JPH09200273A - 残留側帯波変調回路 - Google Patents
残留側帯波変調回路Info
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- JPH09200273A JPH09200273A JP276596A JP276596A JPH09200273A JP H09200273 A JPH09200273 A JP H09200273A JP 276596 A JP276596 A JP 276596A JP 276596 A JP276596 A JP 276596A JP H09200273 A JPH09200273 A JP H09200273A
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- Digital Transmission Methods That Use Modulated Carrier Waves (AREA)
Abstract
(57)【要約】
【課題】 ディジタル信号処理により構成したＶＳＢ変
調回路に於いて、９０°移相器の高性能化により、回路
の高精度化を図ると共に、処理量が少なく、かつ動作標
本化周波数をさほど高くしなくて済む回路構成を提供す
る。 【解決手段】 実係数フィルタの周波数特性を、動作標
本化周波数の１／４周波数シフトして設計した、複素係
数フィルタを用いてＶＳＢ変調回路の９０°移相器を設
計し、複素信号の実数部、虚数部信号の各々に、搬送波
信号の同相、直交成分を乗積して加えることにより、Ｖ
ＳＢ変調回路を構成する。複素係数フィルタを用いるこ
とにより、直交度の高い９０°移相器が、小さい回路規
模で実現できるので、ＶＳＢ変調回路の簡単化、高精度
化が図れる。
調回路に於いて、９０°移相器の高性能化により、回路
の高精度化を図ると共に、処理量が少なく、かつ動作標
本化周波数をさほど高くしなくて済む回路構成を提供す
る。 【解決手段】 実係数フィルタの周波数特性を、動作標
本化周波数の１／４周波数シフトして設計した、複素係
数フィルタを用いてＶＳＢ変調回路の９０°移相器を設
計し、複素信号の実数部、虚数部信号の各々に、搬送波
信号の同相、直交成分を乗積して加えることにより、Ｖ
ＳＢ変調回路を構成する。複素係数フィルタを用いるこ
とにより、直交度の高い９０°移相器が、小さい回路規
模で実現できるので、ＶＳＢ変調回路の簡単化、高精度
化が図れる。
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明はＶＳＢ変調回路に係
わり、特にＴＶ映像信号を残留側帯域（ＶＳＢ）変調し
て、ＴＶ放送波信号を得るＶＳＢ変調回路をディジタル
信号処理を用いて実現したディジタルＶＳＢ変調回路に
関する。
わり、特にＴＶ映像信号を残留側帯域（ＶＳＢ）変調し
て、ＴＶ放送波信号を得るＶＳＢ変調回路をディジタル
信号処理を用いて実現したディジタルＶＳＢ変調回路に
関する。
【０００２】
【従来の技術】ＴＶ映像信号は、4.5MHzと周波数帯域が
広いため、ＴＶ放送用の変調方式には伝送帯域を狭める
目的で、ＶＳＢ振幅変調方式が採用されている。この方
式は、振幅変調の際に生ずる両側側帯波のうち、片方の
帯域を一部削って伝送する方式で、具体的には、映像搬
送周波数ｆｃに対して、ｆｃ−1.25MHz〜ｆｃ＋4.75MHz
の6MHz帯域幅を用いる。従来、ＶＳＢ変調を実現する方
法としては、振幅変調波を中間周波数帯に周波数変換し
てから、ＳＡＷフィルタなどのＶＳＢフィルタを用いて
ＶＳＢ変調波を得る方法と、ＲＦ帯で処理する方法が用
いられていた。
広いため、ＴＶ放送用の変調方式には伝送帯域を狭める
目的で、ＶＳＢ振幅変調方式が採用されている。この方
式は、振幅変調の際に生ずる両側側帯波のうち、片方の
帯域を一部削って伝送する方式で、具体的には、映像搬
送周波数ｆｃに対して、ｆｃ−1.25MHz〜ｆｃ＋4.75MHz
の6MHz帯域幅を用いる。従来、ＶＳＢ変調を実現する方
法としては、振幅変調波を中間周波数帯に周波数変換し
てから、ＳＡＷフィルタなどのＶＳＢフィルタを用いて
ＶＳＢ変調波を得る方法と、ＲＦ帯で処理する方法が用
いられていた。
【０００３】また、ディジタル的にＶＳＢ変調を実現す
る方法も検討されており、例示すると、テレビジョン学
会技術報告 BCS'93-21,“ディジタルＶＳＢ変調器”,19
93年６月に述べられた方法等がある。ディジタル信号処
理ではＤＡ変換器の標本化周波数が高くならないよう
に、基底帯域でＶＳＢフィルタ処理を行うのが普通であ
る。
る方法も検討されており、例示すると、テレビジョン学
会技術報告 BCS'93-21,“ディジタルＶＳＢ変調器”,19
93年６月に述べられた方法等がある。ディジタル信号処
理ではＤＡ変換器の標本化周波数が高くならないよう
に、基底帯域でＶＳＢフィルタ処理を行うのが普通であ
る。
【０００４】
【発明が解決しようとする課題】上記従来技術の問題点
として、アナログ回路技術でＶＳＢ変調を実現しようと
すると、中間周波数帯で処理する方法ではフィルタが１
個で済むが、周波数変換が要るので、スプリアスの発生
を抑える必要がある。また、ＲＦ帯でＶＳＢ変調処理す
る方法では、スプリアスの問題は避けられるが、ＲＦ周
波数毎にＶＳＢフィルタを用意しなければならない。
