JPS63279604A

JPS63279604A - 周波数変調器

Info

Publication number: JPS63279604A
Application number: JP11506887A
Authority: JP
Inventors: Noboru Okamura; 昇岡村; Tsutomu Tanaka; 勉田中
Original assignee: Matsushita Electric Industrial Co Ltd
Current assignee: Panasonic Holdings Corp
Priority date: 1987-05-12
Filing date: 1987-05-12
Publication date: 1988-11-16

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】産業上の利用分野本発明は入力信号をＦＭ変調し、周波数変換する周波数
変調回路に関するものである。

従来の技術周波数変調を行う従来の方法には例えば第５図に示すよ
うなものがあった（例えば、わかりやすいＦＭ技術、産
報出版、電子科学シリーズ２６Ｐ８５、伊東著）。この
変調器は可変容量ダイオードを用いたもので、可変容量
ダイオードの容量が印可電圧によって変化することを利
用したものである。可変容量ダイオード５０１を、コイ
ル５０２Ｌとコンデンサ５０３とから成る共振回路へ並
列に接続すると、その共振周波数ｆは次式で示される。

ｆ＝１／２πＥτ 但し、コンデンサ５０３．５０５の容量は可変ダイオー
ドの容量Ｃに比べて小さくて無視でき、しかも可変ダイ
オードの容ｉＣが印可電圧の２剰で変化するものとする
と、発信周波数は印可電圧に比例する。

従って、この様な特性のダイオードを使用すれば、ＦＭ
変調器が得られることが解る。

しかし、この様な変調器は（１）直線性が悪い、（２）
発信周波数が安定でない、（３）周波数偏移が大きく出
来ない等の欠点があった。

一方、直線性を良くしたＦＭ変調器としては、発明者が
既に提案している、例えば第６図に示すような構成のも
のがある。

ＲＯＭ１０は第２図（ａ＞に示したように、正弦波の横
軸を＜５２８＞分割した時の振幅値を記録しである。Ｄ
／Ａ変換器２０及び、アドレスカウンタ１００は２５．
３４４ＭＨｚ　（４４Ｘ３Ｘ１９２ｋＨｚ）で動作して
いる。

アドレスカウンタ１００には通常、数値〈１７６〉が入
力される。アドレスカウンタ１００の動作を説明する。

ラッチ１０４の出力とアドレスカウンタ１００に入力さ
れた＜１７６＞とが加算器１０１で加算され、この結果
を比較器１０２で比較しく５２８＞以上であれば、＜５
２８＞を加算３１０３で引く。従ってこのアドレスカウ
ンタ１００は、＜５２８＞を加法とする加算器を構成し
ている。このアドレスカウンタ１００に〈１７６〉が入
力され続けると、アドレスカウンタ１００の出力は、第
２図（ｂ）に示すようにタイミングａのときアドレスく
３０〉であったとすると、タイミングｂ、ｃ、ｄでは、
＜２０６＞、＜３８２＞、く３０〉となる。従って、こ
のアドレスによって動作するＲＯＭｌ０に接続されたＤ
　、／　Ａ変換器２０の出力は８．４４８ＭＨｚ　（４
４Ｘ１９２ｋＨｚ＞の正弦波となる。

またアドレスカウンタ１００に＜１８０＞が入力され続
けると、Ｄ／Ａ変換器２０の出力は、８．６４ＭＨｚ　
（４５Ｘ１９２ｋＨｚ）の正弦波となる。一方、アドレ
スカウンタ１００に＜１７２＞が入力され続けると、Ｄ
／Ａ変換器２０の出力は、８．２５６ＭＨｚ　（４３Ｘ
１９２ｋＨｚ）の正弦波となる。したがって、アドレス
カウンタ１００へ入力する値によって、正弦波の周波数
を制御することが出来る。データ人力１５は１９２ｋｂ
ｐｓの信号であり、この信号の′ル・”、”Ｌ”により
、アドレスカウンタ１００への入力を＜１８０＞とく１
７２〉とに制御する。以上の回路により、ＦＳ変調器を
構成していた。

しかし、この変調器では、周波数を高くしようとすると
高速なり／Ａ変換器を必要となり、Ｄ／Ａ変換器によっ
て周波数が制限されていたので、高い周波数では使用で
きないという欠点があった。

上記した問題を解決する方法として、低周波で動作する
ディジタルＦＭ変調波を高周波に変換する方法が考えら
れる。これを実現する方法としては、例えば、搬送波ｆ
ｏ、ＦＭ変調波をｃｏｓ　（２ｙｒ　ｆ。

