JPS61288604A - Ｓｓｂ信号復調方法及び復調器 - Google Patents
Ｓｓｂ信号復調方法及び復調器Info
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- JPS61288604A JPS61288604A JP61135110A JP13511086A JPS61288604A JP S61288604 A JPS61288604 A JP S61288604A JP 61135110 A JP61135110 A JP 61135110A JP 13511086 A JP13511086 A JP 13511086A JP S61288604 A JPS61288604 A JP S61288604A
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- ssb
- decimating
- demodulator
- demodulation method
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- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03D—DEMODULATION OR TRANSFERENCE OF MODULATION FROM ONE CARRIER TO ANOTHER
- H03D1/00—Demodulation of amplitude-modulated oscillations
- H03D1/22—Homodyne or synchrodyne circuits
- H03D1/24—Homodyne or synchrodyne circuits for demodulation of signals wherein one sideband or the carrier has been wholly or partially suppressed
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- Engineering & Computer Science (AREA)
- Power Engineering (AREA)
- Superheterodyne Receivers (AREA)
- Stabilization Of Oscillater, Synchronisation, Frequency Synthesizers (AREA)
- Stereo-Broadcasting Methods (AREA)
- Radar Systems Or Details Thereof (AREA)
- Circuits Of Receivers In General (AREA)
Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【発明の詳細な説明】
本発明はＳＳＢ （単側波帯）信号をディジタル方式で
復調するＳＳＢ復調方法及びＳＳＢ復調器に関する。
復調するＳＳＢ復調方法及びＳＳＢ復調器に関する。
ＳＳＢ信号のアナログ復調はノアギヤー）’（Ｎｏｒ−
ｇａａｒｄ）によるプロシーディングズ・アイ・アール
・イー（Ｐｒｏｃｅｅｄｉｎｇｓ ＩＲＥ）ｖｏｌ、４
４． Ｄｅｃ、１９５６．第１７０３〜１７０５頁の論
文から既知である。Ｆ Ｍ信号のディジタル復５周のレ
ポート（まフレケンッ（Ｐｒｅｑｕｅｎｚ） 。
ｇａａｒｄ）によるプロシーディングズ・アイ・アール
・イー（Ｐｒｏｃｅｅｄｉｎｇｓ ＩＲＥ）ｖｏｌ、４
４． Ｄｅｃ、１９５６．第１７０３〜１７０５頁の論
文から既知である。Ｆ Ｍ信号のディジタル復５周のレ
ポート（まフレケンッ（Ｐｒｅｑｕｅｎｚ） 。
１９８３、３７． 第１６〜２２頁及びｎｔｚ ８６
３６（１９８３）Ｐａｒｔ１２、第８０６〜８０８頁に
記載されている。典型的にはディジタル形式の構成では
中間周波数をΔ／Ｄコ７バ−タ（アナログ・ディジタル
・コンバータ）に供給し、ディジタル形式で処理し、Ｄ
／Ａコンバータ（ディジタル・アナログ・コンバータ）
においてアナログ信号に再変換する。信号をディジタル
形式で処理することの利点は一層融通性に富む即ち一層
汎用性の高い復調器が得られることである。しかし既知
の方法は特に厳しい濾波（、フィルタリング）を必要と
し、これは復調器の各段に対し専用の回路を作製する必
要があることを意味する。
３６（１９８３）Ｐａｒｔ１２、第８０６〜８０８頁に
記載されている。典型的にはディジタル形式の構成では
中間周波数をΔ／Ｄコ７バ−タ（アナログ・ディジタル
・コンバータ）に供給し、ディジタル形式で処理し、Ｄ
／Ａコンバータ（ディジタル・アナログ・コンバータ）
においてアナログ信号に再変換する。信号をディジタル
形式で処理することの利点は一層融通性に富む即ち一層
汎用性の高い復調器が得られることである。しかし既知
の方法は特に厳しい濾波（、フィルタリング）を必要と
し、これは復調器の各段に対し専用の回路を作製する必
要があることを意味する。
本発明の目的は、ディジタル復調器における濾波を簡単
にする一方、良好な選択度を維持するＳＳＢ信号復調方
法及びＳＳＢ復調器を提供するにある。
にする一方、良好な選択度を維持するＳＳＢ信号復調方
法及びＳＳＢ復調器を提供するにある。
本発明のＳＳＢ信号復調方法は、ＳＳＢ信号を復調する
に当り、入力信号をアナログ濾波し、濾波したアナログ
信号を１より大きい奇数整数係数を用いたデシメイテイ
ンク（、ｄｅｃｉｍａｔｉｎｇ）によりディジタル濾波
し、デシメイティングによって得た信号をヒルベルト濾
波して所要選択度を得ることを特徴とする。
に当り、入力信号をアナログ濾波し、濾波したアナログ
信号を１より大きい奇数整数係数を用いたデシメイテイ
ンク（、ｄｅｃｉｍａｔｉｎｇ）によりディジタル濾波
し、デシメイティングによって得た信号をヒルベルト濾
波して所要選択度を得ることを特徴とする。
また本発明のＳＳＢ信号復調方法は、ＳＳＢ信号を復調
するに当り、アナログ信号をディジタル化し、ディジタ
ル化した信号を直交関係混合手段に供給し、１より大き
い奇数整数係数を用いて直交関係混合手段からの信号の
デシメイティングを行い、デシメイティングによって得
た信号をヒルベルト変換段対へ供給し、ヒルベルト変換
段対の出ツノを数学的に合成してＳＳＢ信号を発生ずる
ことを特徴とする。
するに当り、アナログ信号をディジタル化し、ディジタ
ル化した信号を直交関係混合手段に供給し、１より大き
い奇数整数係数を用いて直交関係混合手段からの信号の