として、アナログ回路技術でＶＳＢ変調を実現しようと
すると、中間周波数帯で処理する方法ではフィルタが１
個で済むが、周波数変換が要るので、スプリアスの発生
を抑える必要がある。また、ＲＦ帯でＶＳＢ変調処理す
る方法では、スプリアスの問題は避けられるが、ＲＦ周
波数毎にＶＳＢフィルタを用意しなければならない。
【０００５】ディジタル的にＶＳＢ変調する方法では、
アナログ回路に起因する性能劣化要因を避けることが出
来るが、標本化周波数が高くなるのを抑えるため、基底
帯域で処理を行う必要がある。図５を参照して、ディジ
タル的に実現したＶＳＢ変調回路の従来例の動作を説明
する。図中、１はＡＤ変換器、２，５1，５2は低域通過
フィルタ（ＬＰＦ）、５１は映像信号同相成分フィルタ
（Ｉ−フィルタ）、５２は映像信号直交成分フィルタ
（Ｑ−フィルタ）、５３は遅延回路、５４は９０°移相
回路、４1，４2はＤＡ変換器、６1，６2は周波数混合
器、７は信号加算器である。図５において、入力映像信
号は、ＡＤ変換器１でディジタル化されて、ＬＰＦ２で
4.2MHzに帯域制限される。また、図６に示すような周波
数特性を持つ同相成分フィルタ５１及び直交成分フィル
タ５２でフィルタ処理された後、直交成分は９０°移相
回路５４で位相を９０°シフトされ、直交信号成分に変
換される。遅延回路５３は９０°位相回路５４での処理
遅延時間と同じ量の遅延を同相信号成分に与えるための
ものである。こうして得られた同相直交映像信号を、各
々ＤＡ変換器４1，４2によってアナログ信号に変換し、
ＬＰＦ５1，５2によって折返し成分除去を行い、周波数
混合器６1，６2で同相、直交搬送波信号（cosωct，sin
ωct）を乗積し、信号加算器７で合成することにより、
ＶＳＢ変調波信号が得られる。
アナログ回路に起因する性能劣化要因を避けることが出
来るが、標本化周波数が高くなるのを抑えるため、基底
帯域で処理を行う必要がある。図５を参照して、ディジ
タル的に実現したＶＳＢ変調回路の従来例の動作を説明
する。図中、１はＡＤ変換器、２，５1，５2は低域通過
フィルタ（ＬＰＦ）、５１は映像信号同相成分フィルタ
（Ｉ−フィルタ）、５２は映像信号直交成分フィルタ
（Ｑ−フィルタ）、５３は遅延回路、５４は９０°移相
回路、４1，４2はＤＡ変換器、６1，６2は周波数混合
器、７は信号加算器である。図５において、入力映像信
号は、ＡＤ変換器１でディジタル化されて、ＬＰＦ２で
4.2MHzに帯域制限される。また、図６に示すような周波
数特性を持つ同相成分フィルタ５１及び直交成分フィル
タ５２でフィルタ処理された後、直交成分は９０°移相
回路５４で位相を９０°シフトされ、直交信号成分に変
換される。遅延回路５３は９０°位相回路５４での処理
遅延時間と同じ量の遅延を同相信号成分に与えるための
ものである。こうして得られた同相直交映像信号を、各
々ＤＡ変換器４1，４2によってアナログ信号に変換し、
ＬＰＦ５1，５2によって折返し成分除去を行い、周波数
混合器６1，６2で同相、直交搬送波信号（cosωct，sin
ωct）を乗積し、信号加算器７で合成することにより、
ＶＳＢ変調波信号が得られる。
【０００６】以上のように、ディジタル的にＶＳＢ変調
を行うには、ＡＤ，ＤＡ変換の他に同相、直交成分フィ
ルタ、９０°移相回路等が必要となる。ここで、９０°
移相回路としては、直交周波数変換の単一周波数の信号
でなく、画像信号帯域の全域（30Hzから4.2MHz）にわた
って９０°移相出来るような回路が必要となる。この様
な回路としては、ヒルベルト変換器が知られているが、
有限個数のフィルタ係数では、直流近辺の信号の移相精
度が悪くなる欠点があった。また、同相、直交成分フィ
ルタ（ＶＳＢフィルタ）の周波数特性も、図６の様なフ
ィルタ特性を正確に実現するのが難しく、同相、直交成
分の利得、位相バランスが悪くなる等の問題点があっ
た。
を行うには、ＡＤ，ＤＡ変換の他に同相、直交成分フィ
ルタ、９０°移相回路等が必要となる。ここで、９０°
移相回路としては、直交周波数変換の単一周波数の信号
でなく、画像信号帯域の全域（30Hzから4.2MHz）にわた
って９０°移相出来るような回路が必要となる。この様
な回路としては、ヒルベルト変換器が知られているが、
有限個数のフィルタ係数では、直流近辺の信号の移相精
度が悪くなる欠点があった。また、同相、直交成分フィ
ルタ（ＶＳＢフィルタ）の周波数特性も、図６の様なフ
ィルタ特性を正確に実現するのが難しく、同相、直交成
分の利得、位相バランスが悪くなる等の問題点があっ
た。
【０００７】本発明の目的は、ディジタル信号処理を用
いたＶＳＢ変調器において、これらの問題点を避けるこ
との出来る回路構成を提供することにある。
いたＶＳＢ変調器において、これらの問題点を避けるこ
との出来る回路構成を提供することにある。
【０００８】
【課題を解決するための手段】上記目的を達成するため
に、ディジタル処理によるＶＳＢ変調器において、複素
信号処理を用いて、ＶＳＢフィルタを実現する。ここ
で、複素信号処理について簡単に説明する。複素の正弦
波信号 exp(jω0t)は、二つの（実）正弦波信号 sinω0
t, cosω0tによって、次の（数１）式のように表わすこ
とができる。
に、ディジタル処理によるＶＳＢ変調器において、複素
信号処理を用いて、ＶＳＢフィルタを実現する。ここ
