JP4310600B2 - 受信回路および受信用集積回路 - Google Patents
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Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】
この発明は、受信回路および受信用集積回路に関する。
【０００２】
【従来の技術】
アメリカにおけるデジタル音声放送はＤＡＲと呼ばれているが、このＤＡＲは、車両に搭載した受信機でも安定な受信ができるようにするため、衛星波と地上波とを併用している。
【０００３】
すなわち、ＤＡＲにおいては、2.3ＧHz帯が使用され、図６Ｂに示すように、 ２つのサービスが放送される。このとき、サービスのそれぞれは、12.5ＭHzの周波数帯域を使用する。そして、図６Ａにも示すように、１つのサービスは２つのアンサンブルＡ、Ｂから構成され、これらアンサンブルＡ、Ｂのそれぞれは50チャンネルの番組（コンテンツ）を提供する。したがって、１つのサービスが100 チャンネルの番組を提供することになる。
【０００４】
そして、アンサンブルＡは、信号Ａ1、Ａ2、Ａ3によりそれぞれ放送され、ア ンサンブルＢは、信号Ｂ1、Ｂ2、Ｂ3によりそれぞれ放送される。つまり、信号 Ａ1、Ａ2、Ａ3の内容は互いに同一であり、信号Ｂ1、Ｂ2、Ｂ3の内容も互いに同一である。したがって、信号Ａ1、Ａ2、Ａ3のどれかを受信できれば、アンサン ブルＡの番組を聴取できることになり、同様に信号Ｂ1、Ｂ2、Ｂ3のどれかを受 信できれば、アンサンブルＢの番組を聴取できることになる。
【０００５】
なお、信号Ａ1〜Ａ3、Ｂ1〜Ｂ3は、図６Ａにも示すように、周波数順に、信号Ａ1、Ａ2、Ａ3、Ｂ3、Ｂ2、Ｂ1のように配列され、信号Ａ3と信号Ｂ3との中央の周波数ｆCを中心にして、信号Ａ1、Ａ2、Ａ3と、信号Ｂ3、Ｂ2、Ｂ1とは対称に 配置されている。
【０００６】
そして、信号Ａ1、Ａ2、Ｂ1、Ｂ2はＱＰＳＫ信号であり、信号Ａ1、Ｂ1は、アメリカ西部の上空の放送衛星ＢＳ1から送信され、信号Ａ2、Ｂ2は、アメリカ東 部の上空の放送衛星ＢＳ2から送信される（厳密には、衛星ＢＳ1、ＢＳ2は、ア メリカ西部および東部に対応する経度であって赤道の上空に位置する）。また、信号Ａ3、Ｂ3はＯＦＤＭ信号であり、地上のアンテナから送信される。
【０００７】
したがって、信号Ａ1、Ａ2、Ｂ1、Ｂ2は衛星波であるとともに、衛星ＢＳ1、 ＢＳ2によりダイバーシティ効果が得られるので、アメリカ全域で放送を聴取で きる。また、高層ビルなどがあると、電波が遮られることもあるが、これは地上波の信号Ａ3、Ｂ3により補われる。したがって、車両に搭載した受信機であって車両の走行につれて電波状態が大きく変化する場合でも、良好に放送を受信することができる。
【０００８】
そして、ＤＡＲは、上述のように信号Ａ1〜Ｂ3が周波数分割により放送されているので、その受信機は例えば図７に示すように構成される。なお、以下の説明においては、簡単のため、図８Ａに示すように、信号Ａ1、Ａ2をまとめて信号Ａ12とし、信号Ｂ1、Ｂ2をまとめて信号Ｂ12とする。
【０００９】
すなわち、図７において、信号Ａ12、Ａ3、Ｂ12、Ｂ3がアンテナ１１により受信され、その受信信号Ａ12〜Ｂ3が、バンドパスフィルタ１２および高周波アン プ１３を通じて第１ミキサ回路１４に供給されるとともに、第１局部発振回路１５から第１局部発振信号ＳLOが第１ミキサ回路１４に供給され、信号Ａ12〜Ｂ3 は第１中間周波信号に周波数変換される。
【００１０】
そして、アンサンブルＡを聴取する場合には（信号Ａ1〜Ａ3が必要な場合には）、図８Ａに実線で示すように、第１局部発振信号ＳLOは、信号Ａ12、Ａ3より も低い所定の周波数ｆLとされる。したがって、図８Ｂに示すように、信号Ａ12 は第１中間周波信号ＳIF12（中間周波数ｆIF12）に周波数変換され、信号Ａ3は 第１中間周波信号ＳIF3（中間周波数ｆIF3）に周波数変換され、信号Ｂ12、Ｂ3 は第１中間周波信号ＳIF45、ＳIF6に周波数変換される。