デシメイティングを行い、デシメイティングによって得
た信号をヒルベルト変換段対へ供給し、ヒルベルト変換
段対の出ツノを数学的に合成してＳＳＢ信号を発生ずる
ことを特徴とする。
また本発明のＳＳＢ復調器は、アナログ信号のディジタ
ル化手段と、ディジタル化手段に結合した直交関係混合
手段と、各直交関係混合手段に結合され各直交関係混合
手段からの信号に対し■より大きい奇数整数係数により
デシメイティングを行うデシメイティング手段と、デシ
メイテインク手段に結合したヒルベルト変換段対と、ヒ
ルベルト変換段対の出力を数学的に合成してＳＳＢ信号
を発生ずる数学的合成手段とを具えたことを特徴とする
。
ル化手段と、ディジタル化手段に結合した直交関係混合
手段と、各直交関係混合手段に結合され各直交関係混合
手段からの信号に対し■より大きい奇数整数係数により
デシメイティングを行うデシメイティング手段と、デシ
メイテインク手段に結合したヒルベルト変換段対と、ヒ
ルベルト変換段対の出力を数学的に合成してＳＳＢ信号
を発生ずる数学的合成手段とを具えたことを特徴とする
。
本発明は最初入力信号をアナログ濾波し、次いで、濾波
したアナログ信号をディジタル濾波することにより復調
器の選択度を改善できることを認識し、これを基礎とし
てなしたものである。特に、１より大きい奇数整数係数
を用いて信号のデシメイティングを行うことによってデ
ィジタル濾波を行い、かつデシメイティングした信号を
ヒルベルト変換段対へ供給することにより、通過帯域の
境界が消去帯域によって規定又は形成されることを特長
とする通過帯域／消去帯域特性を得ることができる。こ
れは復調器の濾波要件を緩和できることを意味する。こ
の緩和は、復調器のディジタル部を汎用プロセッサを用
いて構成できることを意味する。
したアナログ信号をディジタル濾波することにより復調
器の選択度を改善できることを認識し、これを基礎とし
てなしたものである。特に、１より大きい奇数整数係数
を用いて信号のデシメイティングを行うことによってデ
ィジタル濾波を行い、かつデシメイティングした信号を
ヒルベルト変換段対へ供給することにより、通過帯域の
境界が消去帯域によって規定又は形成されることを特長
とする通過帯域／消去帯域特性を得ることができる。こ
れは復調器の濾波要件を緩和できることを意味する。こ
の緩和は、復調器のディジタル部を汎用プロセッサを用
いて構成できることを意味する。
本発明の実施例ではディジタル化した信号を、アナログ
信号をディジタル化する際に用いるサンプリング周波数
ｆｓ に数学的に関係する局部発振器型信号の直交成分
と混合する。かかる数学的関係はｆｓ（ｎ±ｘ／４）と
することができ、ここでｎはゼロ又は整数であり、Ｘは
１又は３である。そして周波数ｆｓ／４及びｆｓ（１１
＋１／４）が好適であることを見出した。
信号をディジタル化する際に用いるサンプリング周波数
ｆｓ に数学的に関係する局部発振器型信号の直交成分
と混合する。かかる数学的関係はｆｓ（ｎ±ｘ／４）と
することができ、ここでｎはゼロ又は整数であり、Ｘは
１又は３である。そして周波数ｆｓ／４及びｆｓ（１１
＋１／４）が好適であることを見出した。
中間周波信号を含み得るアナログ信号はエイリアジング
を防止するため帯域制限することができ、これにより塵
かに良好な隣接チャンネル分離も得られる。
を防止するため帯域制限することができ、これにより塵
かに良好な隣接チャンネル分離も得られる。
帯域制限された信号はいわゆるルーフィング（ｒｏｏｆ
ｉｎｇ） フィルタにおける帯域通過濾波によって得
られ、かつ公称中間周波数がルーフイングツイルタの通
過帯域の一端に対応するように公称中間周波数を調整す
ることにより選択度も改善できる。代案として、帯域制
限された信号のためのディジタル化手段の出力端にディ
ジタル、プレプロセッシング・フィルタを結合し、かつ
公称中間周波数がルーフイングツイルタの通過帯域の中
央に対応するように公称中間周波数を調整することによ
っても選択度を改善できる。
ｉｎｇ） フィルタにおける帯域通過濾波によって得
られ、かつ公称中間周波数がルーフイングツイルタの通
過帯域の一端に対応するように公称中間周波数を調整す
ることにより選択度も改善できる。代案として、帯域制
限された信号のためのディジタル化手段の出力端にディ
ジタル、プレプロセッシング・フィルタを結合し、かつ
公称中間周波数がルーフイングツイルタの通過帯域の中
央に対応するように公称中間周波数を調整することによ
っても選択度を改善できる。
以下図面につき本発明の詳細な説明する。
第１図に示した受信機は無線周波フロントエンド１４に
接続したアンテナ１２を具え、このフロントエンドはア
ンテナ１２、増幅器又は少なくとも１個の中間周波段で
構成できる。無線周波フロントエンド１４の出力はＳＳ
Ｂの場合抑圧される公称中間周波数における信号を含む
。この出力信号はバンドパスフィルタ１８に供給し、こ
のバンドパスフィルタはルーフイングツイルタと呼ばれ
、エイリアＩ ジンクを防止されかつ隣接チャンネルの分離を行われた
帯域制限された出力を発生する。このフィルタからの濾
波された信号は周波数ｆＳでサンプリングを行うアナロ
グ・ディジタル・コンバータ（以下’ Ａ／Ｄコンバー
クと称す）２０に供給し、この周波数は信号帯域幅の２
倍以上で、典型的にはｆｓ＝４ＱｋＨｚである。本例に
おけるルーフイングツイルタ１８の帯域幅（ＢＷ）は一
定であり、復調すべき最大帯域幅信号によって決定され
る。しかしフィルタ１８はアナログ・ディジタル変換を
容易にするため可変帯域幅を有するようにすることもで
きる。
接続したアンテナ１２を具え、このフロントエンドはア
ンテナ１２、増幅器又は少なくとも１個の中間周波段で
構成できる。無線周波フロントエンド１４の出力はＳＳ
Ｂの場合抑圧される公称中間周波数における信号を含む
。この出力信号はバンドパスフィルタ１８に供給し、こ
のバンドパスフィルタはルーフイングツイルタと呼ばれ
、エイリアＩ ジンクを防止されかつ隣接チャンネルの分離を行われた
帯域制限された出力を発生する。このフィルタからの濾
波された信号は周波数ｆＳでサンプリングを行うアナロ
グ・ディジタル・コンバータ（以下’ Ａ／Ｄコンバー
クと称す）２０に供給し、この周波数は信号帯域幅の２
倍以上で、典型的にはｆｓ＝４ＱｋＨｚである。本例に
おけるルーフイングツイルタ１８の帯域幅（ＢＷ）は一
定であり、復調すべき最大帯域幅信号によって決定され
る。しかしフィルタ１８はアナログ・ディジタル変換を
容易にするため可変帯域幅を有するようにすることもで
きる。
Ａ ／ Ｄコンハーク２０からのディジタル化出力は関
連する直交ディジタル信号路２２及び２４に供給する。