で、複素信号処理について簡単に説明する。複素の正弦
波信号 exp(jω0t)は、二つの（実）正弦波信号 sinω0
t, cosω0tによって、次の（数１）式のように表わすこ
とができる。
【０００９】 exp(jω0t)＝cosω0t＋jsinω0t ‥‥‥‥‥‥‥‥‥（数１） ここで、ｊ＝√（−１）は虚数単位である。
【００１０】この（数１）式から、次の（数２）式が導
かれる。 cosω0t＝｛exp(jω0t)＋exp(-jω0t)｝／２ sinω0t＝｛exp(jω0t)−exp(-jω0t)｝／２ｊ ‥‥‥（数２） この（数２）式から、実信号は±ω0 にスペクトルを持
つ（正負対称）が、複素信号は±ω0 のいずれか一方の
みにスペクトルを持つ（正負非対称）ことが分かる。こ
のことは一般的に成立し、実信号は正負対称のスペクト
ルを持つが、これを９０°位相シフトして虚部信号と
し、上記（数１）式のように生成した複素信号（正式に
は解析信号という）は、正負対称なスペクトルでない。
かれる。 cosω0t＝｛exp(jω0t)＋exp(-jω0t)｝／２ sinω0t＝｛exp(jω0t)−exp(-jω0t)｝／２ｊ ‥‥‥（数２） この（数２）式から、実信号は±ω0 にスペクトルを持
つ（正負対称）が、複素信号は±ω0 のいずれか一方の
みにスペクトルを持つ（正負非対称）ことが分かる。こ
のことは一般的に成立し、実信号は正負対称のスペクト
ルを持つが、これを９０°位相シフトして虚部信号と
し、上記（数１）式のように生成した複素信号（正式に
は解析信号という）は、正負対称なスペクトルでない。
【００１１】実信号から、複素信号を生成する方法とし
ては、［１］実入力信号を９０°位相シフトした信号を
虚数部とする方法、［２］複素正弦波信号を乗積する方
法、［３］複素係数フィルタを通す方法等がある。
［１］は従来の技術でも述べたように、ヒルベルト変換
器を用いる方法である。［２］は、いわゆる直交変調を
行うことと等価な方法である。［３］の方法は、複素数
の係数を持つフィルタに実信号を入力し、出力として得
られる複素信号を用いる方法である。本発明では上記
［３］の方法を用いて、ＶＳＢ変調器を構成する。
ては、［１］実入力信号を９０°位相シフトした信号を
虚数部とする方法、［２］複素正弦波信号を乗積する方
法、［３］複素係数フィルタを通す方法等がある。
［１］は従来の技術でも述べたように、ヒルベルト変換
器を用いる方法である。［２］は、いわゆる直交変調を
行うことと等価な方法である。［３］の方法は、複素数
の係数を持つフィルタに実信号を入力し、出力として得
られる複素信号を用いる方法である。本発明では上記
［３］の方法を用いて、ＶＳＢ変調器を構成する。
【００１２】複素係数フィルタは、係数が複素数のフィ
ルタであり、実係数フィルタの周波数特性を周波数シフ
トすることにより、簡単に構成できる。ディジタルフィ
ルタの伝達関数は、次の（数３）式で表される。
ルタであり、実係数フィルタの周波数特性を周波数シフ
トすることにより、簡単に構成できる。ディジタルフィ
ルタの伝達関数は、次の（数３）式で表される。
【００１３】 H(z)＝ａ0＋ａ1ｚ-1＋ａ2ｚ-2＋…＋ａnｚ-n＋… ‥‥‥‥（数３） この（数３）式で、ｚ＝exp(jωT)＝exp(j2πfT)は遅延
演算子、Ｔはフィルタの動作標本化周波数ｆｓの逆数で
ある。（数３）式において、フィルタの周波数特性を、
ｆからｆ＋ｆａにシフトすると、遅延演算子ｚは、exp
(j2π(f+fa)T)＝ｚ・exp(j2πfaT)＝α・ｚとなり、
（数３）式は次の（数４）式のように変形されて、複素
係数のフィルタとなる。
演算子、Ｔはフィルタの動作標本化周波数ｆｓの逆数で
ある。（数３）式において、フィルタの周波数特性を、
ｆからｆ＋ｆａにシフトすると、遅延演算子ｚは、exp
(j2π(f+fa)T)＝ｚ・exp(j2πfaT)＝α・ｚとなり、
（数３）式は次の（数４）式のように変形されて、複素
係数のフィルタとなる。
【００１４】 H(αz)＝ａ0＋ａ1α-1ｚ-1＋ａ2α-2ｚ-2＋…＋ａnα-nｚ-n＋… ＝α0＋α1ｚ-1＋α2ｚ-2＋…＋αnｚ-n＋… ‥‥‥（数４） この（数４）式において、α＝ exp(j2πfaT)＝ exp(j2
πfa/fs)は、振幅１の複素数である。複素フィルタの周
波数特性も複素信号と同じように正負非対称となる。Ｖ
ＳＢ変調回路に用いるＶＳＢフィルタは同相、直交成分
を持つので、本来は複素フィルタとして実現することが
出来る。複素フィルタは係数が複素数であり、信号自体
も複素数であるので、一般的には実係数フィルタに較べ
て、演算量が４倍となる。複素フィルタを実信号の複素
化に用いる場合でも、ハードウェア量は２倍となる。
πfa/fs)は、振幅１の複素数である。複素フィルタの周
波数特性も複素信号と同じように正負非対称となる。Ｖ
ＳＢ変調回路に用いるＶＳＢフィルタは同相、直交成分
を持つので、本来は複素フィルタとして実現することが
出来る。複素フィルタは係数が複素数であり、信号自体
も複素数であるので、一般的には実係数フィルタに較べ
て、演算量が４倍となる。複素フィルタを実信号の複素
化に用いる場合でも、ハードウェア量は２倍となる。
【００１５】しかしながら、構成を工夫することによっ
て、実信号フィルタと同じハードウェア量で実現でき
る。即ち、（数４）式のα＝exp(j2πfa/fs)は周波数シ