【００１１】
なお、イメージ特性を考慮すると、第１中間周波数ｆIF12、ｆIF3をあまり低 くすることはできないが、放送には2.3ＧHzの周波数帯が使用されているので、 第１中間周波数ｆIF12、ｆIF3は、100ＭHz以上とされる。例えば、
ｆIF12≒113ＭHz、ｆIF3≒116ＭHz
とされる。
【００１２】
また、アンサンブルＢを聴取する場合には（信号Ｂ1〜Ｂ3が必要な場合には）、図８Ａに破線で示すように、第１局部発振信号ＳLOは、信号Ｂ12、Ｂ3よりも 高い所定の周波数ｆHとされる。したがって、図８Ｃに示すように、信号Ｂ12は 第１中間周波信号ＳIF12（中間周波数ｆIF12）に周波数変換され、信号Ｂ3は第 １中間周波信号ＳIF3（中間周波数ｆIF3）に周波数変換され、信号Ａ12、Ａ3は 第１中間周波信号ＳIF45、ＳIF6に周波数変換される。
【００１３】
そこで、アンサンブルＡ、Ｂのどちらを聴取する場合も、中間周波信号ＳIF12〜ＳIF6が、第１中間周波フィルタ用のバンドパスフィルタ２１Ｌに供給されて 中間周波信号ＳIF12が取り出される。そして、この信号ＳIF12が第２ミキサ回路２２Ｌに供給されるとともに、第２局部発振回路２３から所定の周波数の第２局部発振信号が取り出され、この信号がミキサ回路２２Ｌに供給されて信号ＳIF12は第２中間周波信号に周波数変換される。そして、この信号がＡＧＣ用の可変利得アンプ２４Ｌを通じて復調回路２５Ｌに供給されて目的とする番組のデジタルオーディオ信号が復調され、この信号が合成回路２６に供給される。
【００１４】
また、ミキサ回路１４からの信号ＳIF12〜ＳIF6が、第１中間周波フィルタ用 のバンドパスフィルタ２１Ｈに供給されて中間周波信号ＳIF3が取り出される。 そして、この信号ＳIF3が第２ミキサ回路２２Ｈに供給されるとともに、第２局 部発振回路２３からの第２局部発振信号がミキサ回路２２Ｈに供給されて信号ＳIF3は第２中間周波信号に周波数変換される。そして、この信号がＡＧＣ用の可 変利得アンプ２４Ｈを通じて復調回路２５Ｈに供給されて目的とする番組のデジタルオーディオ信号が復調され、この信号が合成回路２６に供給される。
【００１５】
そして、合成回路２６において、復調回路２５Ｌからの信号と、復調回路２５Ｈからの信号とが選択あるいは合成されて出力端子２７に取り出される。
【００１６】
したがって、第１局部発振信号ＳLOの周波数を、周波数ｆLあるいは周波数ｆHに切り換えることにより、端子２７には、アンサンブルＡのデジタル信号あるいはアンサンブルＢのデジタル信号が出力されることになる。
【００１７】
そして、そのとき、アンサンブルＡの受信時であれば、受信信号Ａ12から復調されたデジタル信号と、受信信号Ａ3から復調されたデジタル信号とが、選択あ るいは合成されて端子２７に取り出されるので、受信条件にかかわらずエラーの少ないデジタル信号を得ることができる。また、アンサンブルＢの受信時にも、同様の理由により受信条件にかかわらずエラーの少ないデジタル信号を得ることができる。
【００１８】
【発明が解決しようとする課題】
ところが、上述の受信機においては、アンサンブルを、アンサンブルＡからアンサンブルＢに切り換える場合、第１局部発振信号ＳLOの周波数を、周波数ｆL から周波数ｆHに変更する必要があり、すなわち、図８からも明かなように、第 １局部発振信号ＳLOの周波数を、信号Ａ1〜Ｂ3のサービスの占有帯域幅12.5ＭHzよりも大きく変更する必要がある。また、アンサンブルを、アンサンブルＢからアンサンブルＡに切り換える場合も同様である。
【００１９】
