JPS63290014A - ディジタル振幅変調器 - Google Patents
ディジタル振幅変調器Info
- Publication number
- JPS63290014A JPS63290014A JP12397087A JP12397087A JPS63290014A JP S63290014 A JPS63290014 A JP S63290014A JP 12397087 A JP12397087 A JP 12397087A JP 12397087 A JP12397087 A JP 12397087A JP S63290014 A JPS63290014 A JP S63290014A
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- signal
- frequency
- sampling frequency
- oversampling
- amplitude modulator
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Pending
Links
- 238000005070 sampling Methods 0.000 claims abstract description 42
- 238000012937 correction Methods 0.000 claims abstract description 10
- 238000006243 chemical reaction Methods 0.000 claims description 12
- 238000000034 method Methods 0.000 claims description 7
- 238000012423 maintenance Methods 0.000 abstract description 3
- 238000001228 spectrum Methods 0.000 description 12
- 238000010586 diagram Methods 0.000 description 10
- 108010076504 Protein Sorting Signals Proteins 0.000 description 2
- 230000006866 deterioration Effects 0.000 description 2
- 238000004891 communication Methods 0.000 description 1
- 238000011161 development Methods 0.000 description 1
- 238000005516 engineering process Methods 0.000 description 1
- 238000012545 processing Methods 0.000 description 1
Landscapes
- Analogue/Digital Conversion (AREA)
Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【発明の詳細な説明】
[産業上の利用分野]
本発明は、サンプリング周波数を搬送波周波数としたア
ナログ振幅変調信号を得るディジタル振幅変調器に関す
るものである。
ナログ振幅変調信号を得るディジタル振幅変調器に関す
るものである。
更に詳述すれば本発明は、音声ディジタル信号あるいは
映像ディジタル信号を、アナログベースバンド信号に復
元することなく、サンプリング周波数を搬送波周波数と
して振幅変調する変調器に関するものである。
映像ディジタル信号を、アナログベースバンド信号に復
元することなく、サンプリング周波数を搬送波周波数と
して振幅変調する変調器に関するものである。
[従来の技術]
この種の変調器を実現するために、従来から次に述べる
技術が知られている。
技術が知られている。
■ 振幅変調波をx (nT) sin (nω。T+
φ0)のようにディジタル的に演算して得る(例えば、
弁上監修「ディジタル信号処理の応用」(昭56.5.
20)電子通信学会、 9104)。
φ0)のようにディジタル的に演算して得る(例えば、
弁上監修「ディジタル信号処理の応用」(昭56.5.
20)電子通信学会、 9104)。
■ サンプリング周波数を搬送波周波数として利用した
変調方式として、1979年テレビジョン学会全国大会
予稿9−12 rディジタル信号変調器の開発」 (加
藤、臼井)に述へられたディジタル映像イ8号振幅変調
器がある。
変調方式として、1979年テレビジョン学会全国大会
予稿9−12 rディジタル信号変調器の開発」 (加
藤、臼井)に述へられたディジタル映像イ8号振幅変調
器がある。
[発明が解決しようとする問題点]
振幅変調波をx (nT) s in (nω。T+φ
。)のディジタル演算で得る技術において、サンプリン
グ周波数fSを搬送波周波数f。とじた振幅変調波を得
