JPH02266706A - Ｆｍ変調器 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 ［産業上の利用分野］ この発明は映像信号を記録したり、無線通信などを行な
う際に使用きれるＦＭ変調器に関し、特に大とな周波数
偏移に対して適用範囲が広く、高安定度のＦＭ変調出力
が得られるようにしたものである。

〔従来の技術〕

映像信号を光ディスク、ＶＴＲなどに記録する場合には
、通常この映像信号を一旦ＦＭ変調した上で記録するよ
うにしている。

このような場合に使用されるＦＭ変調器としては、第４
図に示すマルチバイブレータ式のものや、第５図に示す
周波数変換式のものがよく知られている。

第４図に示すＦＭ変調器１０は、一対のトランジスタ１
．２を有し、それらのベース端子３には共通に変調信号
としての映＠信号が供給され、端子４よりＦＭ変調出力
が得られるようになきれなものである。

第５図に示すＦＭ変調器１０は、中心周波数がｆｌのＦ
Ｍ変調器６と、同じく中心周波数がｆ２のＦＭ変調器７
とを有し、それらのＦＭ変調出力が周波数変換器８で周
波数混合される。周波数混合後のＦＭ変調出力はローパ
スフィルタ９によって、その差の周波数（ｆｌ−ｆ２）
のみが取り出される。

ＦＭ変調器６と７とでは周波数偏移の方向が逆で、正の
入力に対してＦＭ変調周波数は一方が増加するとぎには
、他方は減少するように作用する。

したがって、最終的なＦＭ変調出力である差の周波数（
ｆｌ−ｆ２）は、実際は夫々の和の周波数となる。

［発明が解決しようとする課題］ 従来から使用されている上述したＦＭ変調器１０では、
何れも純アナログ式に処理されているため、特に、 （１）入力電圧対出力周波数の非直線性（２）ＦＭ変調
出力波に含まれる高次歪、特に二次歪 （３）発振周波数の安定度、特に温度特性による安定度 （４）被変調信号の出力への漏れ などが十分に改善されていない。

これらを改善するには、色々な調整や補償が必要となる
が、それでも十分な精度は得られてぃない。

そこで、この発明はこのような課題を解決したＦＭ変調
器を提案するものである。

［課題を解決するための手段］ 上述の課題を解決するため、この発明においては、変調
信号を積分する積分器と、その積分出力を位相変調する
位相変調器とを有し、 積分出力である変調信号が位相変調器において、正弦成
分若しくは余弦成分の変調信号に変換されると共に、 この位相変調器には、上記変調信号に対し直交位相関係
にあるキャリア信号が供給され、このキャリア信号と変
換後の上記変調信号との乗算出力がざらに直交位相関係
にある一対の乗算出力に変換されたのち、加算されてＦ
Ｍ変調出力が得られるようになきれなことを特徴とする
ものである。

［作　用］ 変調信号を積分する積分器２０と、その積分出力を位相
変調する位相変調器３０とでＦＭ変調器１０が構成きれ
る。変調信号は映像信号などである。

積分出力である変調信号は変換手段３２において、正弦
成分若しくは余弦成分の変調信号に変換される。本例で
は余弦成分の変調（ｇ号（余弦変調信号）に変換きれる
。

位相変調器３０には、ざらに余弦変調信号に対し直交位
相関係にあるキャリア信号（正弦キャリア信号）が供給
される。この正弦キャリア信号と余弦変調信号との乗算
出力が、１／４遅延器３６を使用して、ざらに直交位相
関係にある一対の乗算出力に変換きれる。その後、加算
されてＦＭ変調出力が得られる。