フト量ｆａを±ｆｓ／４に選ぶと、α＝exp(±jπ/4)＝
±ｊとなって、純虚数となる。これを（数４）式に代入
すると、次の（数５）式の通りとなる。
て、実信号フィルタと同じハードウェア量で実現でき
る。即ち、（数４）式のα＝exp(j2πfa/fs)は周波数シ
フト量ｆａを±ｆｓ／４に選ぶと、α＝exp(±jπ/4)＝
±ｊとなって、純虚数となる。これを（数４）式に代入
すると、次の（数５）式の通りとなる。
【００１６】 H(jz)＝ａ0＋ja1z-1−a2ｚ-2−ja3ｚ-3＋…＋ａnｊ-nｚ-n＋ … ＝ａ0 −a2ｚ-2 ＋a4ｚ-4 − … ＋ja1z-1 −ja3ｚ-3 ＋ … ‥‥（数５） 即ち、（数５）式に示すように、係数は、実係数または
純虚数係数となって、係数の個数は、周波数シフトした
元の実係数フィルタと変わらない。従って、複素フィル
タの構成ハードウェア量も変わらない事が分かる。
純虚数係数となって、係数の個数は、周波数シフトした
元の実係数フィルタと変わらない。従って、複素フィル
タの構成ハードウェア量も変わらない事が分かる。
【００１７】図面を用いて、複素フィルタの構成につい
て説明する。図７ａは複素フィルタを設計する元となる
実係数フィルタの構成、図７ｂはｆｓ／４周波数シフト
によって、図７ａの実係数フィルタから設計した複素係
数フィルタの構成例である。図において、７１1，７
１2，〜，７１Nは遅延素子、７２0，７２1，７２2，
〜，７２N-1，７２Nは係数掛算器、７３1，７３2，〜，
７３N-1，７３Nは加算器である。図７ａの実フィルタで
は、入力（実）信号ｘnは遅延素子列７１1，７１2，
〜，７１Nに入力し、各遅延素子の出力に係数掛算器７
２0，７２1，７２2，〜，７２N-1，７２N によって、フ
ィルタ係数ａi（ｉ＝０〜Ｎ）を掛け算する。ここで説
明の簡単のため、Ｎは４の整数倍とする。さらに各係数
掛算器出力を加算器７３1，７３2，〜，７３N-1，７３N
によって総和し、フィルタ出力ｙnを得る。このフィル
タは（数３）式に示した伝達関数のＮ次までの部分和か
らなるフィルタとなる。
て説明する。図７ａは複素フィルタを設計する元となる
実係数フィルタの構成、図７ｂはｆｓ／４周波数シフト
によって、図７ａの実係数フィルタから設計した複素係
数フィルタの構成例である。図において、７１1，７
１2，〜，７１Nは遅延素子、７２0，７２1，７２2，
〜，７２N-1，７２Nは係数掛算器、７３1，７３2，〜，
７３N-1，７３Nは加算器である。図７ａの実フィルタで
は、入力（実）信号ｘnは遅延素子列７１1，７１2，
〜，７１Nに入力し、各遅延素子の出力に係数掛算器７
２0，７２1，７２2，〜，７２N-1，７２N によって、フ
ィルタ係数ａi（ｉ＝０〜Ｎ）を掛け算する。ここで説
明の簡単のため、Ｎは４の整数倍とする。さらに各係数
掛算器出力を加算器７３1，７３2，〜，７３N-1，７３N
によって総和し、フィルタ出力ｙnを得る。このフィル
タは（数３）式に示した伝達関数のＮ次までの部分和か
らなるフィルタとなる。
【００１８】この実係数フィルタの周波数特性をｆｓ／
４だけずらしたフィルタは、(数５)式のＮ次までの項で
表される複素係数フィルタとなる。この複素係数フィル
タに実信号を入力する場合の構成は図７ｂの様になる。
入力（実）信号ｘn は遅延素子列７１1，７１2，〜，７
１N に入力し、偶数番目の遅延素子の出力に、偶数番目
の係数掛算器７２0，７２2，〜，７２Nによって、実数
係数ａ0，−ａ2，ａ4，〜，ａNを掛け算する。さらに実
数係数掛算器の出力を加算器７３2，７３4，〜，７３N
によって総和して、実数部フィルタ出力ｙnRを得る。同
様に奇数番目の遅延素子の出力に、奇数番目の係数掛け
算器７２1，７２3，〜，７２N-1によって、純虚数係数
ａ1，−ａ3，〜，−ａN-1 を掛け算する。純虚数係数掛
け算器の出力を加算器７３3，７３5，〜，７３N-1 によ
って総和すると、虚数部フィルタ出力ｙn 1を得る。
４だけずらしたフィルタは、(数５)式のＮ次までの項で
表される複素係数フィルタとなる。この複素係数フィル
タに実信号を入力する場合の構成は図７ｂの様になる。
入力（実）信号ｘn は遅延素子列７１1，７１2，〜，７
１N に入力し、偶数番目の遅延素子の出力に、偶数番目
の係数掛算器７２0，７２2，〜，７２Nによって、実数
係数ａ0，−ａ2，ａ4，〜，ａNを掛け算する。さらに実
数係数掛算器の出力を加算器７３2，７３4，〜，７３N
によって総和して、実数部フィルタ出力ｙnRを得る。同
様に奇数番目の遅延素子の出力に、奇数番目の係数掛け
算器７２1，７２3，〜，７２N-1によって、純虚数係数
ａ1，−ａ3，〜，−ａN-1 を掛け算する。純虚数係数掛
け算器の出力を加算器７３3，７３5，〜，７３N-1 によ
って総和すると、虚数部フィルタ出力ｙn 1を得る。
【００１９】図７ａ，ｂの構成ハードウェアを比較する
と、複素フィルタにしても全くハードウェア量は変化し
ていないことが分かる。すなわち、実信号の複素信号化
にｆｓ／４周波数シフトの方法で設計した複素係数フィ
ルタを用いると、元の実フィルタと同じ構成規模で、実
現することが可能である。また、複素化しても元のフィ
ルタ周波数特性は周波数シフトされるだけで、周波数特
性の形状そのものは全く変化しない。すなわち、実フィ