しかし、この周波数の変化量は、その周波数ｆL、ｆHの10％以上である。しかも、第１局部発振回路１５をＰＬＬにより構成するとき、そのＰＬＬのＶＣＯの発振周波数の変化範囲には、余裕を見る必要がある。このため、そのＶＣＯの共振素子を切り換え可能にするなどしてＶＣＯの発振周波数の変化範囲を広げる必要があり、その結果、構成が複雑になったり、局部発振信号ＳLOの位相ノイズ特性が低下してデジタル信号のエラーレイトが悪化したりしてしまう。
【００２０】
また、第１局部発振回路１５をＰＬＬにより構成するかぎり、その周波数の変更に時間が必要であり、その切り換え期間、アンサンブルを受信できない。
【００２１】
さらに、第１中間周波数ｆIF12、ｆIF3が上記のように100ＭHz以上と高くなるとともに、フィルタ２１Ｌ、２１Ｈは、図８Ｂ、Ｃに示すように、密集している信号の中から第１中間周波信号ＳIF12、ＳIF3を取り出す必要があるので、フィ ルタ２１Ｌ、２１Ｈは、ＳＡＷフィルタにより構成することになる。このため、コストが上昇するとともに、回路をＩＣ（集積回路）化したとき、そのＳＡＷフィルタがＩＣに外付けとなってしまう。さらに、受信機の小型化の妨げとなってしまう。
【００２２】
また、復調回路２５Ｌ、２５Ｈの復調をデジタル処理により実行する場合には、その復調回路２５Ｌ、２５Ｈに供給される中間周波信号を、デジタル処理が可能な周波数にしなければならず、そのためには、図７にも示すように、受信方式をダブルコンバージョン方式にする必要があり、構成が複雑になるとともに、部品点数も増加する。
【００２３】
この発明は、以上のような問題点を解決しようとするものである。
【００２４】
【課題を解決するための手段】
この発明においては、
第１の複数の番組の信号を有する第１の信号と、この第１の信号と同一の内容の第２の信号とが周波数多重化されて第１のアンサンブルが構成され、
第２の複数の番組の信号を有する第３の信号と、この第３の信号と同一の内容の第４の信号とが周波数多重化されて第２のアンサンブルが構成され、
上記第１のアンサンブルと、上記第２のアンサンブルとが周波数多重化されて送信されるとき、この多重化信号を受信し、
この受信信号から上記第１のアンサンブルおよび上記第２のアンサンブルのうちのいずれかの番組の信号を取り出すようにした受信回路である場合に、
周波数が上記第１のアンサンブルと上記第２のアンサンブルとの中心の周波数であって、位相が互いに90°異なる第１および第２の局部発振信号を形成する回路と、
上記受信信号を、上記第１の局部発振信号により第１の中間周波信号に周波数変換する第１のミキサ回路と、
上記受信信号を、上記第２の局部発振信号により第２の中間周波信号に周波数変換する第２のミキサ回路と、
上記第１の中間周波信号が供給される第１の移相回路と、
上記第２の中間周波信号が供給されるとともに、移相量が上記第１の移相回路とは90°異なる第２の移相回路と、
上記第１の移相回路の出力信号と、上記第２の移相回路の出力信号との加算を行う加算回路と、
この加算回路の出力信号から上記第１あるいは第３の信号を取り出す第１の中間周波フィルタと、
上記加算回路の出力信号から上記第２あるいは第４の信号を取り出す第２の中間周波フィルタと、
これら第１および第２の中間周波フィルタの出力信号がそれぞれ供給される第１および第２の復調回路と、
これら第１および第２の復調回路の復調出力を選択あるいは合成して出力する合成回路と、
上記第１および第２の局部発振信号の一方の信号の位相を、正転あるいは反転させる回路と
を有するとともに、
上記第１および第２の移相回路と、上記加算回路とはポリフェイズフィルタにより構成し、
上記正転あるいは反転を切り換えることにより、上記合成回路に供給される復調出力を、上記第１のアンサンブルにおける信号の復調出力と、上記第２のアンサンブルにおける信号の復調出力とに切り換えるとともに、
上記合成回路において、上記第１の復調回路の復調出力あるいは上記第２の復調回路の復調出力を、上記第１および第２のアンサンブルにおける該当する信号の受信状況に応じて選択あるいは合成して取り出す
