンド信号Ｑを
直交変調器１２に入力して直交変調を行えば、直交変調
器１２から変調周波数ｆm と、最大周波数偏位Δｆの周
波数変調波が得られることになる。したがって、ＦＭ方
式とＣＤＭＡ方式などの直交変調方式が混在するシステ
ムにおいて、ＦＭ変調専用の回路を削減できることにな
る。
ベースバンド信号Ｉ、直交信号用ベースバンド信号Ｑを
直交変調器１２に入力して直交変調を行えば、直交変調
器１２から変調周波数ｆm と、最大周波数偏位Δｆの周
波数変調波が得られることになる。したがって、ＦＭ方
式とＣＤＭＡ方式などの直交変調方式が混在するシステ
ムにおいて、ＦＭ変調専用の回路を削減できることにな
る。
【００２３】なお、上記第１の実施の形態において、ベ
ースバンド信号処理回路１１として図２に示したような
例に限定されるものではなく、図２におけるＡ／Ｄ変換
器１１ｂに代えて、クロックカウンタを用いて、クロッ
ク信号をカウント数に応じてｓｉｎＲＯＭにアドレス信
号を出力して、ｓｉｎＲＯＭから読み出したデータをＤ
／Ａ変換器でアナログした後に積分回路で積分して同相
信号用ベースバンド信号Ｉ、直交信号用ベースバンド信
号Ｑを得ることができる。また、ベースバンド信号処理
回路１１の構成に関する上記の説明はハードウェアによ
る場合を示したが、ソフトウェアにより同相信号用ベー
スバンド信号Ｉ、直交信号用ベースバンド信号Ｑを算出
することもできる。
ースバンド信号処理回路１１として図２に示したような
例に限定されるものではなく、図２におけるＡ／Ｄ変換
器１１ｂに代えて、クロックカウンタを用いて、クロッ
ク信号をカウント数に応じてｓｉｎＲＯＭにアドレス信
号を出力して、ｓｉｎＲＯＭから読み出したデータをＤ
／Ａ変換器でアナログした後に積分回路で積分して同相
信号用ベースバンド信号Ｉ、直交信号用ベースバンド信
号Ｑを得ることができる。また、ベースバンド信号処理
回路１１の構成に関する上記の説明はハードウェアによ
る場合を示したが、ソフトウェアにより同相信号用ベー
スバンド信号Ｉ、直交信号用ベースバンド信号Ｑを算出
することもできる。
【００２４】
【発明の効果】以上のように、この発明の直交変調器に
よるＦＭ変調装置によれば、変調信号をベースバンド信
号処理回路に入力してディジタル化したアドレス信号に
より記憶手段にあらかじめ記憶されているｓｉｎテーブ
ルのデータを読み出してアナログ変換して同相信号用ベ
ースバンド信号Ｉ、直交信号用ベースバンド信号Ｑを生
成して直交変調器で直交変調するようにしたので、直交
変調器から得られる直交変調信号に周波数変調信号を得
ることができる。したがって、ＦＭ方式とＣＤＭＡ方式
などの直交変調方式が混在するシステムにおいて、ＦＭ
変調専用の回路を削減することができ、ＦＭ変調器に必
要な発振器や効果で技術的に困難なフィルタや、ＦＭ方
式と直交変調方式の切り換え器も不要となり、コストダ
ウンが可能となる。
よるＦＭ変調装置によれば、変調信号をベースバンド信
号処理回路に入力してディジタル化したアドレス信号に
より記憶手段にあらかじめ記憶されているｓｉｎテーブ
ルのデータを読み出してアナログ変換して同相信号用ベ
ースバンド信号Ｉ、直交信号用ベースバンド信号Ｑを生
成して直交変調器で直交変調するようにしたので、直交
変調器から得られる直交変調信号に周波数変調信号を得
ることができる。したがって、ＦＭ方式とＣＤＭＡ方式
などの直交変調方式が混在するシステムにおいて、ＦＭ
変調専用の回路を削減することができ、ＦＭ変調器に必
要な発振器や効果で技術的に困難なフィルタや、ＦＭ方
式と直交変調方式の切り換え器も不要となり、コストダ
ウンが可能となる。
【図１】この発明の直交変調器によるＦＭ変調装置の第
１の実施の形態の構成を示すブロック図である。
１の実施の形態の構成を示すブロック図である。
【図２】図１の直交変調器によるＦＭ変調装置のベース
バンド信号処理回路の内部構成を示すブロック図であ
る。
バンド信号処理回路の内部構成を示すブロック図であ
る。
【図３】図１における直交変調器によるＦＭ変調装置の
直交変調器の内部構成を示すブロック図である。
直交変調器の内部構成を示すブロック図である。
【図４】従来のＴＡＣＳ方式とＣＤＭＡ方式が混在した
デュアルモードの通信方式の構成を示すブロック図であ
る。
デュアルモードの通信方式の構成を示すブロック図であ
る。
１１ ベースバンド信号処理回路 １１ａ 積分回路 １１ｂ Ａ／Ｄ変換器 １１ｃ ｓｉｎＲＯＭ １１ｄ Ｄ／Ａ変換器 １２ 直交変調器 １２ａ，１２ｂ 乗算器 １２ｃ ９０度移相器 １２ｄ 加算器
Claims (5)
- 【請求項１】 変調信号を入力して所定のサンプリング
でディジタル化して得たアドレス信号によりあらかじめ
記憶された所定周波数のサイン波信号を読み出してアナ
ログ化することにより直交信号用ベースバンド信号と同
相信号用ベースバンド信号を生成するベースバンド信号
処理回路(11)と、 上記同相信号用ベースバンド信号と所定各周波数のコサ
イン信号のローカル信号とを乗算した信号と上記ローカ
ル信号を９０度移相したサイン信号と上記直交信号用ベ
ースバンド信号とを乗算した信号とを加算して、ＦＭ変
調された高周波信号を生成する直交変調器(12)と、を備
えることを特徴とする直交変調器によるＦＭ変調装置。 - 【請求項２】 請求項１記載の直交変調器によるＦＭ変
調装置において、 直交変調器(12)は、上記同相信号用ベースバンド信号と
所定各周波数のコサイン信号のローカル信号とを乗算す
る第１の乗算回路(12a) と、 上記ローカル信号を９０度移相してサイン波信号を出力
する９０度移相器(12c)と、 上記直交信号用ベースバンド信号と上記サイン波信号と
を乗算する第２の乗算回路(12b) と、 第１の乗算回路(12a) の出力信号と第２の乗算回路(12
b) との出力信号とを加算して、直交変調の同相信号と
直交信号とを生成する加算器(12d) と、を備えることを
特徴とする直交変調器によるＦＭ変調装置。 - 【請求項３】 請求項１記載の直交変調器によるＦＭ変
調装置において、 上記ベースバンド信号処理回路(11)は、あらかじめ所定
のサイン波信号を記憶した記憶手段(11c) と、 クロック信号により記憶手段(11c) に記憶されている上