る場合には、信号の最高周波数成分を九とすると、サン
プリング定理からサンプリング周波数を2(fo+f、
、、)以上に変換しなければならないという欠点がある
(第2図参照)。
。)のディジタル演算で得る技術において、サンプリン
グ周波数fSを搬送波周波数f。とじた振幅変調波を得
る場合には、信号の最高周波数成分を九とすると、サン
プリング定理からサンプリング周波数を2(fo+f、
、、)以上に変換しなければならないという欠点がある
(第2図参照)。
また、サンプリング周波数を搬送波周波数として利用す
る先の変調方式(1979年テレビジョン学会全国大会
予fAll−12)において、アナログ信号をf (t
)とすると、サンプリング周波数f、=−でサンプリン
グした信号列は、 Σ f (t) δ(t−nT) となる。この変調方式では、サンプリングされた信号列
を−Tだけずらし、 とする。さらに、この信号列の極性を反転して(すなわ
ち、−1を乗して)元のサンプリング信号列に加えるこ
とにより、 を作り、これをディジタル的に演算した振幅変調波とし
ている。
る先の変調方式(1979年テレビジョン学会全国大会
予fAll−12)において、アナログ信号をf (t
)とすると、サンプリング周波数f、=−でサンプリン
グした信号列は、 Σ f (t) δ(t−nT) となる。この変調方式では、サンプリングされた信号列
を−Tだけずらし、 とする。さらに、この信号列の極性を反転して(すなわ
ち、−1を乗して)元のサンプリング信号列に加えるこ
とにより、 を作り、これをディジタル的に演算した振幅変調波とし
ている。
いま、f (t)の周波数スペクトルをF(ω)とする
と、搬送波周波数をf、とする振幅変調波の周波数スペ
クトルはF(ω−ωS)となる。ここて、ω=2πf、
ωs−2πfsである。
と、搬送波周波数をf、とする振幅変調波の周波数スペ
クトルはF(ω−ωS)となる。ここて、ω=2πf、
ωs−2πfsである。
しかし、この方式に従って振幅変調波を得た場合には、
g (t)の周波数スペクトルG(ω)は、G (ω)
−(1−e”) F (ω−n(ds)となり、バン
ドパスフィルタから出力された振幅変調波のスペクトル
は、その基本波成分の(1−i””;’> F (ω−
ω5〕となる。すなわち、周波数特性をもった係数が乗
じられており、この補正が必要になるという欠点がある
。
g (t)の周波数スペクトルG(ω)は、G (ω)
−(1−e”) F (ω−n(ds)となり、バン
ドパスフィルタから出力された振幅変調波のスペクトル
は、その基本波成分の(1−i””;’> F (ω−
ω5〕となる。すなわち、周波数特性をもった係数が乗
じられており、この補正が必要になるという欠点がある
。
よって本発明の目的は、上述の点に鑑み、サンプリング
周波数を2 (fo+f、)以上にすることなく、且つ
、得られた振幅変調波の補正を不要としたディジタル振
幅変調器を提供することにある。
周波数を2 (fo+f、)以上にすることなく、且つ
、得られた振幅変調波の補正を不要としたディジタル振
幅変調器を提供することにある。
[問題点を解決するための手段]
本発明では、サンプリング周波数を搬送波周波数とした
アナログ振幅変調信号を得るディジタル振幅変調器にお
いて、ディジタル信号を入力し、サンプリング周波数の
2倍でオーバーサンプリングを行うサンプリング周波数
変換手段と、オーバーサンプリングされた信号の極性を
交互に反転させる極性反転手段と、極性反転手段の出力
信号を導入して、特定態様のアナログ振幅変調信号を出
力するアナログ変換手段とを具備する。
アナログ振幅変調信号を得るディジタル振幅変調器にお
いて、ディジタル信号を入力し、サンプリング周波数の
2倍でオーバーサンプリングを行うサンプリング周波数
変換手段と、オーバーサンプリングされた信号の極性を
交互に反転させる極性反転手段と、極性反転手段の出力
信号を導入して、特定態様のアナログ振幅変調信号を出
力するアナログ変換手段とを具備する。
[作 用1
搬送波周波数としてサンプリング周波数を利用するため
にはサンプリング周波数の4倍でオーバーサンプリング
を行い、サンプリング周波数の正弦波を乗じることによ
りディジタル的に振幅変調を行うことができるが、本発
明では、このとき乗じる正弦波の位相に着目してサンプ
リング周波数の2倍オーバーサンプリングにより4倍オ
ーバーサンプリングした場合と同様な振幅変調を行うよ
うにしたものである。
にはサンプリング周波数の4倍でオーバーサンプリング
を行い、サンプリング周波数の正弦波を乗じることによ
りディジタル的に振幅変調を行うことができるが、本発
明では、このとき乗じる正弦波の位相に着目してサンプ
リング周波数の2倍オーバーサンプリングにより4倍オ
ーバーサンプリングした場合と同様な振幅変調を行うよ
うにしたものである。
すなわち本発明では、サンプリング周波数f、を搬送波
周波数f0とする振幅変調波を得るときに、実効的には
4倍オーバーサンプリング周波数(4f、) にサン