連する直交ディジタル信号路２２及び２４に供給する。
図中の破線ブロックは所要に応じて設けるディジタルフ
ィルタ２１を示し、このディジタルフィルタを設けた場
合その入力端子はＡ／Ｄコンバーク２０の出力端子に接
続しかつその出力端子は信号路２２及び２４に結合する
。信号路２２及び２４はミキサ２６及び２７を具え、こ
れらミキサにはｓｉｎ ２πｆｓｔ及びＣＯ８２πｆｏ
ｔのディジタル化信号（但しｆｃは典型的には１／４ｆ
Ｓ）を供給して、信号路２２及び２４におけるミキサ２
６及び２７へのディジタル直交フィードを得るための簡
単な近似を行うことができるようにする。代案としてｆ
ｃを１１上ｆｓ に等しΦ くすると、ｆｓ＝４０ｋＨｚに対しｆ。は４５０ｋＨｚ
となり、これは標準スーパーネット（ｓｕｐｅｒｎｅｔ
）中間周波数に極めて近い。ミキサ２６及び２７の出力
はベースバンド信号であり、それぞれデシメイティング
（ｄｅｃｉ−ｍａｔｉｎｇ）フィルタ２８及び２９に供
給する。フィルタ２８及び２９のパスバンドはルーフイ
ングツイルター８のパスバンドより狭く、作動に当りこ
れらフィルタは供給されたベースバンド信号の低域通過
濾波を行ってエイリアジング成分を除去し、１より大き
い所定の奇数整数を用いて信号のいわゆるデシメーティ
ング動作を行う。デシメイティングフィルタ２８及び２
９の出力Ｘ及びＹは１対のヒルベルト変換段３０及び３
１に供給する。ヒルベルト変換段３０は０からｆｓ／２
までの周波数帯域内の信号に対し一９０°の位相推移を
付与しかつ−ｆｓ／２乃至Ｏの周波数帯域内の信号に対
し＋９０’の位相推移を付与するという特性を有する。
ィルタ２１を示し、このディジタルフィルタを設けた場
合その入力端子はＡ／Ｄコンバーク２０の出力端子に接
続しかつその出力端子は信号路２２及び２４に結合する
。信号路２２及び２４はミキサ２６及び２７を具え、こ
れらミキサにはｓｉｎ ２πｆｓｔ及びＣＯ８２πｆｏ
ｔのディジタル化信号（但しｆｃは典型的には１／４ｆ
Ｓ）を供給して、信号路２２及び２４におけるミキサ２
６及び２７へのディジタル直交フィードを得るための簡
単な近似を行うことができるようにする。代案としてｆ
ｃを１１上ｆｓ に等しΦ くすると、ｆｓ＝４０ｋＨｚに対しｆ。は４５０ｋＨｚ
となり、これは標準スーパーネット（ｓｕｐｅｒｎｅｔ
）中間周波数に極めて近い。ミキサ２６及び２７の出力
はベースバンド信号であり、それぞれデシメイティング
（ｄｅｃｉ−ｍａｔｉｎｇ）フィルタ２８及び２９に供
給する。フィルタ２８及び２９のパスバンドはルーフイ
ングツイルター８のパスバンドより狭く、作動に当りこ
れらフィルタは供給されたベースバンド信号の低域通過
濾波を行ってエイリアジング成分を除去し、１より大き
い所定の奇数整数を用いて信号のいわゆるデシメーティ
ング動作を行う。デシメイティングフィルタ２８及び２
９の出力Ｘ及びＹは１対のヒルベルト変換段３０及び３
１に供給する。ヒルベルト変換段３０は０からｆｓ／２
までの周波数帯域内の信号に対し一９０°の位相推移を
付与しかつ−ｆｓ／２乃至Ｏの周波数帯域内の信号に対
し＋９０’の位相推移を付与するという特性を有する。
ヒルベルト変換段３１はヒルベルト変換段３０における
遅延に対応する量だけ信号を遅延する遅延回路網で構成
したゼロ位相推移段である。デシメイティングフィルタ
２８及び２９並びにヒルベルト変換段３０はトランスバ
ーザルフィルタの如き有限インパルス応答（ＦＩＲ）
フィルタとして構成する。フィルタ２８及び２９におい
て信号のデシメイティングを行うことによりヒルベルト
変換段３０は低いサンプリング周波数で作動させること
ができ、従ってその所要段数が洛かに少なくなる。ヒル
ベルト変換段３０及び３１の出力は、ＳＳＢ信号の下側
波帯復調を行うための加算回路３２、及びＳＳＢ信号の
上側波帯復調を行なうための減算回路３３に供給し、こ
れら復調の選択は加算回路３２および減算回路３３に結
合したスイッチ３４の走査によって行う。
遅延に対応する量だけ信号を遅延する遅延回路網で構成
したゼロ位相推移段である。デシメイティングフィルタ
２８及び２９並びにヒルベルト変換段３０はトランスバ
ーザルフィルタの如き有限インパルス応答（ＦＩＲ）
フィルタとして構成する。フィルタ２８及び２９におい
て信号のデシメイティングを行うことによりヒルベルト
変換段３０は低いサンプリング周波数で作動させること
ができ、従ってその所要段数が洛かに少なくなる。ヒル
ベルト変換段３０及び３１の出力は、ＳＳＢ信号の下側
波帯復調を行うための加算回路３２、及びＳＳＢ信号の
上側波帯復調を行なうための減算回路３３に供給し、こ
れら復調の選択は加算回路３２および減算回路３３に結
合したスイッチ３４の走査によって行う。
これらの加算回路における加算又は減算回路における減
算後ディジタル和（又は差）信号はディジタル・アナロ
グ・コンバータ（以下Ｄ／Ａコンパークと称す）３６に
よりアナログ信号に再変換され、このＤ／Δコンバータ
の出ツノはローパスフィルタ３８に供給する。所要に応
じＤ／Δコンバーク３６の前段に内挿フィルタ３５を設
けることができる。
算後ディジタル和（又は差）信号はディジタル・アナロ
グ・コンバータ（以下Ｄ／Ａコンパークと称す）３６に
よりアナログ信号に再変換され、このＤ／Δコンバータ
の出ツノはローパスフィルタ３８に供給する。所要に応
じＤ／Δコンバーク３６の前段に内挿フィルタ３５を設
けることができる。
内挿フィルタ３５を使用することによる利点は、周期的
反復周波数成分がベースバンドから−＠隔離間れるので
ローパスフィルタ３８に対する仕様を緩和できることで
ある。
反復周波数成分がベースバンドから−＠隔離間れるので
ローパスフィルタ３８に対する仕様を緩和できることで
ある。
本例受信機のディジタル作動部は適当にプログラムされ
たテキサスインスツルメンツ社製ＴＭＳ ３２０の如き
マイクロコンピュータによって構成することができる。
たテキサスインスツルメンツ社製ＴＭＳ ３２０の如き
マイクロコンピュータによって構成することができる。
ディジタル形式の動作により信号路２２及び２４間の完
全なトラッキングが達成される。
全なトラッキングが達成される。
本発明の復調器の動作の決定に際しては局部発振器周波
数及びデシメイティング係数を適切に選定してヒベルト
変換段３０がルーフインクフィルタ１８の帯域幅内の帯
域通過濾波特性を呈するようにする。
数及びデシメイティング係数を適切に選定してヒベルト
変換段３０がルーフインクフィルタ１８の帯域幅内の帯
域通過濾波特性を呈するようにする。
第４〜７図は異なる到来３３８周波数に対する下側波帯
（ＬＳＢ）及び」二側波帯（ｔｌｓＢ） チャンネルの