［実　施　例］ 以下、この発明に係るＦＭ変調器の一例を、第１図を参
照して詳細に説明する。

このＦＭ変調器１０は、端子２１に供給された変調４８
号を積分する積分器２０と、その積分出力を位相変調す
る位相変調器３０とで構成される。

変調信号は映像信号などが考えられる。

このＦＭ変調器１０はディジタル処理であって、積分器
２０もディジタル処理されるように構成されている。そ
のため、この積分器２０はＡ／Ｄ変換器２２を有し、端
子２１に供給された変調信号である映像信号が所定ピッ
ト数、本例では８ビツトのディジタル信号に変換きれる
。

ディジタル化された映像信号はレジスタ２３より出力き
れた１クロツク前の映像信号と加算器２４において加算
される。

加算Ｎ２４は２０ビツト（ｎは整数）構成の加算器であ
って、本例ではｎ＝５としている。そのため、８ビツト
の映像信号はその下位８ビツトに入力きれ、残り２ビツ
トはＯ入力となされる。そして、この加算出力（１０ピ
ツト構成）が再びレジスタ２３に入力する。

このように１クロツク前の映像信号を順次加算すること
によってレジスタ２３からは積分されたディジタル映像
信号が得られる。

Ａ／Ｄ変換器２２及びレジスタ２３において使用される
クロックＣＫは水晶発振器などで構成された基準発振器
（本例では、１５倍に時間軸が伸長された映像信号を使
用しているので、そのクロック周波数としては２．５Ｍ
Ｈｚが使用される。）５０からの出力が利用される。ク
ロックＣＫは端子２５より供給される。

レジスタ２３に関連して設けられた端子２６にはクリヤ
信号が供給され、これでレジスタ２３の内容が初期設定
きれるようになされている。

これは、変調信号として映像信号を考えた場合、端子２
１には直流分が失われた映像信号が供給されることをも
ありうるからである。直流分がない場合でも、水平同期
信号のシンクチップの部分で水平周期ごとに一旦レジス
タ２３の内容をリセットすれば、これによってレジスタ
２３の初期値が固定されるため、シンクチップレベルで
の積分値を固定できる。

ディジタル的に積分された映像信号は位相変調器３０に
供給される。

位相変調器３０には、波形変換手段として機能するＲＯ
Ｍ、本例では変換ＲＯＭ３２が設けられており、入力し
たディジタル映像信号が余弦ディジタル映像信号に変換
される。

すなわち、この変換ＲＯＭ３２には第２図に示すような
余弦波に対応した振幅値（ディジタル値）が格納きれ、
入力ディジタル映像信号のレベルに対応した振幅値が参
照されて、余弦変調信号である余弦ディジタル映像信号
ｃｏｓ（ｃ）が出力される。

ここに、位相Ｃは入力ディジタル映像信号のレベルに対
応する。

余弦ディジタル映像信号ｃｏｓ（ｃ）は、２ｎビツト構
成のＤ／Ａ変換器３５に供給される。このＤ／Ａ変換器
３５には、ディジタル映像信号の他に、アナログのキャ
リア信号が供給される。

本例では、基準発振器５０からの基準クロック信号ＣＫ
が一旦パンドバスフィルタ５１に供給きれて基準クロッ
ク信号ＣＫと同一周波数であって、しかも余弦ディジタ
ル映像信号とは直交位相関係にある正弦キャリア信号５
ｉｎ（２πｆｃｔ）に変換される。

ここに、πは円周率、ｔは時１８１Ｉ（以下同じ）であ
る。

Ｄ／Ａ変換器３５は入力ディジタル映像信号をアナログ
信号に変換する際、入力キャリア信号でその出力振幅が
制御できるようになされたもので、４象限のマルチプラ
イング機能を有するＤ／Ａ変１灸器が使用される。

したがって、Ｄ／Ａ変換器３５からは、次のようなアナ
ログ乗算出力ＳＭＩ ３Ｍ１＝　ｓｉｎ　（２７Ｅ　ｆ　ｃ　ｔ）　　・ｃｏ
ｓ　（ｃ）が出力される。

アナログ乗算出力ＳＭＩは１ｉ４周期の遅延器３６に供
給きれて、これに入力したアナログ乗算出力ＳＭＩが１
ｉ４周期だけ遅延されることによって、正弦成分は余弦
成分に、余弦成分は正弦成分に夫々変換された第２のア
ナログ乗算出力ＳＭ２が出力される。