プリング周波数を変換したのと同じ効果を、5in(n
ω。T+φ。)の特定の位相に注目して、2倍オーバー
サンプリング周波数(2f、)で得るものである。
周波数f0とする振幅変調波を得るときに、実効的には
4倍オーバーサンプリング周波数(4f、) にサン
プリング周波数を変換したのと同じ効果を、5in(n
ω。T+φ。)の特定の位相に注目して、2倍オーバー
サンプリング周波数(2f、)で得るものである。
理論上、サンプリング周波数f、を搬送波周波数f、と
する振幅変調波を得るためには、2 (fo+ f、) 以上のサンプリング周波数に変換しなければならないが
、本発明では2倍のオーバーサンプリング周波数(2f
、)に変換して、4倍オーバーサンプリング周波数に変
換したのと同じ効果を得ている(第3図参照)。
する振幅変調波を得るためには、2 (fo+ f、) 以上のサンプリング周波数に変換しなければならないが
、本発明では2倍のオーバーサンプリング周波数(2f
、)に変換して、4倍オーバーサンプリング周波数に変
換したのと同じ効果を得ている(第3図参照)。
また本発明では、2倍オーバーサンプリング周波数にサ
ンプリング周波数を変換したとき、サンプリング点のデ
ータを補間により作っており、この補間により作り出さ
れたデータは、 となる。
ンプリング周波数を変換したとき、サンプリング点のデ
ータを補間により作っており、この補間により作り出さ
れたデータは、 となる。
さらに、この補間したデータの極性を反転(−1を乗じ
る)して、元のデータに加え、 として振幅変調波を作っているため、この周波数スペク
トルG(ω)は、 となる。バンドパスフィルタを用いて振幅変調波を取り
出すと、このスペクトルは、 2F(ω−ωS) となる。従って、補正の必要もなくなる。
る)して、元のデータに加え、 として振幅変調波を作っているため、この周波数スペク
トルG(ω)は、 となる。バンドパスフィルタを用いて振幅変調波を取り
出すと、このスペクトルは、 2F(ω−ωS) となる。従って、補正の必要もなくなる。
二のように変調器をディジタル化することにより、ディ
ジタル化された信号を効率よく直接振幅変調することが
できるのみならず、変調器の特性・動作の安定性を向上
させ、さらに保守も簡易化することが可能となる。
ジタル化された信号を効率よく直接振幅変調することが
できるのみならず、変調器の特性・動作の安定性を向上
させ、さらに保守も簡易化することが可能となる。
[実施例]
本発明の一実施例を説明するのに先立って、本発明の原
理を以下に説明する。
理を以下に説明する。
先に述べたとおりPCM映像信号では、一般にサップリ
ング周波数f、として4倍サブキャリアの周波数が用い
られている(fs=14.32MH,z)。このサンプ
リング周波数を搬送波周波数とした振幅変調を行うため
には、4倍オーバーサンプリングになるようサンプリン
グ周波数の変換を行い、搬送波を乗じればよい。このP
CM映像信号のスペクトルを第4図(A)に、この信号
を4倍オーバーサンプリングしたときのスペクトルを第
4図(B) に、搬送波を乗じたときのスペクトルを
第4図(C)に示す。
ング周波数f、として4倍サブキャリアの周波数が用い
られている(fs=14.32MH,z)。このサンプ
リング周波数を搬送波周波数とした振幅変調を行うため
には、4倍オーバーサンプリングになるようサンプリン
グ周波数の変換を行い、搬送波を乗じればよい。このP
CM映像信号のスペクトルを第4図(A)に、この信号
を4倍オーバーサンプリングしたときのスペクトルを第
4図(B) に、搬送波を乗じたときのスペクトルを
第4図(C)に示す。
4倍オーバーサンプリングのサンプリング期間T174
はTI/4−T/ 4 (T−1/fs)となり、搬送
波はsin (nω、T+φ)−5in(nπ/2+
φ。)となる。この搬送波の特定の位相、例えばφ。−
π/2に注目すると、信号に乗じる搬送波の並ひは1、
Q、−1,0,l、O,・・−となる(第5図(A)参
照)。
はTI/4−T/ 4 (T−1/fs)となり、搬送
波はsin (nω、T+φ)−5in(nπ/2+
φ。)となる。この搬送波の特定の位相、例えばφ。−
π/2に注目すると、信号に乗じる搬送波の並ひは1、
Q、−1,0,l、O,・・−となる(第5図(A)参
照)。
変調レベル設定などの演算処理を施した信号X(nT+
z4) (7rSS図(B) 参照) ヲコ(’) 1
12 送M テ振幅変調すると、変調波の並ひは x(nT、74) 、0.−x((n+ 2)TI/4
) 、O,x((n+3)Tl74) 。
z4) (7rSS図(B) 参照) ヲコ(’) 1
12 送M テ振幅変調すると、変調波の並ひは x(nT、74) 、0.−x((n+ 2)TI/4
) 、O,x((n+3)Tl74) 。
0、・・・
のようになる(第5図(C)参照)。このことは、実際
に有効であるサンプルデータは4倍オーバーサンプリン
グのサンプルデータの2分の1でよいことを示している
。
に有効であるサンプルデータは4倍オーバーサンプリン