種々のフィルタ特性を示す。第４図はデシメイテインク
フィルタ２８及び２９におけるデシメイティングが行わ
れない場合の周期性フィルタ特性を示し、第５図はデシ
メイティング係数が４の場合を示す。
（ＬＳＢ）及び」二側波帯（ｔｌｓＢ） チャンネルの
種々のフィルタ特性を示す。第４図はデシメイテインク
フィルタ２８及び２９におけるデシメイティングが行わ
れない場合の周期性フィルタ特性を示し、第５図はデシ
メイティング係数が４の場合を示す。
これらの各表において上半分は上側波帯（Ｕｓｅ）減算
チャンネルに関連し、下半分は下側波帯（ＬＳＢ）加算
チャンネルに関連する。またこれらの表において記号Ｒ
ｕ５ｅは消去される上側波帯を示し、記号ＲＬＳＢは消
去される下側波帯を示し、記号ＩＮ■は反転を示す。
チャンネルに関連し、下半分は下側波帯（ＬＳＢ）加算
チャンネルに関連する。またこれらの表において記号Ｒ
ｕ５ｅは消去される上側波帯を示し、記号ＲＬＳＢは消
去される下側波帯を示し、記号ＩＮ■は反転を示す。
第６及び７図はデシメイテインク係数が３及び５の場合
の周期性フィルタ特性をそれぞれ示す。
の周期性フィルタ特性をそれぞれ示す。
これらのフィルタ特性から、デシメイティング係数が大
きくなる程周波数区分の幅が小さくなることが分かる。
きくなる程周波数区分の幅が小さくなることが分かる。
またこれらの表には、幾つかの有利な動作点として注目
することができる点が存在する。これにより、例えば、
２つの消去帯域間に特定の所望帯域が存在している場合
復調器のアナログ・プレフィルタリングの要件がかなり
緩和される。かかる有利な動作点は、奇数整数係数によ
るデシメイテインクを行うもの（第６及び７図に示した
如き）に対してだけ公称搬送周波数ｆＣ−（ｎ＋１／４
） Ｘ ｆＳに対応する領域に存在する。
することができる点が存在する。これにより、例えば、
２つの消去帯域間に特定の所望帯域が存在している場合
復調器のアナログ・プレフィルタリングの要件がかなり
緩和される。かかる有利な動作点は、奇数整数係数によ
るデシメイテインクを行うもの（第６及び７図に示した
如き）に対してだけ公称搬送周波数ｆＣ−（ｎ＋１／４
） Ｘ ｆＳに対応する領域に存在する。
通過帯域／消去帯域区分の幅を過小にするとヒルベルト
フィルタ特性がルーフインクフィルタ１８の通過帯域幅
内の通過帯域へ過度に迅速に戻るのでこれらの点の選択
度が低下し、従って受信機の性能が劣化する。通過帯域
区分の幅を過小にしない他の理由は、通過帯域区分の幅
が所望信号の帯域幅より狭くなるおそれがあるからであ
る。
フィルタ特性がルーフインクフィルタ１８の通過帯域幅
内の通過帯域へ過度に迅速に戻るのでこれらの点の選択
度が低下し、従って受信機の性能が劣化する。通過帯域
区分の幅を過小にしない他の理由は、通過帯域区分の幅
が所望信号の帯域幅より狭くなるおそれがあるからであ
る。
第８図は第１図に示した形式の復調器においてディジタ
ルフィルタ２１を設けず、デシメイティング係数を５と
しかつｆｓ（ｎ＋１／４）の公称中間周波数をルーフイ
ンクフィルタ通過帯域４０内の中央に設定した場合のこ
の復調器に対するフィルタレスポンス３９を示す。デシ
メイティングフィルタ通過帯域４２はルーフインクフィ
ルタ通過帯域４０より狭く、かつ通過帯域４０に対し対
称に位置する。またヒルベルトフィルタの特性４４も、
第８図の頂部に英字Δ〜Ｆで示した周波数区分につき前
記表で使用した記号と共に示しである。この図に示した
状態では、皮相的に十分な復調器の性能が次の唯一つの
チャンネルの小さい部分（ヒルベルトフィルタ特性４４
によって規定される）によって劣化され、区分Ｂはデシ
メイティングフィルタによって十分減衰されず、隣接チ
ャンネルは４０（ＩＢ Ｌか消去されない。この状態は
ディジタルフィルタ２１を設けることによって改善でき
る。代案としてｆｓの値を若干調整して、所望の上側波
帯（ＵＳＢ）がルーフインクフィルタ通過帯域特性４０
の中央に位置するが、不所望チャンネルＢが前記特性４
０の傾斜線の一層下方に低下し従って減衰されるように
することができる。
ルフィルタ２１を設けず、デシメイティング係数を５と
しかつｆｓ（ｎ＋１／４）の公称中間周波数をルーフイ
ンクフィルタ通過帯域４０内の中央に設定した場合のこ
の復調器に対するフィルタレスポンス３９を示す。デシ
メイティングフィルタ通過帯域４２はルーフインクフィ
ルタ通過帯域４０より狭く、かつ通過帯域４０に対し対
称に位置する。またヒルベルトフィルタの特性４４も、
第８図の頂部に英字Δ〜Ｆで示した周波数区分につき前
記表で使用した記号と共に示しである。この図に示した
状態では、皮相的に十分な復調器の性能が次の唯一つの
チャンネルの小さい部分（ヒルベルトフィルタ特性４４
によって規定される）によって劣化され、区分Ｂはデシ
メイティングフィルタによって十分減衰されず、隣接チ
ャンネルは４０（ＩＢ Ｌか消去されない。この状態は
ディジタルフィルタ２１を設けることによって改善でき
る。代案としてｆｓの値を若干調整して、所望の上側波
帯（ＵＳＢ）がルーフインクフィルタ通過帯域特性４０
の中央に位置するが、不所望チャンネルＢが前記特性４
０の傾斜線の一層下方に低下し従って減衰されるように
することができる。
第９図は、かかる態様においてｆＳを調整することによ
り隣接チャンネル上で６０［］Ｂの帯域消去が得られる
ことを示す。しかしこの方法ではＳＳＢ位相設定（フェ
ージング（ｐｈａｓｉｎｇ）） アルゴリズムにおける
符号を単に逆にするだけではＵＳＢ（区分Ｄ）及びＬＳ
Ｂ （区分Ｃ）（第８図）間の高速スイッチングを行う
ことができなくなり、その理由は」１記符号の適度によ
っては等しい隣接チャンネル分離が得られないからであ
る。更に、ｆｓの調整には周波数シンセサイザにふける
除算比を変更する必要があり、その際必ずしも普通の丸
められたか又ははんばのない数になるとは限らず、従っ
てｆ Ｓ（ｎ ＋ １／＝Ｉ）が常に所望の如く配置さ
れるようにすることはできない。
り隣接チャンネル上で６０［］Ｂの帯域消去が得られる
ことを示す。しかしこの方法ではＳＳＢ位相設定（フェ
ージング（ｐｈａｓｉｎｇ）） アルゴリズムにおける
符号を単に逆にするだけではＵＳＢ（区分Ｄ）及びＬＳ
Ｂ （区分Ｃ）（第８図）間の高速スイッチングを行う
ことができなくなり、その理由は」１記符号の適度によ
っては等しい隣接チャンネル分離が得られないからであ
る。更に、ｆｓの調整には周波数シンセサイザにふける
除算比を変更する必要があり、その際必ずしも普通の丸
められたか又ははんばのない数になるとは限らず、従っ
てｆ Ｓ（ｎ ＋ １／＝Ｉ）が常に所望の如く配置さ