ようにした受信回路
とするものである。
【００２５】
【発明の実施の形態】
図１は、この発明の前提となるＤＡＲ受信回路の基本的な構成の一例を示すもので、鎖線で囲った部分３０が１チップＩＣ化される。そして、信号Ａ1〜Ａ3、Ｂ1〜Ｂ3がアンテナ５１により受信され、その受信信号Ａ1〜Ｂ3が、例えば、ＳＡＷフィルタにより構成され、通過帯域幅が25ＭHzのバンドパスフィルタ５２を通じ、さらに、高周波アンプ３１を通じてミキサ回路３２Ｉ、３２Ｑに供給される。
【００２６】
また、局部発振回路３３において、図２Ａに示すように、信号Ａ3と信号Ｂ3との中央の周波数ｆCに等しい周波数の発振信号ＳLOが形成され、この信号ＳLOが 位相処理回路３４に供給されて周波数は値ｆCのままで、位相が互いに90°異な る２つの局部発振信号ＳLI、ＳLQが形成され、これら信号ＳLI、ＳLQがミキサ回路３２Ｉ、３２Ｑにそれぞれ供給される。
【００２７】
ここで、以下の説明においては、簡単のため、図２Ａに示すように、信号ＳA は信号Ａ1〜Ａ3のそれぞれを代表し、信号ＳBは信号Ｂ1〜Ｂ3のそれぞれを代表 するものとする。つまり、ＳA＝Ａ1、ＳA＝Ａ2、あるいはＳA＝Ａ3であり、ＳB ＝Ｂ1、ＳB＝Ｂ2、あるいはＳB＝Ｂ3であるとする。そして、
ＳA＝ＥA・sinωAｔ
ＳB＝ＥB・sinωBｔ
ＥA：信号ＳAの振幅
ＥB：信号ＳBの振幅
ωA：信号ＳAの角周波数
ωB：信号ＳBの角周波数
とする。また、
ＳLI＝ＥL・sinωCｔ
ＳLQ＝ＥL・cosωCｔ
ＥL：信号ＳLI、ＳLQの振幅
ωC＝２πｆC
とする。
【００２８】
すると、ミキサ回路３２Ｉ、３２Ｑからは、次のような信号ＳIFI、ＳIFQが取り出される。すなわち、
ＳIFI＝（ＳA＋ＳB）×ＳLI
＝ＥA・sinωAｔ×ＥL・sinωCｔ
＋ＥB・sinωBｔ×ＥL・sinωCｔ
＝α｛cos（ωA−ωC）ｔ−cos（ωA＋ωC）ｔ｝
＋β｛cos（ωB−ωC）ｔ−cos（ωB＋ωC）ｔ｝
ＳIFQ＝（ＳA＋ＳB）×ＳLQ
＝ＥA・sinωAｔ×ＥL・cosωCｔ
＋ＥB・sinωBｔ×ＥL・cosωCｔ
＝α｛sin（ωA＋ωC）ｔ＋sin（ωA−ωC）ｔ｝
＋β｛sin（ωB＋ωC）ｔ＋sin（ωB−ωC）ｔ｝
α＝ＥA・ＥL／２
β＝ＥB・ＥL／２
の信号ＳIFI、ＳIFQが取り出される。
【００２９】
そして、後述するように、これら信号ＳIFI、ＳIFQのうち、角周波数（ωA− ωC）、（ωB−ωC）の信号成分が中間周波信号として使用され、角周波数（ωA＋ωC）、（ωB＋ωC）の信号成分は、中間周波フィルタにより除去されるので 、簡単のため、その除去される角周波数（ωA＋ωC）、（ωB＋ωC）の信号成分を無視すると、上式は、
ＳIFI＝α・cos（ωA−ωC）ｔ＋β・cos（ωB−ωC）ｔ
ＳIFQ＝α・sin（ωA−ωC）ｔ＋β・sin（ωB−ωC）ｔ
となる。
【００３０】
そして、このとき、信号ＳAについて、
ωA＝ωC−Δω
とすれば、図２Ａにも示すように、信号ＳAと、信号ＳBとは、周波数ｆCを中心 にして対称に分布しているので、
ωB＝ωC＋Δω
となる。
【００３１】
そこで、これらの式を信号ＳIFI、ＳIFQの式に代入すると、
となる。
【００３２】
そして、これら信号ＳIFI、ＳIFQが、移相回路３５Ｉ、３５Ｑに供給される。この移相回路３５Ｉ、３５Ｑは、例えば、コンデンサ、抵抗器およびオぺアンプを使用したアクティブフィルタにより構成され、移相回路３５Ｉが信号ＳIFIを 値φ（φは任意の値）だけ移相するとともに、移相回路３５Ｑが信号ＳIFQを値 （φ＋90°）だけ移相するものである。
【００３３】
こうして、移相回路３５Ｉ、３５Ｑにより、信号ＳIFQが信号ＳIFIに対して90°進相されて、