ルタでＶＳＢフィルタを構成する場合のような（図６に
示した）複雑な周波数特性を実現する必要はなく、ここ
でも構成の簡単化が図れる。
と、複素フィルタにしても全くハードウェア量は変化し
ていないことが分かる。すなわち、実信号の複素信号化
にｆｓ／４周波数シフトの方法で設計した複素係数フィ
ルタを用いると、元の実フィルタと同じ構成規模で、実
現することが可能である。また、複素化しても元のフィ
ルタ周波数特性は周波数シフトされるだけで、周波数特
性の形状そのものは全く変化しない。すなわち、実フィ
ルタでＶＳＢフィルタを構成する場合のような（図６に
示した）複雑な周波数特性を実現する必要はなく、ここ
でも構成の簡単化が図れる。
【００２０】以上説明した様に、本発明によれば、ＶＳ
Ｂフィルタを複素フィルタとして実現する事により、Ｖ
ＳＢフィルタの高精度化と同時に９０°移相器の省略が
可能であり、ディジタルＶＳＢ変調器の回路の簡単化
と、高精度化を実現できる。
Ｂフィルタを複素フィルタとして実現する事により、Ｖ
ＳＢフィルタの高精度化と同時に９０°移相器の省略が
可能であり、ディジタルＶＳＢ変調器の回路の簡単化
と、高精度化を実現できる。
【００２１】以上の説明では、ＤＡ変換を行ってから、
直交変調を行う方法を述べた。アナログ的に直交変調を
行う場合、ＤＡ変換器を２個用いるので、同相、直交成
分の利得偏差、位相偏差等の問題点が生ずる。他方、デ
ィジタル的に直交変調を行うと、一般的には、動作標本
化周波数が高くなり、実現が困難である。しかしなが
ら、搬送波周波数ｆｃが標本化周波数の１／４に等しい
場合には、ディジタル回路でも容易に直交変調可能であ
る。すなわち、ｆｃ＝ｆｓ／４の条件の時、直交搬送波
信号は、次の（数６）式となり、±１と０のみで表現さ
れる。
直交変調を行う方法を述べた。アナログ的に直交変調を
行う場合、ＤＡ変換器を２個用いるので、同相、直交成
分の利得偏差、位相偏差等の問題点が生ずる。他方、デ
ィジタル的に直交変調を行うと、一般的には、動作標本
化周波数が高くなり、実現が困難である。しかしなが
ら、搬送波周波数ｆｃが標本化周波数の１／４に等しい
場合には、ディジタル回路でも容易に直交変調可能であ
る。すなわち、ｆｃ＝ｆｓ／４の条件の時、直交搬送波
信号は、次の（数６）式となり、±１と０のみで表現さ
れる。
【００２２】 cos(2πn fc/fs)＝ cos(nπ/4)＝１，０，−１，０，… sin(2πn fc/fs)＝ sin(nπ/4)＝１，０，−０，１，… ‥‥（数６） 従って、搬送波信号の発生、変調のための信号乗積回路
が、極簡単な回路で実現できる。ディジタル的に直交変
調を行う場合には、ＤＡ変換器が１個で済み、さらに回
路が簡素化される。
が、極簡単な回路で実現できる。ディジタル的に直交変
調を行う場合には、ＤＡ変換器が１個で済み、さらに回
路が簡素化される。
【００２３】
【発明の実施の形態】以下、図面を用いて本発明の実施
例を説明する。図１は本発明をＮＴＳＣ方式のＴＶ放送
用ＶＳＢ変調器に適用した実施例である。図において、
１はＡＤ変換器、２，５1，５2は低域通過フィルタ、３
は複素フィルタ、４1，４2はＤＡ変換器、６1，６2は周
波数混合器、７は信号加算器である。以下、この図１の
実施例の動作原理を図２の周波数スペクトル図を参照し
ながら説明する。
例を説明する。図１は本発明をＮＴＳＣ方式のＴＶ放送
用ＶＳＢ変調器に適用した実施例である。図において、
１はＡＤ変換器、２，５1，５2は低域通過フィルタ、３
は複素フィルタ、４1，４2はＤＡ変換器、６1，６2は周
波数混合器、７は信号加算器である。以下、この図１の
実施例の動作原理を図２の周波数スペクトル図を参照し
ながら説明する。
【００２４】図１において、入力映像信号は、ＡＤ変換
器１によって、ディジタル信号に変換される。図１に示
すＶＳＢ変調器の動作標本化周波数は色信号副搬送波周
波数（ｆsc＝3.58MHz）の４倍（ｆｓ＝14.3MHz）とす
る。ディジタル化された映像信号は、ＬＰＳ２で4.2MHz
以下に帯域制限される。一般的にＡＤ変換する前に折り
返し除去のアナログフィルタを置くので、これで代用
し、ＬＰＦ２は省略することもできる。次に複素係数フ
ィルタ（ＣＰＸ）３に入力する。ＣＰＸ３は、図２に示
す実フィルタをｆｓ／４（＝ｆsc）周波数シフトして構
成する。従って、図２に示すように、ＣＰＸの周波数特
性は、“０”周波数に対して正負非対称になる。ＣＰＸ
の実数部出力のスペクトルは、図２の実数部で示すよう
に、また、虚数部出力は図２の虚数部スペクトルで示す
ようになる。ここで、ＣＰＸの実数部、虚数部出力を各
々、ＤＡ変換器４1，４2によってアナログ信号化し、さ
らに、ＬＰＦ５1，５2によって、高調波信号成分を除去
してから、周波数混合器６1，６2によって、各々、同相
搬送波信号cosωcｔ、直交搬送波信号sinωcｔを乗積
し、信号加算器７によって加算すると、所望のＶＳＢ変
調波出力を得ることが出来る。
器１によって、ディジタル信号に変換される。図１に示
すＶＳＢ変調器の動作標本化周波数は色信号副搬送波周
波数（ｆsc＝3.58MHz）の４倍（ｆｓ＝14.3MHz）とす
る。ディジタル化された映像信号は、ＬＰＳ２で4.2MHz
以下に帯域制限される。一般的にＡＤ変換する前に折り
返し除去のアナログフィルタを置くので、これで代用