グのサンプルデータの2分の1でよいことを示している
。
すなわち、第6図(A)に示す信号x (nT)を2倍
オーハーサング(x (nTl/2) 、TI/2−T
/2) シて第6図CB)に示す信号を11ノ、この
信号の極性が交互に反転するように並へると4倍オーバ
ーサンプリングをした場合と同様の振幅変調波を得るこ
とができる(第6図(C)参照)。
オーハーサング(x (nTl/2) 、TI/2−T
/2) シて第6図CB)に示す信号を11ノ、この
信号の極性が交互に反転するように並へると4倍オーバ
ーサンプリングをした場合と同様の振幅変調波を得るこ
とができる(第6図(C)参照)。
なお、従来技術として先に述べたディジタル信号振幅変
調器(1979年テレビジョン学会予稿9−12)はD
/八へ換されたPAM信号をサンプリング周波数で振幅
変調したのと等価であり、本発明の方式とは全く違って
いる。
調器(1979年テレビジョン学会予稿9−12)はD
/八へ換されたPAM信号をサンプリング周波数で振幅
変調したのと等価であり、本発明の方式とは全く違って
いる。
第1図は、本発明の一実施例を示すブロック図である。
本図に示す振幅変調回路は、振幅変調の変調度を設定す
るための回路1と、サンプリング周波数を2倍に変換し
データの内挿を行う2倍オーバーサンプリング周波数変
換回路2と、2倍オーバーサンプリングされた信号の極
性を交互に反転させて振幅変調信号の並びを作る極性交
互反転回路3と、D/A変換回路と、DSB、SSB、
VSBなどの変調信号を得るための特性を得ると共にD
/A変換時の零次ホールドによる高域劣化−を補償する
アパーチャ補正バンドパスフィルタ5とにより構成され
る。
るための回路1と、サンプリング周波数を2倍に変換し
データの内挿を行う2倍オーバーサンプリング周波数変
換回路2と、2倍オーバーサンプリングされた信号の極
性を交互に反転させて振幅変調信号の並びを作る極性交
互反転回路3と、D/A変換回路と、DSB、SSB、
VSBなどの変調信号を得るための特性を得ると共にD
/A変換時の零次ホールドによる高域劣化−を補償する
アパーチャ補正バンドパスフィルタ5とにより構成され
る。
次に、本実施例の動作を説明する。
映像信号の変調レベル設定を例えば第7図に示すように
して行う場合、テーブルルックアップ法によるか、ある
いは演算による設定(第8図参照)を行う。変調レベル
の設定された信号を2倍オーバーサンプリングすると、
第9図(11)に示すように元のサンプルデータの間に
新しく零点が生じる。そこで、この零点を補間フィルタ
(ローパスフィルタ)あるいは1次近似回路(第1O図
参照)を用いて内挿する(第9図(B)参照)。ただし
、1次近似回路で内挿した場合には、1次近似による周
波数劣化の補償をバンドパスフィルタ5の特性に付加す
るものとする。
して行う場合、テーブルルックアップ法によるか、ある
いは演算による設定(第8図参照)を行う。変調レベル
の設定された信号を2倍オーバーサンプリングすると、
第9図(11)に示すように元のサンプルデータの間に
新しく零点が生じる。そこで、この零点を補間フィルタ
(ローパスフィルタ)あるいは1次近似回路(第1O図
参照)を用いて内挿する(第9図(B)参照)。ただし
、1次近似回路で内挿した場合には、1次近似による周
波数劣化の補償をバンドパスフィルタ5の特性に付加す
るものとする。
さらに、2倍オーバーサンプリング周波数に変換された
信号の極性を交互に反転させ(第9図(C)参照) 、
D/A変換すると、第9図(DJに示すような信号が得
られる。この信号は2倍オーバーサンプリング期間で零
次ホールドされた信号であり、アパーチャ補正をバンド
パスフィルタ5により行う。このバンドパスフィルタ5
にDSB、SSB。
信号の極性を交互に反転させ(第9図(C)参照) 、
D/A変換すると、第9図(DJに示すような信号が得
られる。この信号は2倍オーバーサンプリング期間で零
次ホールドされた信号であり、アパーチャ補正をバンド
パスフィルタ5により行う。このバンドパスフィルタ5
にDSB、SSB。
VSBなどに応じた特性を持たすことにより、所要の変
調信号を得る。
調信号を得る。
[発明の効果]
本発明によれば、サンプリング周波数を搬送波周波数と
する振幅変調を行うとき、サンプリング周波数の2倍の
クロック周波数を使用すればよく、例えば映像変調器の
ディジタル回路化を容易にすることができる。しかも、
ディジタル化された信号を振幅変調するとき、アナログ
ベースバンド信号に復元する必要はなくシンプルな回路
構成となる。
する振幅変調を行うとき、サンプリング周波数の2倍の
クロック周波数を使用すればよく、例えば映像変調器の
ディジタル回路化を容易にすることができる。しかも、
ディジタル化された信号を振幅変調するとき、アナログ
ベースバンド信号に復元する必要はなくシンプルな回路
構成となる。
また、本発明によれば、特性の補償をディジタル的に行
えるため、自動特性補償など変調器の無調整化が可能と