れるようにすることはできない。
第１０図は、局部発振器周波数を調整して公称中間周波
数ｆｓ（ｎ＋１／４）がルーフインクフィルタ特性４０
の遮断点に来るようにした場合の総合特性を示す。
数ｆｓ（ｎ＋１／４）がルーフインクフィルタ特性４０
の遮断点に来るようにした場合の総合特性を示す。
第１１及び１２図は、デシメイティングフィルタの通過
帯域を緩和してヒルベルトフィルタがその隣接通過帯域
に入る箇所においてデシメイティングフィルタがその消
去帯域に到達するようにした構成に対する［ＪＳＢ及び
ＬＳＢを得るための復調器の選択度を示す。上側波帯及
び下側波帯間で切換を行うため公称中間周波数を２チャ
ンネル幅にわたり切換える必要があるので、ｆｓ（ｎ
＋ １／４）の周波数はルーフインクフィルタ特性４０
の縁部に維持し、即ちＵＳＢに対しては低い方の周波数
縁部に維持しく第１１図） 、ＬＳＢに対しては高い方
の周波数縁部に維持する（第１２図）。
帯域を緩和してヒルベルトフィルタがその隣接通過帯域
に入る箇所においてデシメイティングフィルタがその消
去帯域に到達するようにした構成に対する［ＪＳＢ及び
ＬＳＢを得るための復調器の選択度を示す。上側波帯及
び下側波帯間で切換を行うため公称中間周波数を２チャ
ンネル幅にわたり切換える必要があるので、ｆｓ（ｎ
＋ １／４）の周波数はルーフインクフィルタ特性４０
の縁部に維持し、即ちＵＳＢに対しては低い方の周波数
縁部に維持しく第１１図） 、ＬＳＢに対しては高い方
の周波数縁部に維持する（第１２図）。
デシメイテインク係数を５から３に低減することにより
、周波数区分の幅が広くなり、従って不所望チャンネル
がルーフインクフィルタ通過帯域特性４０の傾斜線の一
層下方に低下するか又はルーフインクフィルタの通過帯
外に配置されるから復調器の総合特性を改善することが
できる。
、周波数区分の幅が広くなり、従って不所望チャンネル
がルーフインクフィルタ通過帯域特性４０の傾斜線の一
層下方に低下するか又はルーフインクフィルタの通過帯
外に配置されるから復調器の総合特性を改善することが
できる。
十分な側波帯消去と共にＳＳＢ信号を得るための代替構
成ではディジタル処理フィルタ２１（第１図）を具える
。その場合第１３図に示す如く、ルーフインクフィルタ
特性４０およびデシメイティングフィルタ特性４２の通
過帯域は、例えば第８図に示した、ディジタルフィルタ
２１を有しない構成の場合の通過帯域とは異なる。ディ
ジタル・ブレプロセッシングフィルタ２１のレスポンス
は４５で示シてあり、図示の如くその通過帯域はヒルベ
ルトフィルタの一つの通過帯域の幅に対応し、かつＳＳ
Ｂでの良好な選択度のために所望される急峻な遮断特性
を有する。
成ではディジタル処理フィルタ２１（第１図）を具える
。その場合第１３図に示す如く、ルーフインクフィルタ
特性４０およびデシメイティングフィルタ特性４２の通
過帯域は、例えば第８図に示した、ディジタルフィルタ
２１を有しない構成の場合の通過帯域とは異なる。ディ
ジタル・ブレプロセッシングフィルタ２１のレスポンス
は４５で示シてあり、図示の如くその通過帯域はヒルベ
ルトフィルタの一つの通過帯域の幅に対応し、かつＳＳ
Ｂでの良好な選択度のために所望される急峻な遮断特性
を有する。
作動に当り無線周波フロントエンド１４のアナログ出力
はルーフインクフィルタ１８に供給する。このフィルタ
において濾波されたアナログ信号はＡ／Ｄコンバーク２
０においてディジタル化し、そのテ′イジタル出力をデ
ィジタルフィルタ２１において濾波する。ディジタルフ
ィルタ２１の出力をミキサ２６及び２７において混合す
るに当り周波数ｆｓを本例ではｆｃの４倍に選定してｆ
ｓ（ｎ ＋ １／４）がそれぞれルーフインクフィルタ
１８並びにデシメイティングフィルタ２８及び２９の通
過帯域につき対称に配置されるようにする。これらミキ
サの出力信号を信号路２２及び２４においてデシメイテ
ィング処理をした後ヒルベルト変換を行ってヒルベルト
変換信号を求め、前述した如く、その加算又は減算によ
り適正側波帯を得る。
はルーフインクフィルタ１８に供給する。このフィルタ
において濾波されたアナログ信号はＡ／Ｄコンバーク２
０においてディジタル化し、そのテ′イジタル出力をデ
ィジタルフィルタ２１において濾波する。ディジタルフ
ィルタ２１の出力をミキサ２６及び２７において混合す
るに当り周波数ｆｓを本例ではｆｃの４倍に選定してｆ
ｓ（ｎ ＋ １／４）がそれぞれルーフインクフィルタ
１８並びにデシメイティングフィルタ２８及び２９の通
過帯域につき対称に配置されるようにする。これらミキ
サの出力信号を信号路２２及び２４においてデシメイテ
ィング処理をした後ヒルベルト変換を行ってヒルベルト
変換信号を求め、前述した如く、その加算又は減算によ
り適正側波帯を得る。
上記の説明はＳＳＢ信号の復調についてのものである。
第１図に示した回路は、ディジタル・ブレプロセッシン
グフィルタ２１を省略しかつ信号路２２及び２４におけ
る点Ａ及びＡ′を異なるエンドステージに接続すること
によりＡＭ’、ＦＭ及びＳＳＢ信号に汎用の回路とする
ことができる。第２図はディジタル化ＦＭ信号を再生す
るための構成例を示す。
グフィルタ２１を省略しかつ信号路２２及び２４におけ
る点Ａ及びＡ′を異なるエンドステージに接続すること
によりＡＭ’、ＦＭ及びＳＳＢ信号に汎用の回路とする
ことができる。第２図はディジタル化ＦＭ信号を再生す
るための構成例を示す。
本例は端子Δ及びΔ′に結合され遅延τ−ｍ／ｆｓ（但
しｍは整数）を発生ずる遅延回路５０及び５２を具える
。それぞれ２個の入力端子を有するミキサ５４及び５６
を設け、これらミキサの一方の入力端子は遅延回路５０
及び５２の出力端子にそれぞれ接続し、かつ他方入力端
子は他方信号路における遅延されない信号を供給される
。ミキサ５４及び５６の出力は減算回路５８の入力端子
に結合し、この減算回路の出力端子からディジタル化Ｆ
Ｍ信号を導出し、この信号をＤ／Ａコンバーク３６に供
給してアナログ信号に変換した後ローパスフィルタ３８
において低域濾波する。
しｍは整数）を発生ずる遅延回路５０及び５２を具える
。それぞれ２個の入力端子を有するミキサ５４及び５６
を設け、これらミキサの一方の入力端子は遅延回路５０
及び５２の出力端子にそれぞれ接続し、かつ他方入力端
子は他方信号路における遅延されない信号を供給される
。ミキサ５４及び５６の出力は減算回路５８の入力端子
に結合し、この減算回路の出力端子からディジタル化Ｆ
Ｍ信号を導出し、この信号をＤ／Ａコンバーク３６に供
給してアナログ信号に変換した後ローパスフィルタ３８
において低域濾波する。