し、ＬＰＦ２は省略することもできる。次に複素係数フ
ィルタ（ＣＰＸ）３に入力する。ＣＰＸ３は、図２に示
す実フィルタをｆｓ／４（＝ｆsc）周波数シフトして構
成する。従って、図２に示すように、ＣＰＸの周波数特
性は、“０”周波数に対して正負非対称になる。ＣＰＸ
の実数部出力のスペクトルは、図２の実数部で示すよう
に、また、虚数部出力は図２の虚数部スペクトルで示す
ようになる。ここで、ＣＰＸの実数部、虚数部出力を各
々、ＤＡ変換器４1，４2によってアナログ信号化し、さ
らに、ＬＰＦ５1，５2によって、高調波信号成分を除去
してから、周波数混合器６1，６2によって、各々、同相
搬送波信号cosωcｔ、直交搬送波信号sinωcｔを乗積
し、信号加算器７によって加算すると、所望のＶＳＢ変
調波出力を得ることが出来る。
【００２５】図１の実施例と図５の従来例を比較すると
分かるように、従来のＩフィルタ、Ｑフィルタ、９０°
移相器、遅延器が、本発明の実施例では１個の複素フィ
ルタで実現できていることが分かる。また、複素フィル
タを用いているために、実係数フィルタでＩフィルタ、
Ｑフィルタを設計するときのように、複雑な周波数特性
のフィルタを合成する必要はない。また、有限の係数個
数では、正確な９０°移相を実現することは不可能であ
り、位相誤差を生ずるが、複素フィルタを用いる方法で
は、この誤差は発生しない。さらに、同相信号側の遅延
器も必要ないので、構成ハードウェア量の大幅な縮減が
図れ、かつ高精度のＶＳＢ変調器が実現できる。
分かるように、従来のＩフィルタ、Ｑフィルタ、９０°
移相器、遅延器が、本発明の実施例では１個の複素フィ
ルタで実現できていることが分かる。また、複素フィル
タを用いているために、実係数フィルタでＩフィルタ、
Ｑフィルタを設計するときのように、複雑な周波数特性
のフィルタを合成する必要はない。また、有限の係数個
数では、正確な９０°移相を実現することは不可能であ
り、位相誤差を生ずるが、複素フィルタを用いる方法で
は、この誤差は発生しない。さらに、同相信号側の遅延
器も必要ないので、構成ハードウェア量の大幅な縮減が
図れ、かつ高精度のＶＳＢ変調器が実現できる。
【００２６】ところで、図１に示す実施例では、直交変
調をアナログ的に行っているので、ディジタル回路の動
作標本化周波数は低く抑えられるが、アナログ回路によ
る利得偏差、直交位相偏差などが発生する欠点がある。
そこで、動作標本化周波数をさほど高くしないで、か
つ、ディジタル的に直交変調を行うことの出来るＶＳＢ
変調回路の実施例を図３に示す。図において、１はＡＤ
変換器、２，５，３２は低域通過フィルタ、３は複素フ
ィルタ、４はＤＡ変換器、６は周波数混合器、３１は遅
延回路、３３は切替スイッチ、３４は極性反転回路、３
５は局部発振器である。
調をアナログ的に行っているので、ディジタル回路の動
作標本化周波数は低く抑えられるが、アナログ回路によ
る利得偏差、直交位相偏差などが発生する欠点がある。
そこで、動作標本化周波数をさほど高くしないで、か
つ、ディジタル的に直交変調を行うことの出来るＶＳＢ
変調回路の実施例を図３に示す。図において、１はＡＤ
変換器、２，５，３２は低域通過フィルタ、３は複素フ
ィルタ、４はＤＡ変換器、６は周波数混合器、３１は遅
延回路、３３は切替スイッチ、３４は極性反転回路、３
５は局部発振器である。
【００２７】図３の実施例の動作原理を図４の信号スペ
クトル図を参照しながら説明する。図３の複素フィルタ
ＣＰＸ３までの動作は、図１の実施例と全く同様であ
る。このＣＰＸ３の出力信号スペクトルは図４の複素信
号に示したようになる。この信号のスペクトル帯域幅は
6MHzであるから、ＶＳＢ変調器の搬送周波数は少なくと
も、6MHz以上必要である。また、ディジタル的に直交変
調を行うには、上述したように、動作標本化周波数が搬
送周波数の４倍であることが望ましい。そこで、搬送周
波数は 7.16MHz（色副搬送波周波数ｆscの２倍）、動作
標本化周波数は、28.6MHz(ｆscの８倍）とする。そのた
めに、図４の複素信号のところの補間ＬＰＦ特性に示し
たような周波数特性を持つフィルタにより、複素フィル
タＣＰＸ３の出力を補間し、信号の標本化周波数を 28.
6MHzに上げる。このフィルタは複素係数である必要はな
く、実係数フィルタで構わない。直交変調を行うため、
（数６）式に示した様な7.16MHzの直交正弦波信号を補
間フィルタ出力に乗積する。ここで、直交正弦波信号
は、交互に“０”の値をとるので、図３の切替スイッチ
３３の様に、同相、直交信号成分を交互に出力すればよ
い。
クトル図を参照しながら説明する。図３の複素フィルタ
ＣＰＸ３までの動作は、図１の実施例と全く同様であ
る。このＣＰＸ３の出力信号スペクトルは図４の複素信
号に示したようになる。この信号のスペクトル帯域幅は
6MHzであるから、ＶＳＢ変調器の搬送周波数は少なくと
も、6MHz以上必要である。また、ディジタル的に直交変
調を行うには、上述したように、動作標本化周波数が搬
送周波数の４倍であることが望ましい。そこで、搬送周
波数は 7.16MHz（色副搬送波周波数ｆscの２倍）、動作
標本化周波数は、28.6MHz(ｆscの８倍）とする。そのた
めに、図４の複素信号のところの補間ＬＰＦ特性に示し
たような周波数特性を持つフィルタにより、複素フィル
タＣＰＸ３の出力を補間し、信号の標本化周波数を 28.