なり、保守が簡単になる。
えるため、自動特性補償など変調器の無調整化が可能と
なり、保守が簡単になる。
さらに、テレビ中継放送機の特性改善を行うために、例
えばゴースト除去をディジタル的に行った場合にも、本
発明に係るディジタル振幅変調器を使用することにより
、アナログベースバンド信号に戻すことなくIF帯の変
調信号に変換することがてきる。
えばゴースト除去をディジタル的に行った場合にも、本
発明に係るディジタル振幅変調器を使用することにより
、アナログベースバンド信号に戻すことなくIF帯の変
調信号に変換することがてきる。
第1図は本発明を適用したディジタル振幅変調器の一実
施例を示すブロック図、 第2図はf、、11□以下の周波数帯域をもつ信号を搬
送周波数f0で振幅変調したときのスペクトルと、この
振幅変調波を得るためのサンプリング周波数fs’の関
係を示す図、 第3図はサンプリング周波数fSを搬送波foとする振
幅変調波と2倍オーバーサンプリング周波数および4倍
オーバーサンプリング周波数の関係を示す図、 第4図(A) 、 (B) 、 (C)はそれぞれ4倍
オーバーサンプリングを行ったときのスペクトルならび
にサンプリング周波数を搬送波周波数とした振幅変調波
のスペクトルを示す図、 第5図(八) 、 (B) 、 (C)は4倍オーバー
サンプリングにより振幅変調を行うときの概念を示す図
、第6図(八’I 、 CB) 、 (C)は2倍オー
バーサンプリングにより振幅変調を行うときの概念を示
す図、第7図は変調レベル設定の一例を示す図、第8図
は変調レベル設定回路の一例を示す図、第9図(A)
、 (B) 、 <C) 、 (D)は2倍オーバーサ
ンプリングにより振幅変調信号に変換する概念を示す図
、 第1O図は2倍オーバーサンプリングしたときのデータ
の内挿を近似的に行う回路の一例を示す図である。 1・・・変調レベル設定回路、 2・・・2倍オーバーサンプリング周波数変換回路、3
・・・極性交互反転回路、 4・・・D/A変換器、 5・・・アパーチャ補正バンドパスフィルタ。
施例を示すブロック図、 第2図はf、、11□以下の周波数帯域をもつ信号を搬
送周波数f0で振幅変調したときのスペクトルと、この
振幅変調波を得るためのサンプリング周波数fs’の関
係を示す図、 第3図はサンプリング周波数fSを搬送波foとする振
幅変調波と2倍オーバーサンプリング周波数および4倍
オーバーサンプリング周波数の関係を示す図、 第4図(A) 、 (B) 、 (C)はそれぞれ4倍
オーバーサンプリングを行ったときのスペクトルならび
にサンプリング周波数を搬送波周波数とした振幅変調波
のスペクトルを示す図、 第5図(八) 、 (B) 、 (C)は4倍オーバー
サンプリングにより振幅変調を行うときの概念を示す図
、第6図(八’I 、 CB) 、 (C)は2倍オー
バーサンプリングにより振幅変調を行うときの概念を示
す図、第7図は変調レベル設定の一例を示す図、第8図
は変調レベル設定回路の一例を示す図、第9図(A)
、 (B) 、 <C) 、 (D)は2倍オーバーサ
ンプリングにより振幅変調信号に変換する概念を示す図
、 第1O図は2倍オーバーサンプリングしたときのデータ
の内挿を近似的に行う回路の一例を示す図である。 1・・・変調レベル設定回路、 2・・・2倍オーバーサンプリング周波数変換回路、3
・・・極性交互反転回路、 4・・・D/A変換器、 5・・・アパーチャ補正バンドパスフィルタ。
Claims (1)
- 【特許請求の範囲】 1)サンプリング周波数を搬送波周波数としたアナログ
振幅変調信号を得るディジタル振幅変調器において、 ディジタル信号を入力し、サンプリング周波数の2倍で
オーバーサンプリングを行うサンプリング周波数変換手
段と、 前記オーバーサンプリングされた信号の極性を交互に反
転させる極性反転手段と、 前記極性反転手段の出力信号を導入して、特定態様のア
ナログ振幅変調信号を出力するアナログ変換手段とを具
備したことを特徴とするディジタル振幅変調器。 2)前記アナログ変換手段としてD/A変換器およびア
パーチャ補正バンドパスフィルタを備え、該アパーチャ
補正バンドパスフィルタにより、D/A変換時の零次ホ
ールドによる高域低下を補正すると共に、変調方式に応
じた所要の変調信号を得ることを特徴とした特許請求の
範囲第1項記載のディジタル振幅変調器。 3)前記所要の変調信号として、DSB、SSB、VS
Bなどの変調信号を得ることを特徴とした特許請求の範
囲第2項記載のディジタル振幅変調器。
Priority Applications (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP12397087A JPS63290014A (ja) | 1987-05-22 | 1987-05-22 | ディジタル振幅変調器 |
Applications Claiming Priority (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP12397087A JPS63290014A (ja) | 1987-05-22 | 1987-05-22 | ディジタル振幅変調器 |