第３図はΔＭ小出力導出できる例を示し、本例では端子
Ａ及びＡ′における信号を自乗回路６０及び６２におい
て自乗し、これら自乗回路の出力を加算回路６４におい
て加算し、然る後得られた和信号を平方根回路６６に供
給して復調されたディジタルΔＭ信号を求め、このディ
ジタル信号をＤ ／ Ａコンバータ３６においてアナロ
グ信号に変換した後ローパスフィルタ３８において低域
濾波する。
Ａ及びＡ′における信号を自乗回路６０及び６２におい
て自乗し、これら自乗回路の出力を加算回路６４におい
て加算し、然る後得られた和信号を平方根回路６６に供
給して復調されたディジタルΔＭ信号を求め、このディ
ジタル信号をＤ ／ Ａコンバータ３６においてアナロ
グ信号に変換した後ローパスフィルタ３８において低域
濾波する。
本発明は、入力信号のアナログ信号を行い、■より大き
い奇数整数係数を用いるデシメイテインク′により、濾
波されたアナログ信号のディジタル濾波を行い、デシメ
イティングされた信号をヒルベルト濾波することにより
所望の選択度を得るという着想を基礎としている。この
方法によればルーフインクフィルタ１８の仕様を緩和で
きる。ＳＳＢ信号だけ復調するように復調器を構成した
場合には、ルーフインクフィルタ１８の通過帯域は緩や
かな勾配の単一チャンネル通過帯域となり、ディジタル
濾波を効果的に用いて急峻な勾配の側部が除去される。
い奇数整数係数を用いるデシメイテインク′により、濾
波されたアナログ信号のディジタル濾波を行い、デシメ
イティングされた信号をヒルベルト濾波することにより
所望の選択度を得るという着想を基礎としている。この
方法によればルーフインクフィルタ１８の仕様を緩和で
きる。ＳＳＢ信号だけ復調するように復調器を構成した
場合には、ルーフインクフィルタ１８の通過帯域は緩や
かな勾配の単一チャンネル通過帯域となり、ディジタル
濾波を効果的に用いて急峻な勾配の側部が除去される。
そしてルーフインクフィルタの仕様を緩和することによ
りアラインメント及び局部発振ドリフトの問題が除去さ
れる。
りアラインメント及び局部発振ドリフトの問題が除去さ
れる。
代案として復調器をマルチモード動作用に構成した場合
には、ルーフインクフィルタの通過帯域の幅を、最大偏
移ＦＭ信号を通過するに十分な大きさとする。かかる場
合にはディジタル濾波により、特にＳＳＢ信号を復調す
るとき更に濾波を行う効果的な方法が得られる。実際上
、ルーフインクフィルタ１８の帯域幅及びＡ／Ｄコンバ
ータ２０（第１図）におけるサンプリング周波数の間に
は、ルーフインクフィルタの帯域幅をサンプリング周波
数の半分（ｆｓ／２＞即ちナイキスト周波数より小さく
しなければならないという関係がある。ルーフインクフ
ィルタ１８の帯域幅は所定用途即ち単一モード又はマル
チモード動作用であるかによって特定され、これにより
所要のサンプリング周波数が示される。図示したマルチ
モード動作の場合ルーフインクフィルタ１８の帯域幅は
最大偏移Ｆ Ｍ信号を通過するよう選定し、これは約４
個のＳＳＢ側波帯に対応する。
には、ルーフインクフィルタの通過帯域の幅を、最大偏
移ＦＭ信号を通過するに十分な大きさとする。かかる場
合にはディジタル濾波により、特にＳＳＢ信号を復調す
るとき更に濾波を行う効果的な方法が得られる。実際上
、ルーフインクフィルタ１８の帯域幅及びＡ／Ｄコンバ
ータ２０（第１図）におけるサンプリング周波数の間に
は、ルーフインクフィルタの帯域幅をサンプリング周波
数の半分（ｆｓ／２＞即ちナイキスト周波数より小さく
しなければならないという関係がある。ルーフインクフ
ィルタ１８の帯域幅は所定用途即ち単一モード又はマル
チモード動作用であるかによって特定され、これにより
所要のサンプリング周波数が示される。図示したマルチ
モード動作の場合ルーフインクフィルタ１８の帯域幅は
最大偏移Ｆ Ｍ信号を通過するよう選定し、これは約４
個のＳＳＢ側波帯に対応する。
第１４図は実時間で作動するテキサス・インスツルメン
ツ社製ＴＭｓ３２０の如きマイクロコンピュータによっ
て行われる種々のディジタル動作の簡略化したフローチ
ャートを示す。プレ・デシメイティングフィルク２１は
省略され、かつＳＳＢ信号が再生されつつあると仮定す
る。
ツ社製ＴＭｓ３２０の如きマイクロコンピュータによっ
て行われる種々のディジタル動作の簡略化したフローチ
ャートを示す。プレ・デシメイティングフィルク２１は
省略され、かつＳＳＢ信号が再生されつつあると仮定す
る。
第１４図は復調器プログラムの基本動作を示す。
この図はループカウンタを使用して係数５でデシメイテ
ィングを行うことができるようにする態様を示す。デー
タ入力に対し４ Ｑ ｋ ）ｌ Ｚのサンプリング周波
数を使用すべきであるが、このようにするとヒルベルト
フィルタの構成が妥当な性能のためのものに対し非実用
的なものとなる。しかし４０ ｋ ｔｌ ｚのサンプリ
ング周波数を選択すると、直交混合を１０ｋＨｚと共に
容易に行うことができ、従って公称人力搬送波周波数が
１０ｋｌｌｚとなる。２つのチャンネルの帯域幅は３ｋ
ｌｌｚである。晟朗直交混合後に係数５でのデシメイテ
ィングを用いてサンプリング周波数を８ ｋＨｚに低下
させた場合、実用的なヒルベルトフィルタを構成するこ
とができ、かつ利用可能な処理時間を一層良好に使用で
きるようになる。
ィングを行うことができるようにする態様を示す。デー
タ入力に対し４ Ｑ ｋ ）ｌ Ｚのサンプリング周波
数を使用すべきであるが、このようにするとヒルベルト
フィルタの構成が妥当な性能のためのものに対し非実用
的なものとなる。しかし４０ ｋ ｔｌ ｚのサンプリ
ング周波数を選択すると、直交混合を１０ｋＨｚと共に
容易に行うことができ、従って公称人力搬送波周波数が
１０ｋｌｌｚとなる。２つのチャンネルの帯域幅は３ｋ
ｌｌｚである。晟朗直交混合後に係数５でのデシメイテ
ィングを用いてサンプリング周波数を８ ｋＨｚに低下
させた場合、実用的なヒルベルトフィルタを構成するこ
とができ、かつ利用可能な処理時間を一層良好に使用で
きるようになる。
第１４図においてブロック７０は、Ａ／Ｄコンバータか
らのサンプリングされたデータが２５μ秒毎に送出され
るようにするプログラムタイミングブロックである。こ
のデータはプロセッサステップ７２に読込まれる。ステ
ップ７４はサンプリングされたデータにつき２つの直交
チャンネルを生せしめる動作を示す。これは到来信号に
対し、１０ｋｌｌｚで局部的に発振する擬似局部発振器
の発振信号を乗算することによって達成する。その際、
一方のチャンネルは前記乗算から直接導出し、他方のチ
ャンネルは前記発振信号を９０°位相推移したものを乗