この１ｉ４周期遅延器３６の存在で、アナログ乗算出力
ＳＭＩは、直交位相関係にある第１及び第２のアナログ
乗算出力ＳＭＩ、ＳＭ２に変換されたことになる。した
がって、第２のアナログ乗算出力ＳＭ２は以下のように
なる。

５Ｍ２＝ｃｏｓ　　（２ｍ　ｆ　ｃ　　ｔ）　　・ｓｉ
ｎ　　（ｃ）・　・　・　（２） 夫々のアナログ乗算出力ＳＭＩ、ＳＭ２はアナログ加算
器３７で加算される。したがって、アナログ加算器３７
の出力は以下のようになる。

ｓｉｎ　（２ＦＥ　ｆ　ｃ　ｔ）　　φｃｏｓ　（ｃ）
＋　ｃｏｓ　（２７！　ｆ　ｃ　ｔ）　　・ｓｉｎ　（
ｃ）＝ｓｉｎ　（２ｍｆ　ｃ　ｔ＋ｃ）　　　　　・・
・（３）このように、正弦キャリア信号５ｉｎ（２πｆ
ｃ七）に対してＣだけ位相が進んだ加算出力５ｉｎ（２
πｆｃｔ＋ｃ）が出力される。この加算出力ｓｉｎ　（
２７Ｅ　ｆ　ｃ　ｔ　＋ｃ）がバンドパスフィルタ３８
で帯域制限される。

このようにして出力端子３９に得られた加算出力ｓｉｎ
　（２ｉ　ｆ　ｃ　ｔ＋ｃ）にあっては、キャリア信号
の１サイクルごとに、このキャリア信号に対する入力映
像信号の振幅に応じてその位相を瞬時に（１／ｆｃＬ変
化させることができるため、結果としてＦＭ変調を行な
うことができる。

なお、上述したＤ／Ａ変換器３５に入力した正弦キャリ
ア信号５ｉｎ（２πｆａｔ）の位相分解能は、Ｄ／Ａ変
換器３５のビット構成に依存する。

例えば、Ｄ／Ａ変換器３５が１０ビツト構成とすると、
０．３５°　（＝３６０°÷１０２３）の位相分解能と
なる。

単位時間当たりの最小位相変化ｄｃと周波数変化ｄｆと
の関係は次式で表わされる。

ｄｆ＝（１−２π）（ｄｃ／ｄｔ）　　・・・　（４）
よって、単位時間当たりの最小位相変化ｄｃと最大周波
数偏移Δｆの関係は次式となる。

Δｆ＝ｄｆ　（２８−１）　　　　　　・・・　（５）
したがって、 ｄｃ＝６．１４ＸＬＯ−３ラジアン・・・　（６）ｄ　
ｔ　＝４００ｎｓｅｃ（＝１／ｆｃ＝２．５ＭＨｚ）　
・・・（７）であるときには、 Δｆ＝０．６２３ＭＨｚ　　　　　　　・　・　・　（
８）ｄｆ＝２４４３Ｈ２・・・　（９） となり、入力電圧と出力周波数は完全に直線関係となる
。すなわち、線形特性となる。

なお、上側ではキャリヤ周液数ｆｃを２．５ＭＨｚとし
、この周波数を映像信号のシンクチップレベルに当て、
また最大周波数偏移Δｆ＠０．６２３　Ｍ　Ｈｚとし、
周波数が高くなる方向へＦＭ変調されるようにした場合
である。

第３図はこの発明の他の例を示す。

同図において、正弦キャリア信号５ｉｎ（２πｆｃｔ）
が減衰器４１に供給されて、その入力レベルが、１　／
　（２’−１）　ニ％Ｊ衰され、その後節２（７）Ｄ／
Ａ変換器４２に供給される。ｎはビット数であって、本
例では５ビツトとする。