とされる。したがって、信号ＳIFIと、信号ＳIFQとの間では、信号成分α・cos Δωｔは互いに逆相であり、信号成分β・cocΔωｔは互いに同相である。
【００３４】
そして、これら信号ＳIFI、ＳIFQが加減算回路３６に供給されるとともに、端子３７から加減算回路３６に制御信号ＳSWが供給される。この制御信号ＳSWは、アンサンブルＡの番組を聴取するときには、加減算回路３６が減算回路として動作し、アンサンブルＢの番組を聴取するときには、加減算回路３６が加算回路として動作するように、加減算回路３６の動作を制御するものである。
【００３５】
したがって、加減算回路３６からは、制御信号ＳSWに対応して以下のような信号ＳIFが取り出される。すなわち、減算時には、
が取り出され、加算時には、
が取り出される。
【００３６】
ここで、減算時に得られる信号ＳIF＝ＥL・ＥA・cosΔωｔは、図２Ｂにも示 すように、信号ＳAを受信したときの中間周波信号にほかならず、この信号ＳIF に含まれる信号ＳIF1〜ＳIF3は、信号Ａ1〜Ａ3の中間周波信号である。また、加算時に得られる信号ＳIF＝ＥL・ＥB・cosΔωｔは、図２Ｃにも示すように、信 号ＳBを受信したときの中間周波信号にほかならず、この信号ＳIFに含まれる信 号ＳIF1〜ＳIF3は、信号Ｂ1〜Ｂ3の中間周波信号である。
【００３７】
そこで、この信号ＳIFが、例えば図２Ｂ、Ｃに破線で示すような通過特性を有する中間周波フィルタ用のバンドパスフィルタ４１Ｈに供給され、地上波の信号Ａ3あるいはＢ3の中間周波信号ＳIF3が取り出される。なお、このとき、フィル タ４１Ｈにより、中間周波信号ＳIF1、ＳIF2および上述した角周波数（ωA＋ωC）、（ωB＋ωC）の信号成分は除去される。
【００３８】
そして、この中間周波信号ＳIF3が、ＡＧＣ用の可変利得アンプ４２Ｈを通じ て復調回路４３Ｈに供給されて目的とする番組のデジタルオーディオ信号が復調され、この信号が合成回路４４に供給される。
【００３９】
また、加減算回路３６からの信号ＳIFが、例えば図２Ｂ、Ｃに破線で示すような通過特性を有する中間周波フィルタ用のバンドパスフィルタ４１Ｌに供給され、衛星波の信号Ａ1、Ａ2あるいはＢ1、Ｂ2の中間周波信号ＳIF2、ＳIF1が取り出される。なお、このとき、フィルタ４１Ｌにより、中間周波信号ＳIF3および上 述した角周波数（ωA＋ωC）、（ωB＋ωC）の信号成分は除去される。
【００４０】
そして、この中間周波信号ＳIF2、ＳIF1が、ＡＧＣ用の可変利得アンプ４２Ｌを通じて復調回路４３Ｌに供給されて目的とする番組のデジタルオーディオ信号が復調され、この信号が合成回路４４に供給される。
【００４１】
そして、合成回路４４において、復調回路４３Ｈからのデジタル信号と、復調回路４３Ｌからのデジタル信号とが、信号Ａ1〜Ｂ3の受信状況に応じて選択あるいは合成されて出力端子４５に取り出される。
【００４２】
また、このとき、復調回路４３Ｈ、４３Ｌから中間周波信号の一部がレベル検出回路４６Ｈ、４６Ｌに供給されてＡＧＣ電圧が形成され、これらＡＧＣ電圧がアンプ４２Ｈ、４２Ｌに利得の制御信号として供給されてＡＧＣが行われる。
【００４３】
さらに、衛星波は比較的レベル変動が少ないが、地上波は比較的レベル変動が大きいので、高周波アンプ３１が可変利得アンプとされるとともに、レベル検出回路４６Ｈから得られるＡＧＣ電圧がアンプ３１に利得の制御信号として供給されてＡＧＣが行われる。
【００４４】
こうして、図１の受信回路によれば、ＤＡＲによる放送を受信することができるが、アンサンブルを、アンサンブルＡとアンサンブルＢとの間で切り換える場合に、局部発振信号ＳLI、ＳLQの周波数ｆCを変更する必要がないので、局部発 振回路３３は標準的な構成でよく、複雑になることがない。また、局部発振信号ＳLI、ＳLQの位相ノイズ特性が低下することがないので、デジタル信号のエラーレイトが悪化することもない。
【００４５】