6MHzに上げる。このフィルタは複素係数である必要はな
く、実係数フィルタで構わない。直交変調を行うため、
（数６）式に示した様な7.16MHzの直交正弦波信号を補
間フィルタ出力に乗積する。ここで、直交正弦波信号
は、交互に“０”の値をとるので、図３の切替スイッチ
３３の様に、同相、直交信号成分を交互に出力すればよ
い。
【００２８】さらに、このことは、同相、直交信号成分
は互いに 28.6MHzの標本化周期ずれて、各々は14.3MHz
の周期のデータであれば良いことを示している。すなわ
ち、上記した補間フィルタは、同相、直交信号成分のど
ちらか一方にあれば十分であることが分かる。この原理
を実際のハードウェアで構成すると、図３のＣＰＸ３の
複素信号出力（実数部、虚数部の２出力）のいずれか一
方に、補間低域フィルタ３２を挿入し、他方は単に遅延
回路３１で構成することが可能である。低域フィルタ３
２と遅延回路３１の出力を、切替スイッチ３３で切り替
えて選択し、さらに、交互に(7.16MHzの周期で）極性反
転回路３４で信号の極性を反転すると、直交正弦波信号
の乗積（すなわち、直交変調）が実現される。この信号
スペクトルは、図４の周波数シフトの点線で示したよう
に成っている。この信号をＤＡ変換器４でアナログ信号
に変換し、さらにアナログ低域通過フィルタ５を通す
と、図４のＶＳＢ変調波信号に示した様な、搬送周波数
7.16MHzのＶＳＢ変調波信号が得られる。最後に、局部
発振器３５と周波数混合器６によってＶＳＢ変調波信号
を搬送波周波数ｆｃに周波数変換し、出力を得る。
は互いに 28.6MHzの標本化周期ずれて、各々は14.3MHz
の周期のデータであれば良いことを示している。すなわ
ち、上記した補間フィルタは、同相、直交信号成分のど
ちらか一方にあれば十分であることが分かる。この原理
を実際のハードウェアで構成すると、図３のＣＰＸ３の
複素信号出力（実数部、虚数部の２出力）のいずれか一
方に、補間低域フィルタ３２を挿入し、他方は単に遅延
回路３１で構成することが可能である。低域フィルタ３
２と遅延回路３１の出力を、切替スイッチ３３で切り替
えて選択し、さらに、交互に(7.16MHzの周期で）極性反
転回路３４で信号の極性を反転すると、直交正弦波信号
の乗積（すなわち、直交変調）が実現される。この信号
スペクトルは、図４の周波数シフトの点線で示したよう
に成っている。この信号をＤＡ変換器４でアナログ信号
に変換し、さらにアナログ低域通過フィルタ５を通す
と、図４のＶＳＢ変調波信号に示した様な、搬送周波数
7.16MHzのＶＳＢ変調波信号が得られる。最後に、局部
発振器３５と周波数混合器６によってＶＳＢ変調波信号
を搬送波周波数ｆｃに周波数変換し、出力を得る。
【００２９】図３に示した実施例では、ディジタル的に
直交変調を行うので、ＤＡ変換器が１つで済み、アナロ
グ回路素子のばらつきによる、直交位相誤差、利得アン
バランス、直流オフセットの発生などの問題を避けるこ
とが出来る。直交変調をディジタル化するために、標本
化周波数が若干高くは成るが、現状のＬＳＩ技術で十分
な性能のＤＡ変換器が使用可能であり、特に問題とはな
らない。かつ、ディジタルによる直交変換も、極簡単な
回路で実現できるので、ハードウェア構成の大幅な縮減
が可能である。
直交変調を行うので、ＤＡ変換器が１つで済み、アナロ
グ回路素子のばらつきによる、直交位相誤差、利得アン
バランス、直流オフセットの発生などの問題を避けるこ
とが出来る。直交変調をディジタル化するために、標本
化周波数が若干高くは成るが、現状のＬＳＩ技術で十分
な性能のＤＡ変換器が使用可能であり、特に問題とはな
らない。かつ、ディジタルによる直交変換も、極簡単な
回路で実現できるので、ハードウェア構成の大幅な縮減
が可能である。
【００３０】以上、本発明をＶＳＢ変調回路に適用した
実施例に付いて説明した。本発明では、信号の直交化
（同相成分と、直交成分の位相差を９０°とし、両成分
の利得を全く同一とすること）に、従来のヒルベルト変
換器による方法でなく、複素フィルタを用いて信号を複
素信号化する方法を用いているので、全く誤差のない直
交化が実現できる利点がある。さらに、複素フィルタの
実現には、実係数フィルタの周波数特性を標本化周波数
の１／４だけ周波数シフトして、設計する方法を用いる
ことが出来るので、ハードウェア構成の余分な増加を避
けることが出来、従来の方法に較べても、小さい回路規
模で実現することが出来る。さらに、直交変調もディジ
タル的に実現することが出来るため、ＤＡ変換器を１個
で済ませることが出来、回路規模の縮減、小型化、省電
力化、高精度化が可能な回路構成を提供することが出来
る。
実施例に付いて説明した。本発明では、信号の直交化
（同相成分と、直交成分の位相差を９０°とし、両成分
の利得を全く同一とすること）に、従来のヒルベルト変
換器による方法でなく、複素フィルタを用いて信号を複
素信号化する方法を用いているので、全く誤差のない直
交化が実現できる利点がある。さらに、複素フィルタの
実現には、実係数フィルタの周波数特性を標本化周波数
の１／４だけ周波数シフトして、設計する方法を用いる
ことが出来るので、ハードウェア構成の余分な増加を避
けることが出来、従来の方法に較べても、小さい回路規
模で実現することが出来る。さらに、直交変調もディジ
タル的に実現することが出来るため、ＤＡ変換器を１個
で済ませることが出来、回路規模の縮減、小型化、省電
力化、高精度化が可能な回路構成を提供することが出来
る。
【００３１】
【発明の効果】以上述べた如く本発明によれば、ディジ
タル信号処理で構成するＶＳＢ変調回路において、信号
の直交化に用いる９０°移相器（あるいはヒルベルト変
換器）の位相精度、利得平衡度を高くすることが出来、
なおかつ構成の簡単な回路を提供することが出来る。ま
た、直交変調をディジタル的にかつ、少ない回路構成で
実現出来るので、より一層の回路規模縮減が図れる。
タル信号処理で構成するＶＳＢ変調回路において、信号
の直交化に用いる９０°移相器（あるいはヒルベルト変
換器）の位相精度、利得平衡度を高くすることが出来、
なおかつ構成の簡単な回路を提供することが出来る。ま
た、直交変調をディジタル的にかつ、少ない回路構成で
実現出来るので、より一層の回路規模縮減が図れる。