ｔ＋２πＦ（ｔ）＋θ）とすると、このＦＭ変調波に周
波数ｆなる正弦波、５ｉｎ（２πｆｔ）を乗算していた
く次式）％式％））ただし、Ａ：振幅、θ：固定位相、Ｆ　（ｔ）　：被変
調信号この様な方法では、第７図のように周波数ｆを中心とし
てｆとｆＯの和および差の周波数の信号が表われる。こ
の２つの信号は同じものであり、どちらか一方で通信が
行なえるので、帯域を有効に利用するため、送信すると
き帯域通過フィルタを用いてどちらか一方の信号だけを
送っていた。

しかし、この方法では、多重する数と同じ数だけ帯域通
過フィルタを必要とするばかりではなく、高い周波数に
変換する場合、ＳＡＷフィルタ等高価なものを用いなけ
ればならないという欠点があった。

発明が解決しようとする問題点以上説明したように、従来のアナログＦＭ変調器では、
（１）直線性が悪い。（２）発信周波数が安定でない。

（３）周波数偏移が大きく出来ない。等の欠点があった
。また、ディジタルＦＭ変調波では、高周波変調が出来
なく、低周波で動１ヤするディジタルＦＭ変調波を高周
波に変換する従来の方法では、送信する゛とき帯域通過
フィルタを必要とするという問題点があった。

本発明は上記問題点を解消し優れた安定性の周波数変調
器を提供することを目的とする。

問題点を解決するための手段本発明は、−周期をＮ（Ｎ：正の整数）等分した正弦波
の振幅値を記録した２つのＲＯＭと、入力信号により前
記ＲＯＭを読みだす間隔Ｍ（Ｍ＜Ｎ／２なる正の整数）
が変化し、前記２つのＲＯＭをそれぞれＭ間隔で、しか
も第１のＲＯＭを読みだすアドレス値がｍのとき第２の
ＲＯＭを読みだすアドレス値がｍ＋Ｎ／４　（ｍｏｄ　
Ｎ）となるアドレス値で２つのＲＯＭを読みだす２つの
アドレスカウンタと、前記ＲＯＭの出力をそれぞれアナ
ログ信号に変換する２つのＤ／Ａ変換器と、前記Ｄ／Ａ
変換器の出力のうち一方の出力に対し周波数ｆの正弦波
を、他方の出力に前記周波数ｆの正弦波から９０’位相
が進んだ信号を乗算する独立した２つの乗算器と、前記
２つの乗算器の出力を加算する加算器とで周波数変調器
を構成する。

作用本発明は上記した構成により、正弦波を記録した２つの
ＲＯＭの読みだし周期を１／４周期ずらすし、９０°位
相が異なるＦＭ変調波をつくることにより、ＦＭ変調信
号の周波数変換を行なうことが出来る。

実施例次に本発明の一実施例について入力信号がディジタル信
号の場合を第１図と共に説明する。ＲＯＭｌ０．１１は
第２図（ａ）に示したように、正弦波の横軸を＜５２８
＞分割した時の振幅値を記録しである。Ｄ／Ａ変換器２
０．２１及び、アドレスカウンタ１００，２００は２５
．３４４ＭＨｚ　（４４Ｘ３Ｘ１９２ｋＨｚ）で動作し
ている。

アドレスカウンタ１００，２００には通常、数値＜１７
６＞が入力される。アドレスカウンタ１００の動作は従
来例の第６図のものと同じである。

このアドレスカウンタ１００に＜１７６＞が入力され続
けると、アドレスカウンタ１００の出力は、第２図（ｂ
）に示すようにタイミングａのときアドレスく３０〉で
あったとすると、タイミングｂ、ｃ。

ｄでは、＜２０６＞、＜３８２＞、＜３０＞となる。

従って、このアドレスによって動作するＲＯＭ　１Ｏに
接続されたＤ／Ａ変換器２０の出力は８．４４８ＭＨｚ
　（４４Ｘ１９２ｋＨｚ）の正弦波となる。

このとき、アドレス力ウウンタ２００は、ラッチ２０４
の出力とアドレスカウンタ２００に入力された＜１７６
＞と＜１３２＞（ＲＯＭに記録した正弦波の１／４周期
分の数値）とが加算器２０１で加算され、この結果を比
較器２０２で比較しく５２８＞以上であれば、＜５２８
＞を加算器２０３で引く。従ってアドレスカウンタ２０
０もく５２８〉を加法とする加算器を構成している。ア
ドレスカウンタ２００に＜１７６＞が入力され続けると
、アドレスカウンタ２００の出力は、第２図（ｂ）に示
すようにタイミングａのときアドレスく１６２〉となり
、タイミングｂ、ｃ、ｄでは、く３３８＞、＜５１４＞
、＜１６２＞となる。

従って、このアドレスによって動作するＲＯＭ１１に接
続されたＤ／Ａ変換器２１の出力は、Ｄ、／Ａ変換器２
０の出力である８、４４８ＭＨｚの正弦波よりも位相が
π／２だけ進んだ８．４４８ＭＨｚの正弦波となる。