さらに、アンサンブルを切り換える場合、加減算回路３６を加算動作あるいは減算動作に切り換えるだけでよいので、その切り換えを高速に行うことができ、局部発振周波数を変更するときのように、切り換え時にアンサンブルを受信できなくなることがない。
【００４６】
また、図２Ｂ、Ｃからも明かなように、中間周波信号ＳIFの占有帯域の上限周波数は１つのアンサンブルの帯域幅の1/2に等しく、フィルタ４１Ｈ、４１Ｌの 中心周波数は、1.3ＭHzおよび4.4ＭHz程度となるので、フィルタ４１Ｈ、４１Ｌをアクティブフィルタにより構成することができる。したがって、アンテナ入力段のバンドパスフィルタ５２を除いて、全体をＩＣ３０に１チップＩＣ化することができ、これによりコストの低減や受信機の小型化などに効果的である。
【００４７】
さらに、中間周波信号ＳIF3〜ＳIF1の中間周波数が数ＭHzと低いので、復調回路４３Ｈ、４３Ｌの復調をデジタル処理により実行する場合でも、例えば図１に示すように、受信方式はシングルコンバージョンでよく、構成が簡単になるとともに、部品点数も少なくなる。
【００４８】
この発明は、上述のような構成を基本とするＤＡＲ受信回路において、その受信特性をより適切に改善しようとするものである。
図３は、そのようなＤＡＲ受信回路の一例を示す。このＤＡＲ受信回路においては、局部発振信号ＳLQの位相を、アンサンブルＡの受信時とアンサンブルＢの受信時とで、正転あるいは反転することにより、常に信号ＳIFIと信号ＳIFQとを加算するものである。
【００４９】
すなわち、図３の受信回路においては、制御信号ＳSWが位相処理回路３４に位相の制御信号として供給され、局部発振信号ＳLQの位相は、
ＳLQ＝＋ＥL・cosωCｔ ・・・ アンサンブルＢの受信時
ＳLQ＝−ＥL・cosωCｔ ・・・ アンサンブルＡの受信時
のように制御される。なお、局部発振信号ＳLIの位相は、上記のように、
ＳA＝ＥA・sinωAｔ
であり、固定である。
【００５０】
そして、図１における加減算回路３６に代わって加算回路３８が設けられ、移相回路３５Ｉ、３５Ｑから出力される信号ＳIFI、ＳIFQが、加算回路３８に供給される。
【００５１】
このような構成によれば、ＳLQ＝＋ＥL・cosωCｔの場合には、加算回路３８ において、信号ＳIFIと信号ＳIFQとが加算されるので、図１の受信回路により説明したように、加算回路３８から取り出される信号ＳIFは、
となる。したがって、アンサンブルＢの番組を聴取することができる。
【００５２】
しかし、ＳLQ＝−ＥL・cosωCｔの場合には、移相回路３５Ｑの出力信号が信 号−ＳIFQとなる。したがって、加算回路３８において、信号ＳIFIと信号ＳIFQ とが減算されるので、図１の受信回路により説明したように、加算回路３８から取り出される信号ＳIFは、
となる。したがって、アンサンブルＡの番組を聴取することができる。
【００５３】
こうして、図３の受信回路においても、ＤＡＲによる放送を受信することができるが、特に図３の受信回路によれば、アンサンブルを、アンサンブルＡとアンサンブルＢとの間で切り換える場合、位相処理回路３４により局部発振信号ＳLQの位相を、正転あるいは反転するだけでよい。したがって、アンサンブルを素早く切り換えることができる。また、移相回路３５Ｉ、３５Ｑおよび加算回路３８をポリフェイズフィルタにより構成することができるので、信号ＳIFI、±ＳIFQの位相特性を改善することができる。
【００５４】
図４においては、中間周波信号ＳIFIの位相は、受信するアンサンブルにかか わらず一定であるが、中間周波信号ＳIFQの位相そのものを、アンサンブルＡの 受信時とアンサンブルＢの受信時とで正転あるいは反転するようにした場合である。
【００５５】