第２のＤ／Ａ変換器４２は、第１のＤ／Ａ変換器３５と
同様にマルチプライング機能を有するＤ／Ａ変換器が使
用されるもので、これには２ｎビツト、すなわち１０ピ
ツトで構成された余弦ディジタル映像（８号ｃｏｓ（ｃ
）のうち下位５ビツトが供給きれる。

そのため、本例では第１のＤ／Ａ変換器３５には余弦デ
ィジタル映像信号ｃｏｓ（ｃ）のうち上位５ビツトが供
給されることになり、第１及び第２のＤ／Ａ変換器３５
．４２は何れも５ビツト構成のものでよい。

そして、夫々のＤ／Ａ変換出力であるアナログ乗算出力
が加算器３７に供給される。

きて、正弦キャリア信号の最大振幅をｎビット、つまり
５ビツト・で分解した場合、１ビツト当たりの大：８ざ
は正弦キャリア信号における最大振幅の１／　（２５−
１）になる。したがって、′ｇ哀器４１と第２のＤ／Ａ
変換器４２とで、第１のＤ／Ａ変換器３５の最小分解振
幅をざらに５ビツトで分解したことになる。その結果、
一対のＤ／Ａ変換器３５゜４２と減衰器４１とで、２ｎ
ビツトのＤ／Ａ変換器として機能することになる。

そのため、この構成によれば、５ビツト構成のＤ／Ａ変
換器を使用できるため、その価格が非常に安くなる。

なお、この発明は上述した実施例に限定されるものでは
ない。例えば、正弦波信号と余弦波信号は位相が１／４
周期ずれただけで、全く等しい信号であるから、上述し
た実施例において正弦波信号と余弦波信号を交換しても
全く同じ効果が得られる。そのため、Ｄ／Ａ変換器３５
．４２においても、正弦波同士、余弦波同士を乗算する
ように構成することができる。

アナログ加算器３７においては、加算処理ではなく、′
ｇ算処理を行なってもよい。

［発明の効果］ 以上説明したように、この発明によれば、積分出力であ
る変調信号を正弦成分若しくは余弦成分の変調信号に変
換し、この変調（８号に対し直交位相関係にあるキャリ
ア信号と変換後の変調信号との乗算出力をざらに直交位
相関係にある一対の乗算出力に変換し、加算することに
よってＦＭ変調出力を得るようにしたものである。

これによれば、キャリア信号の１サイクルごとに演算す
るというディジタル処理のＦＭ変調が行なわれるため、
線形特性が優れ、高次歪のない、しかも温度特性のよい
ＦＭ変調器を実現できる。

したがって、倍額性の高いＦＭ変調器を提供できる実益
を有する。

【図面の簡単な説明】

第１図及び第３図は夫々この発明に係るＦＭ変調器の一
例を示すブロック図、第２図はＲＯＭのデータ内容を示
す図、第４図及び第５図は従来のＦＭ変調器の系統図で
ある。 ３５．４２ ＦＭ変調器 積分器 位相変調器 遅延器 正弦及び余弦ＲＯＭ Ｄ／Ａ変換器 減衰器 基準発振器

Claims (1)

【特許請求の範囲】
1. （１）変調信号を積分する積分器と、その積分出力を位
   相変調する位相変調器とを有し、 積分出力である変調信号が位相変調器において、正弦成
   分若しくは余弦成分の変調信号に変換されると共に、 この位相変調器には、上記変調信号に対し直交位相関係
   にあるキャリア信号が供給され、このキャリア信号と変
   換後の上記変調信号との乗算出力がさらに直交位相関係
   にある一対の乗算出力に変換されたのち、加算されてＦ
   Ｍ変調出力が得られるようになされたことを特徴とする
   ＦＭ変調器。