またアドレスカウンタ１００．２００に＜１８０〉が入
力され続けると、Ｄ／Ａ変換器２０の出力は、８．６４
ＭＨｚ　（４５Ｘ１９２ｋＨｚ）の正弦波となり、Ｄ／
Ａ変換器２１の出力は、Ｄ／Ａ変換器２０の出力より位
相が９０°だけ進んだ８．６４ＭＨｚの正弦波となる。

一方、アドレスカウンタ１００．２００に＜１７２＞が
入力され続けると、Ｄ／Ａ変換器２０の出力は、８．２
５６ＭＨｚ　（４３Ｘ１９２ｋＨｚ）の正弦波となり、
Ｄ／Ａ変換器２１の出力は、Ｄ／Ａ変換器２０の出力よ
り位相が９０°だけ進んだ８．２５６ＭＨｚ　（４３Ｘ
１９２ｋＨｚ）の正弦波と成る。したがって、アドレス
カウンタ１００．２００へ入力する値によって、位相が
９０°だけ異なる２つの正弦波の周波数を制御すること
が出来る。データ入力１５は１９２ｋｂｐｓの信号であ
り、この信号のＨ”。

”Ｌ”により、アドレスカウンタ１００，２００への入
力を＜１８０＞と＜１７２＞とに制御する。

以上の回路により、出力位相が９０°だけ異なる２つの
ＦＳ変調器が構成される。

いま、被変調波をＦ　（ｔ）、搬送波をｆＯとするとＦ
Ｍ信号Ｆ　Ｍ　（ｆｏ（ｔ）　）は、Ｆ　　Ｍ　　（ｆｏ（ｔ））　　＝Ａｓｔｎ　　ｆ２π
　・　ｆｏｔ　　＋　２ｒｍ　　Ｖ　　（ｔ）ｄｔ十θ
）・・・［１１と表せる。ただし、Ａ：振幅１ｍ：変調度、θ：固定位相このＦＭ信号をｆｏ−ｆｏ＋ｆなる周波数変換を行うと
、Ｆ　Ｍ　（ｆｏ＋ｆ（ｔ））　＝Ａｓｉｎ　ｆ２π（
ｆ＋ｆｏ）ｔ＋２π−Ｆ　（ｔ）＋θ）・・・［２１となる。ただし、Ｆ　（ｔ）＝ｍ　Ｖ　（ｔ）ｄｔここ
で、［２１式より、Ｆ　Ｍ　（ｆｏ＋ｆ（ｔ）　）　＝　Ａｓ１ｎ（：２ｒ
　ｆｔ）＊ｃｏｓ　ｉ　２ｙｔ　ｆｏｔ＋２π、Ｆ（ｔ
）＋θ）　＋　Ａｃｏｓ（２πｆｔ）＊ｓｉｎ　ｊ　２
ｙｒ　ｆｏｔ＋：’ｒ　・Ｆ　（ｔ）＋θ）・・・・・
・［３１１３１式において、入力信号により周波数が変化する余
弦波（ｃｏｓｆ２πｆＯｔ＋２π・Ｆ　（ｔ）＋θ））
に対して常に位相がπ／２遅れた余弦波（ｓｉｎ（２π
ｆｏｔ＋２π・Ｆ　（ｔ）＋θ））を、上記２つのＦＳ
変調器で実現できる。

Ｄ／’Ａ変換器２０の出力は、周波数１００ＭＨｚ一定
（ｆ＞の余弦波３０と乗算器４０で乗算される。また、
Ｄ／Ａ変換器２１の出力は、周波数１００ＭＨｚ一定（
ｆ）の余弦波３０より位相がπ／２だけ遅れた周波数１
００ＭＨｚ一定（ｆ）の余弦波３１と乗算器４１で乗算
される。乗算器４０．４１の出力は、それぞれ、［３］
式の第１項、第２項を表わす。この乗算器４０．４１の
出力は、加算器５０で加算される。この加算器５０の出
力は、［３１式、即ち、［２１式を表わしている。ここ
で、周波数ｆが一定の余弦波に対して、位相が９０゜遅
れた余弦波は、周波数ｆの余弦波を１／４ｆだけＤｅｌ
ａｙすることによって容易に得られる。よって、加算器
５０の出力信号は、第３図に示すように周波数ｆより高
い周波数にＦＳ変調波を周波数変換したものとなり、周
波数ｆより低い周波数成分はない。従って、ＦＳ変調波
を周波数変換して多重送信する場合でも帯域通過フィル
タを必要としない。