すなわち、ミキサ回路３２ＱがトランジスタＱ321〜Ｑ327によりダブルバランス型に構成され、アンプ３１から受信信号Ａ1〜Ａ3、Ｂ1〜Ｂ3がバランス型に取り出されてトランジスタＱ322、Ｑ323に供給されるとともに、位相処理回路３４から局部発振信号ＳLQがバランス型に取り出されてトランジスタＱ324、Ｑ327およびＱ325、Ｑ326に供給される。
【００５６】
したがって、ミキサ回路３２Ｑからは、中間周波信号ＳIFQがバランス型に取 り出される。すなわち、例えば、トランジスタＱ324、Ｑ326からは中間周波信号＋ＳIFQが取り出され、トランジスタＱ325、Ｑ327からは中間周波信号−ＳIFQが取り出される。
【００５７】
そして、この中間周波信号±ＳIFQが、切り換え回路３９に供給される。この 切り換え回路３９は、トランジスタＱ391〜Ｑ397によりバランス型に構成され、これに供給された中間周波信号±ＳIFQを、制御信号ＳSWにしたがって、そのま まの位相で、あるいは位相反転して移相回路３６Ｑに供給するものである。
【００５８】
すなわち、制御信号ＳSWにより、トランジスタＱ395がオンで、トランジスタ Ｑ396がオフの場合には、トランジスタＱ392、Ｑ393がオンになり、トランジス タＱ391、Ｑ394がオフになる。したがって、トランジスタＱ324、Ｑ326から取り出された中間周波信号＋ＳIFQが、トランジスタＱ392を通じて移相回路３６Ｑのバランス入力端の一方に供給される。また、トランジスタＱ325、Ｑ327から取り出された中間周波信号−ＳIFQが、トランジスタＱ393を通じて移相回路３６Ｑのバランス入力端の他方に供給される。
【００５９】
しかし、制御信号ＳSWにより、トランジスタＱ396がオンで、トランジスタＱ395がオフの場合には、トランジスタＱ391、Ｑ394がオンになり、トランジスタＱ392、Ｑ393がオフになる。したがって、トランジスタＱ324、Ｑ326から取り出された中間周波信号＋ＳIFQが、トランジスタＱ391を通じて移相回路３６Ｑのバランス入力端の他方に供給される。また、トランジスタＱ325、Ｑ327から取り出された中間周波信号−ＳIFQが、トランジスタＱ394を通じて移相回路３６Ｑのバランス入力端の一方に供給される。
【００６０】
したがって、制御信号ＳSWにより移相回路３６Ｑに供給される中間周波信号ＳIFQの位相が、正転あるいは反転されるので、加算回路３８からはアンサンブル ＡあるいはアンサンブルＢの中間周波信号ＳIFが出力される。そして、この場合、切り換え回路３９により中間周波信号ＳIFQの位相を正転あるいは反転するだ けでよいので、アンサンブルを素早く切り換えることができる。
【００６１】
なお、中間周波信号ＳIFIの位相は固定のままであるが、ミキサ回路３２Ｉか ら出力される中間周波信号ＳIFIを、切り換え回路３９と同様の構成の切り換え 回路を通じて移相回路３６Ｉに供給するとともに、その切り換え回路を固定しておくことができる。
【００６２】
図５は、図３における位相処理回路３４のうち、局部発振信号ＳLQの位相を切り換える部分の回路３４Ｑを示す。すなわち、ミキサ回路３２Ｑが図４において説明したようにダブルバランス型に構成され、アンプ３１から受信信号Ａ1〜Ａ3、Ｂ1〜Ｂ3がバランス型に取り出されてトランジスタＱ322、Ｑ323に供給される。
【００６３】
また、トランジスタＱ341〜Ｑ347により切り換え回路３４Ｑがダブルバランス型に構成され、一方の位相の局部発振信号＋ＳLQがトランジスタＱ345、Ｑ346に供給され、他方の位相の局部発振信号−ＳLQがトランジスタＱ344、Ｑ347に供給される。また、バランス型の制御信号ＳSWがトランジスタＱ342、Ｑ343に供給される。
【００６４】
そして、制御信号ＳSWにより、トランジスタＱ342がオンで、トランジスタＱ343がオフの場合には、トランジスタＱ344、Ｑ345がオンになり、トランジスタＱ346、Ｑ347がオフになる。したがって、局部発振信号＋ＳLQが、トランジスタＱ345を通じ、さらに、エミッタフォロワのトランジスタＱ349を通じてトランジスタＱ324、Ｑ327に供給される。また、局部発振信号−ＳLQが、トランジスタＱ344を通じ、さらに、エミッタフォロワのトランジスタＱ348を通じてトランジスタＱ325、Ｑ326に供給される。