Publications (1)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
JPS63290014A true JPS63290014A (ja) | 1988-11-28 |
Family
ID=14873820
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
JP12397087A Pending JPS63290014A (ja) | 1987-05-22 | 1987-05-22 | ディジタル振幅変調器 |
Country Status (1)
Country | Link |
---|---|
JP (1) | JPS63290014A (ja) |
Cited By (1)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
US5268758A (en) * | 1990-09-26 | 1993-12-07 | Matsushita Electric Industrial Co., Ltd. | Horizontal line interpolation circuit and image pickup apparatus including it |
-
1987
- 1987-05-22 JP JP12397087A patent/JPS63290014A/ja active Pending
Cited By (2)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
US5268758A (en) * | 1990-09-26 | 1993-12-07 | Matsushita Electric Industrial Co., Ltd. | Horizontal line interpolation circuit and image pickup apparatus including it |
US5521636A (en) * | 1990-09-26 | 1996-05-28 | Matsushita Electric Industrial Co., Ltd. | Horizontal line interpolation circuit and image pickup apparatus including it |
Similar Documents
Publication | Publication Date | Title |
---|---|---|
US4890107A (en) | Analogue-to-digital converter | |
US5682431A (en) | FM stereo broadcasting apparatus and method | |
EP0800266B1 (en) | Digital FM demodulator | |
JPH02295260A (ja) | 変調器 | |
JPS59207768A (ja) | デイジタル式直交振幅変調方法 | |
US5047705A (en) | Digital amplitude modulation apparatus | |
US6317167B1 (en) | Sine x/x compensation circuitry merged with a digital modulator | |
JPS63290014A (ja) | ディジタル振幅変調器 | |
JPH071850B2 (ja) | デイジタル処理fm変調装置 | |
JPS60219887A (ja) | 色信号処理装置 | |
JPH06311134A (ja) | 直交周波数分割多重信号発生器 | |
JPH08149170A (ja) | 変調装置 | |
JPH03209918A (ja) | Pcm変復調装置の積分補間装置 | |
JPH09261052A (ja) | A/d変換装置 | |
JPH06216650A (ja) | 単側波帯信号の位相信号と包絡線信号を抽出するためのディジタル回路 | |
JP3193499B2 (ja) | 信号処理装置 | |
JPS63111797A (ja) | デジタル復調装置 | |
JP2625696B2 (ja) | Ssb変調回路 | |
JP3385080B2 (ja) | デジタル直交変調器 | |
JP2874698B2 (ja) | 非直線歪補償装置 | |
JPH0969858A (ja) | 信号生成器 | |
JPH0851461A (ja) | 伝送速度可変型直交変調装置 | |
JPH09200273A (ja) | 残留側帯波変調回路 | |
JPS6281889A (ja) | 周波数帯域反転回路 | |
JPH05252213A (ja) | ディジタルfm変調装置 |