また、周波数ｆより低い周波数にＦＳ変調波を周波数変
換する場合は、Ｄ／Ａ変換器２０の出力と、周波数１０
０ＭＨｚ一定の余弦波３０より位相がπ／２だけ遅れた
周波数１００ＭＨｚ一定の余弦波３１を乗算器４０で乗
算し、また、Ｄ／Ａ変換器２１の出力と、周波数１００
ＭＨｚ一定の余弦波３０と乗算器４１で乗算すればよい
。このとき、加算器５０の出力ＦＭＬ（ｔ）は、次式の
ように表わせる。

Ｆ　Ｍ　Ｌ（ｔ）　＝　Ａ　ｃｏｓ（２πｆｔ）＊ｃｏ
ｓ　ｆ　２ｙｒ　ｆＯｔ＋２ｒ　Ｆ　（ｔ）＋θｌ　＋
　Ａｓ１ｎ（２πｆｔ）＊ｓｉｎ　（２ｒ　ｆｏｔ＋２
πＦ　（ｔ）＋θ）＝　Ａ　ｃｏｓ　（２π（ｆ−ｆｏ
＞ｔ−２πＦ　（ｔ）−θ）となり、周波数ｆより低い
周波数にＦＳ変調波を周波数変換したものとなる。

第４図に本発明の別の実施例を示す。入力信号がアナロ
グ信号の場合の構成図を示す。第１図と同じブロックに
は同じ番号を付けである。Ａ／Ｄ変換器４０１により入
力アナログ信号はく１〉〜＜２５６＞のディジタル信号
に符号化される。アドレスカウンタ１００，２００　（
この実施例ではＭ＝１〜２５６に変化する）、ＲＯＭｌ
０，１１くこの実施例ではＮ＝１０２４）、Ｄ／Ａ変換
器２０．２１等の動作は第１の実施例の物と同様である
。この様に構成すると、出力周波数を９．７７ｋＨｚ　
（２，５ＭＨｚ／２５６）〜２．５ＭＨ２まで連続的に
変化させる事ができ、出力位相がπ／２異なる２つのＦ
Ｍ変調器となる。この変調器は原理的に変調特性の直線
が良く、又、周波数偏移を大きく出来る。この出力位相
がπ／２異なる２つのＦＭ変調波にそれぞれ、周波数一
定の余弦波、この余弦波より位相がπ／２だけ遅れた余
弦波を乗算し、それらを加算することによってＦＳ変調
波を周波数変換することができる。

以上に示した実施例における固定発信器には水晶発信器
を用いることにより発信周波数が安定な周波数変調器を
構成できる。

発明の詳細な説明したように、本発明によれば（１）直線性がよい
、（２）発信周波数が安定である、（３）周波数偏移が
大きく出来る等の優れた特徴を持つ。また、この様な周
波数変換方法を用いれば、帯域通過フィルタを必要とし
なく、回路の簡略化、低コスト化を図れる。更に、主要
な部分がディジタル回路で構成されているので、特性が
安定していると言う優れた特徴を持っているだけではな
く、ＩＣ化に適した回路構成とできる。

【図面の簡単な説明】

未開のディジタルＦＳ変調器の構成図、第７図は同従来
例の動作説明図である。１０．１１・・・ＲＯＭ、２０．２１・・・Ｄ／Ａ変換
器３０・・・周波数一定の余弦波、３１・・・３０の余
弦波より位相がπ／２遅れた余弦波、４０．４１・・・
乗算器、１００，２００・・・アドレスカウンタ、５０
゜１０１．１０３，２０１，２０３・・・加算器、１０
２゜２０２・・・比較器、１０４，２０４・・・可変容
量ダイオード、５０２，５０４・・・コイル、５０３．
５０５・・・コンデンサ。代理人の氏名弁理土中尾敏男はか１名第２図（α２（か）ｗＥｓ図ｒＯＭりＤヅグ

Claims

【特許請求の範囲】

一周期をＮ（Ｎ：正の整数）等分した正弦波の振幅値を
記録した２つのＲＯＭと、入力信号により前記ＲＯＭを
読みだす間隔Ｍ（Ｍ＜Ｎ／２なる正の整数）が変化し、
前記２つのＲＯＭをそれぞれＭ間隔で、しかも第１のＲ
ＯＭを読みだすアドレス値がｍのとき第２のＲＯＭを読
みだすアドレス値がｍ＋Ｎ／４（ｍｏｄ　Ｎ）となるア
ドレス値で２つの前記ＲＯＭを読みだす２つのアドレス
カウンタと、前記ＲＯＭの出力をそれぞれアナログ信号
に変換する２つのＤ／Ａ変換器と、前記Ｄ／Ａ変換器の
出力のうち一方の出力に対し周波数ｆの正弦波を、他方
の出力に前記周波数ｆの正弦波から９０°位相が進んだ
信号を乗算する独立した２つの乗算器と、前記２つの乗
算器の出力を加算する加算器を具備することを特徴とす
る周波数変調器。