算することによって導出する。次のステップ７６ではミ
キサの出力端子における信号を、データ記憶装置におい
てデータを移動しかつ空き状態になった記憶位置を更新
することによって記憶する。ステップ７８ではカンウタ
のカウントを１だけ増大する。ステップ８０ではカウン
トが５であるか否かチェックし、その結果が否定（Ｎ）
であれば、カウントが５になるまで動作サイクルが反復
され、またカウントが５になり即ち上記結果が肯定（Ｙ
）になるとプログラムはステップ８２へ進む。ステップ
８２においてカウンタはゼロにリセットされ、ステップ
８４において、正しい位置にあるデータにデシメイティ
ングフィルタ係数を作用させる。ステップ８６はヒルベ
ルト変換動作を示し、ステップ８８は適正な側波帯を得
るための演算を示す。
らのサンプリングされたデータが２５μ秒毎に送出され
るようにするプログラムタイミングブロックである。こ
のデータはプロセッサステップ７２に読込まれる。ステ
ップ７４はサンプリングされたデータにつき２つの直交
チャンネルを生せしめる動作を示す。これは到来信号に
対し、１０ｋｌｌｚで局部的に発振する擬似局部発振器
の発振信号を乗算することによって達成する。その際、
一方のチャンネルは前記乗算から直接導出し、他方のチ
ャンネルは前記発振信号を９０°位相推移したものを乗
算することによって導出する。次のステップ７６ではミ
キサの出力端子における信号を、データ記憶装置におい
てデータを移動しかつ空き状態になった記憶位置を更新
することによって記憶する。ステップ７８ではカンウタ
のカウントを１だけ増大する。ステップ８０ではカウン
トが５であるか否かチェックし、その結果が否定（Ｎ）
であれば、カウントが５になるまで動作サイクルが反復
され、またカウントが５になり即ち上記結果が肯定（Ｙ
）になるとプログラムはステップ８２へ進む。ステップ
８２においてカウンタはゼロにリセットされ、ステップ
８４において、正しい位置にあるデータにデシメイティ
ングフィルタ係数を作用させる。ステップ８６はヒルベ
ルト変換動作を示し、ステップ８８は適正な側波帯を得
るための演算を示す。
ＦＭ及びΔＭ倍信号ディジタル化信号を得るための動作
ステップは第２及び３図の考察から自明であり、従って
これについてのフローチャートは図示を省略する。
ステップは第２及び３図の考察から自明であり、従って
これについてのフローチャートは図示を省略する。
ディジタル、プレプロセッシング・フィルタ２１を使用
する場合のフィルタは、Δ／Ｄコンバータ２０から時間
サンプルを供給される３０段トランスバーサルフィルタ
として構成する。新たに供給された時間ザンプルを記憶
した後、記憶した各時間ザンプルに対しそれぞれ個別の
フィルタ係数を乗算し、乗算結果を累算して直交関係ミ
キサ２６及び２７に供給すべき出力を発生させるように
する。乗算及び累算動作は、他の時間サンプルが供給さ
れた後に再び実行される。
する場合のフィルタは、Δ／Ｄコンバータ２０から時間
サンプルを供給される３０段トランスバーサルフィルタ
として構成する。新たに供給された時間ザンプルを記憶
した後、記憶した各時間ザンプルに対しそれぞれ個別の
フィルタ係数を乗算し、乗算結果を累算して直交関係ミ
キサ２６及び２７に供給すべき出力を発生させるように
する。乗算及び累算動作は、他の時間サンプルが供給さ
れた後に再び実行される。
ブレプロセッシングフィルタ２１を使用することにより
デシメイティングフィルタ２８及び２９に対する仕様を
緩和できるから、ブレプロセッシングフィルタを使 し
た場合には各デシメイテイングフィルタが８段のみ具え
ることを必要とするに過ぎなくなる。
デシメイティングフィルタ２８及び２９に対する仕様を
緩和できるから、ブレプロセッシングフィルタを使 し
た場合には各デシメイテイングフィルタが８段のみ具え
ることを必要とするに過ぎなくなる。
第１図は本発明の復調器の実施例を設けたスーパーへテ
ロダイン・ディジタルラジオ受信機の一例を示すブロッ
ク図、 第２図は第１図おけるＳＳＢ出力段と共に又はこれに代
えて使用できるＦＭ出力段の一例を示すブロック図、 第３図はＳＳＢ出ノツノ３段ＦＭ出力段の一方もしくは
双方と共に使用できるか、又はＳＳＢ出力段及びＦＭ出
力段の一方もしくは双方とは独立に使用できるＡＭ出力
段の一例を示すブロック図、第４〜７図はＵＳＢ又はＬ
Ｓ Ｂ信号に対するそれぞれ係数ゼロ、４．３．５で
のデシメイテイング動作説明図、 第８〜１２図はディジタル・プレデシメイテイング・フ
ィルタを設けない受信機のＳＳＢ信号信号選択 度８示す図、 第１３図はディジタル・プレデシメイティング・フィル
タを設けた受信機のＳＳＢ信号選択度を示す図、 第１４図は受信機のディジタル部をマイクロコンピュー
タを用いて実現した場合の動作説明図である。
ロダイン・ディジタルラジオ受信機の一例を示すブロッ
ク図、 第２図は第１図おけるＳＳＢ出力段と共に又はこれに代
えて使用できるＦＭ出力段の一例を示すブロック図、 第３図はＳＳＢ出ノツノ３段ＦＭ出力段の一方もしくは
双方と共に使用できるか、又はＳＳＢ出力段及びＦＭ出
力段の一方もしくは双方とは独立に使用できるＡＭ出力
段の一例を示すブロック図、第４〜７図はＵＳＢ又はＬ
Ｓ Ｂ信号に対するそれぞれ係数ゼロ、４．３．５で
のデシメイテイング動作説明図、 第８〜１２図はディジタル・プレデシメイテイング・フ
ィルタを設けない受信機のＳＳＢ信号信号選択 度８示す図、 第１３図はディジタル・プレデシメイティング・フィル
タを設けた受信機のＳＳＢ信号選択度を示す図、 第１４図は受信機のディジタル部をマイクロコンピュー
タを用いて実現した場合の動作説明図である。
Claims (1)
- 【特許請求の範囲】 １、ＳＳＢ信号を復調するに当り、入力信号をアナログ
濾波し、濾波したアナログ信号を１より大きい奇数整数
係数を用いたデシメイティングによりディジタル濾波し
、デシメイティングによって得た信号をヒルベルト濾波
して所要選択度を得ることを特徴とするＳＳＢ信号復調
方法。 ２、ＳＳＢ信号を復調するに当り、アナログ信号をディ
ジタル化し、ディジタル化した信号を直交関係混合手段
に供給し、１より大きい奇数整数係数を用いて直交関係
混合手段からの信号のデシメイティングを行い、デシメ
イティングによって得た信号をヒルベルト変換段対へ供
給し、ヒルベルト変換段対の出力を数学的に合成してＳ
ＳＢ信号を発生することを特徴とするＳＳＢ信号復調方
法。 ３、前記ディジタル化した信号を、アナログ信号をディ
ジタル化する際に用いるサンプリング周波数に数学的に
関連する局部発振器信号の直交成分と混合する特許請求
の範囲第２項記載の復調方法。 ４、局部発振器信号がｆ＿ｓ（ｎ±ｘ／４）であり、こ