【００３２】本発明のＶＳＢ変調回路は、大部分がディ
ジタル回路であるので、容易にＬＳＩ化が可能であり、
アナログ回路によるＶＳＢ変調回路に較べ、装置の小型
化、低消費電力化、高性能化、無調整化、動作安定化が
図れ、非常に実用的なＶＳＢ変調回路を実現することが
可能である。
ジタル回路であるので、容易にＬＳＩ化が可能であり、
アナログ回路によるＶＳＢ変調回路に較べ、装置の小型
化、低消費電力化、高性能化、無調整化、動作安定化が
図れ、非常に実用的なＶＳＢ変調回路を実現することが
可能である。
【図１】本発明のＶＳＢ変調回路の実施例の構成図であ
る。
る。
【図２】図１の動作を説明する動作スペクトル図であ
る。
る。
【図３】本発明による第２の実施例の構成図である。
【図４】図３の動作を説明する動作スペクトル図であ
る。
る。
【図５】従来のＶＳＢ変調回路の構成図である。
【図６】図５の従来例で用いられるフィルタの周波数特
性図である。
性図である。
【図７】本発明に用いる複素フィルタの設計法を示す原
理説明図である。
理説明図である。
１…ＡＤ変換器、２，５，５1，５2，３２…低域通過フ
ィルタ（ＬＰＦ）、３…複素フィルタ、
４，４1，４2…ＡＤ変換器、６，６1，６2…周波数混
合器、 ７…信号加算器、３１，５３…遅延回路、
３３…切替スイッチ、３４…極性反転回
路、 ３５…局部発振器、５１…映像信号
同相成分フィルタ、 ５２…映像信号直交成分フィル
タ、５４…９０°移相回路、 ７１1，７
１2，〜，７１N…遅延素子、７２0，７２1，７２2，
〜，７２N-1，７２N…係数掛算器、７３1，７３2，〜，
７３N-1，７３N…加算器。
ィルタ（ＬＰＦ）、３…複素フィルタ、
４，４1，４2…ＡＤ変換器、６，６1，６2…周波数混
合器、 ７…信号加算器、３１，５３…遅延回路、
３３…切替スイッチ、３４…極性反転回
路、 ３５…局部発振器、５１…映像信号
同相成分フィルタ、 ５２…映像信号直交成分フィル
タ、５４…９０°移相回路、 ７１1，７
１2，〜，７１N…遅延素子、７２0，７２1，７２2，
〜，７２N-1，７２N…係数掛算器、７３1，７３2，〜，
７３N-1，７３N…加算器。
Claims (3)
- 【請求項１】 搬送波信号を振幅変調して得られた側帯
波の一方を帯域制限して伝送する残留側帯波変調回路に
おいて、 基底帯域の変調信号を複素係数フィルタにより帯域制限
して複素信号を作り、該複素信号の実数部を同相搬送波
信号と乗積し、複素信号の虚数部を直交搬送波信号と乗
積して加算合成することにより、前記残留側帯波信号を
得ることを特徴とする残留側帯波変調回路。 - 【請求項２】 請求項１記載の残留側帯波変調回路にお
いて、 前記複素係数フィルタを、元となる実係数フィルタの周
波数特性を、該残留側帯波変調回路の動作標本化周波数
の１／４に等しい周波数だけシフトした周波数特性を持
つ、複素係数フィルタとして構成することを特徴とする
残留側帯波変調回路。 - 【請求項３】 請求項１あるいは２記載の残留側帯波変
調回路において、 同相および直交搬送波信号を乗積加算する回路部分にお
いて、前記搬送波信号の周波数を、該搬送波信号乗積加
算回路の動作標本化周波数の１／４に等しい周波数と
し、該搬送波信号乗積加算回路を切替スイッチおよび極
性反転操作によって実現することを特徴とする残留側帯
波変調回路。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP276596A JPH09200273A (ja) | 1996-01-11 | 1996-01-11 | 残留側帯波変調回路 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP276596A JPH09200273A (ja) | 1996-01-11 | 1996-01-11 | 残留側帯波変調回路 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH09200273A true JPH09200273A (ja) | 1997-07-31 |
Family
ID=11538442
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP276596A Pending JPH09200273A (ja) | 1996-01-11 | 1996-01-11 | 残留側帯波変調回路 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH09200273A (ja) |
Cited By (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US6041082A (en) * | 1996-09-06 | 2000-03-21 | Nec Corporation | Digital amplitude modulation amplifier and television broadcasting machine |
| JP2016139854A (ja) * | 2015-01-26 | 2016-08-04 | 株式会社ソシオネクスト | 電子回路、電源回路、回路の特性測定方法、及び振幅及び位相特性の演算プログラム |
-
1996
- 1996-01-11 JP JP276596A patent/JPH09200273A/ja active Pending
Cited By (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US6041082A (en) * | 1996-09-06 | 2000-03-21 | Nec Corporation | Digital amplitude modulation amplifier and television broadcasting machine |
| JP2016139854A (ja) * | 2015-01-26 | 2016-08-04 | 株式会社ソシオネクスト | 電子回路、電源回路、回路の特性測定方法、及び振幅及び位相特性の演算プログラム |
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