記サイン波信号を読み出すアドレス信号を生成するカウ
ンタと、 記憶手段(11c) から読み出された上記サイン波信号のデ
ータをアナログ信号に変換するディジタル／アナログ変
換器(11d) と、 上記ディジタル／アナログの出力信号を積分して上記同
相信号用ベースバンド信号と上記直交信号用ベースバン
ド信号とを生成する積分器(11a) と、を備えることを特
徴とする直交変調器によるＦＭ変調装置。 - 【請求項４】 請求項１記載の直交変調器によるＦＭ変
調装置において、 ベースバンド信号処理回路(11)は、上記変調信号を積分
する積分回路(11a) と、 あらかじめ所定周波数のサイン波信号が記憶されている
記憶手段(11c) と、 積分回路(11a) の出力信号を所定周波数のサンプリング
信号でディジタル信号に変換して記憶手段(11c) に記憶
されているサイン波信号を読み出すアナログ／ディジタ
ル変換器(11b) と、 記憶手段(11c) から読み出されたサイン波信号をアナロ
グ信号に変換して上記直交信号用ベースバンド信号と上
記同相信号用ベースバンド信号とを出力するディジタル
／アナログ変換器(11d) と、を備えることを特徴とする
直交変調器によるＦＭ変調装置。 - 【請求項５】 請求項４記載の直交変調器によるＦＭ変
調装置において、 積分器(11a) は、ディジタル／アナログ変換器(11d) か
ら出力される信号を積分して上記同相信号用べースバン
ド信号と上記直交信号用ベースバンド信号とを出力する
ことを特徴とする直交変調器によるＦＭ変調装置。
Priority Applications (2)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP9249728A JPH1174732A (ja) | 1997-08-29 | 1997-08-29 | 直交変調器によるｆｍ変調装置 |
| US09/136,469 US6072374A (en) | 1997-08-29 | 1998-08-19 | FM modulation system using quadrature modulator |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP9249728A JPH1174732A (ja) | 1997-08-29 | 1997-08-29 | 直交変調器によるｆｍ変調装置 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH1174732A true JPH1174732A (ja) | 1999-03-16 |
Family
ID=17197328
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP9249728A Pending JPH1174732A (ja) | 1997-08-29 | 1997-08-29 | 直交変調器によるｆｍ変調装置 |
Country Status (2)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US6072374A (ja) |
| JP (1) | JPH1174732A (ja) |
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2007110268A (ja) * | 2005-10-12 | 2007-04-26 | Nec Corp | Ｆｍ変調装置及びその方法並びにそれを用いた通信装置 |
Families Citing this family (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP4780865B2 (ja) * | 2001-07-19 | 2011-09-28 | 富士通セミコンダクター株式会社 | 周波数逓倍装置 |
| US8044745B2 (en) * | 2009-01-28 | 2011-10-25 | Agere Systems Inc. | Method and apparatus for applying clock phase and frequency offset |
Family Cites Families (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US4540958A (en) * | 1983-09-30 | 1985-09-10 | International Telephone And Telegraph Corporation | Zero if frequency-modulator |
| US5111163A (en) * | 1991-05-06 | 1992-05-05 | Hughes Aircraft Company | Digital FM modulator |
| US5787362A (en) * | 1996-07-08 | 1998-07-28 | Nokia Mobile Phones Limited | AM removal from FM signal generated by IQ modulator |
-
1997
- 1997-08-29 JP JP9249728A patent/JPH1174732A/ja active Pending
-
1998
- 1998-08-19 US US09/136,469 patent/US6072374A/en not_active Expired - Fee Related
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2007110268A (ja) * | 2005-10-12 | 2007-04-26 | Nec Corp | Ｆｍ変調装置及びその方法並びにそれを用いた通信装置 |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| US6072374A (en) | 2000-06-06 |
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