こでｆ＿ｓがサンプリング周波数であり、ｎがゼロ又は
整数であり、かつｘが１又は３である特許請求の範囲第
３項記載の復調方法。 ５、ｎがゼロでありかつｘが１である特許請求の範囲第
４項記載の復調方法。 ６、ｎが１１でありかつｘが１である特許請求の範囲第
４項記載の復調方法。 ７、アナログ信号を、ディジタル化以前に帯域制限する
特許請求の範囲第２乃至６項中のいずれか一項記載の復
調方法。 ８、前記帯域制限した信号をルーフィングフィルタにお
ける帯域通過濾波によって求め、かつ前記帯域制限した
信号の公称中間周波数をルーフィングフィルタの通過帯
域と、各直交関係混合手段の出力端に結合した濾波手段
の通過帯域との中央に配置する特許請求の範囲第７項記
載の復調方法。 ９、前記帯域制限した信号をルーフィングフィルタにお
ける帯域通過濾波によって求め、かつ前記帯域制限した
信号の公称中間周波数をルーフィングフィルタの通過帯
域の遮断点、及び各直交関係混合手段の出力端に結合し
た濾波手段の通過帯域のほぼ中央に配置する特許請求の
範囲第７項記載の復調方法。 １０、ディジタル化し帯域制限した信号を、直交関係混
合手段へ供給する以前にディジタル濾波する特許請求の
範囲第７乃至９項中のいずれか一項記載の復調方法。 １１、エイリアジングを除去するためデシメイティング
以前に信号を濾波する特許請求の範囲第２乃至１０項中
のいずれか一項記載の復調方法。 １２、アナログ信号のディジタル化手段と、ディジタル
化手段に結合した直交関係混合手段と、各直交関係混合
手段に結合され各直交関係混合手段からの信号に対し１
より大きい奇数整数係数によりデシメイティングを行う
デシメイティング手段と、デシメイティング手段に結合
したヒルベルト変換投射と、ヒルベルト変換投射の出力
を数学的に合成してＳＳＢ信号を発生する数学的合成手
段とを具えたことを特徴とするＳＳＢ復調器。 １３、直交関係混合手段に結合した局部発振手段を設け
て周波数ｆ＿ｓ（ｎ±ｘ／４）の信号を発生させ、ここ
でｆ＿ｓがアナログ信号のディジタル化に使用するサン
プリング周波数、ｎがゼロ又は整数であり、ｘが１又は
３である特許請求の範囲第１２項記載の復調器。 １４、直交関係混合手段に結合した局部発振手段を設け
て周波数ｆ＿ｓ／４の信号を発生させ、ここでｆ＿ｓが
アナログ信号のディジタル化に使用するサンプリング周
波数である特許請求の範囲第１２項記載の復調器。 １５、アナログ信号の帯域制限手段を具える特許請求の
範囲第１２、１３又は１４項記載の復調器。 １６、直交関係混合手段の出力を濾波する濾波手段を具
え、該濾波手段がエイリアジングを防止する帯域幅を有
する特許請求の範囲第１２乃至１５項中のいずれか一項
記載の復調器。 １７、ディジタル化手段の出力端に接続したディジタル
、プレプロセッシング・フィルタを具える特許請求の範
囲第１２乃至１６項中のいずれか一項記載の復調器。 １８、ＳＳＢ信号を復調するに当り、入力信号をアナロ
グ濾波し、濾波したアナログ信号を１より大きい奇数整
数係数を用いたデシメイティングによりディジタル濾波
し、デシメイティングによって得た信号をヒルベルト濾
波して所要選択度を得るＳＳＢ信号復調方法を実施する
ためのＳＳＢ復調器において、デシメイティング及びヒ
ルベルト濾波機能を、プログラムされたマイクロコンピ
ュータを用いて遂行する構成としたことを特徴とするＳ
ＳＢ復調器。 １９、ＳＳＢ信号を復調するに当り、アナログ信号をデ
ィジタル化し、ディジタル化した信号を直交関係混合手
段に供給し、１より大きい奇数整数係数を用いて直交関
係混合手段からの信号のデシメイティングを行い、デシ
メイティングによって得た信号をヒルベルト変換段対へ
供給し、ヒルベルト変換段対の出力を数学的に合成して
ＳＳＢ信号を発生するＳＳＢ信号復調方法を実施するた
めのＳＳＢ復調器において、デシメイティング及びヒル
ベルト濾波機能を、プログラムされたマイクロコンピュ
ータを用いて遂行する構成としたことを特徴とするＳＳ
Ｂ復調器。 ２０、アナログ信号のディジタル化手段と、ディジタル
化手段に結合した直交関係混合手段と、各直交関係混合
手段に結合され各直交関係混合手段からの信号に対し１
より大きい奇数整数係数によりデシメイティングを行う
デシメイティング手段と、デシメイティング手段に結合
したヒルベルト変換段対と、ヒルベルト変換段対の出力
を数学的に合成してＳＳＢ信号を発生する数学的合成手
段とを具えたＳＳＢ復調器を設けたことを特徴とする受
信機。
Applications Claiming Priority (2)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| GB8514824 | 1985-06-12 | ||
| GB08514824A GB2176356A (en) | 1985-06-12 | 1985-06-12 | Method of, and demodulator for, digitally demodulating an ssb signal |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS61288604A true JPS61288604A (ja) | 1986-12-18 |
| JP2588510B2 JP2588510B2 (ja) | 1997-03-05 |
Family
ID=10580605
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP61135110A Expired - Lifetime JP2588510B2 (ja) | 1985-06-12 | 1986-06-12 | Ｓｓｂ信号復調方法及び復調器 |
Country Status (7)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US4803700A (ja) |
| EP (1) | EP0206402B1 (ja) |
| JP (1) | JP2588510B2 (ja) |
| AU (1) | AU5858686A (ja) |
| DE (1) | DE3682625D1 (ja) |
| DK (1) | DK166242C (ja) |
| GB (1) | GB2176356A (ja) |
Cited By (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
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