【００６５】
しかし、制御信号ＳSWにより、トランジスタＱ343がオンで、トランジスタＱ342がオフの場合には、トランジスタＱ346、Ｑ347がオンになり、トランジスタＱ344、Ｑ345がオフになる。したがって、局部発振信号＋ＳLQが、トランジスタＱ346を通じ、さらに、トランジスタＱ348を通じてトランジスタＱ325、Ｑ326に供給される。また、局部発振信号−ＳLQが、トランジスタＱ347を通じ、さらに、 トランジスタＱ349を通じてトランジスタＱ324、Ｑ327に供給される。
【００６６】
したがって、制御信号ＳSWによりミキサ回路３２Ｑに供給される局部発振信号ＳLQの位相が、正転あるいは反転されるので、加算回路３８からはアンサンブルＡあるいはアンサンブルＢの中間周波信号ＳIFが出力される。そして、この場合も、切り換え回路３４Ｑにより局部発振信号ＳLの位相を正転あるいは反転する だけでよいので、アンサンブルを素早く切り換えることができる。
【００６７】
〔この明細書で使用している略語の一覧〕
ＡＧＣ ：Automatic Gain Control
ＤＡＲ ：Digital Audio Radio
ＩＣ ：Integrated Circuit
ＯＦＤＭ：Orthogonal Frequency Division Multiplex
ＰＬＬ ：Phase Locked Loop
ＱＰＳＫ：Quadrature Phase Shift Keying
ＳＡＷ ：Surface Acoustic Wave
ＶＣＯ ：Voltage Controlled Oscillator
【００６８】
【発明の効果】
この発明によれば、アンサンブルを切り換える場合に、局部発振信号の周波数を変更する必要がないので、局部発振回路が複雑になることがない。また、局部発振信号の位相ノイズ特性が低下してデジタル信号のエラーレイトが悪化することもない。さらに、アンサンブルを切り換える場合、その切り換えを簡単に高速に行うことができ、局部発振周波数を変更するときのように、切り換え時にアンサンブルを受信できなくなることがない。
【００６９】
さらに、中間周波フィルタをアクティブフィルタにより構成することができ、他の回路と一体に１チップＩＣ化することができる。また、これによりコストの低減や受信機の小型化に効果的である。さらに、復調をデジタル処理により実行する場合でも、受信方式はシングルコンバージョンでよく、構成が簡単になるとともに、部品点数も少なくなる。
【図面の簡単な説明】
【図１】 この発明の前提となる受信回路を説明するための系統図である。
【図２】 この発明を説明するための周波数スペクトル図である。
【図３】 この発明の一形態を示す系統図である。
【図４】 この発明の他の形態の一部を示す接続図である。
【図５】 この発明の他の形態の一部を示す接続図である。
【図６】 ＤＡＲを説明するための周波数スペクトル図である。
【図７】 この発明を説明するための系統図である。
【図８】 図７の回路を説明するための周波数スペクトル図である。
【符号の説明】
３０…ＩＣ、３１…高周波アンプ、３２Ｉおよび３２Ｑ…ミキサ回路、３３…局部発振回路、３４…位相処理回路、３５Ｉおよび３５Ｑ…移相回路、３６…加減算回路、３７…制御端子、３８…加算回路、３９…切り換え回路、４１Ｈおよび４１Ｌ…バンドパスフィルタ、４２Ｈおよび４２Ｌ…可変利得アンプ、４３Ｈおよび４３Ｌ…復調回路、４４…合成回路、４５…出力端子、４６Ｈおよび４６Ｌ…レベル検出回路、５１…アンテナ、５２…バンドパスフィルタ
【発明の属する技術分野】
この発明は、受信回路および受信用集積回路に関する。
【０００２】
【従来の技術】
アメリカにおけるデジタル音声放送はＤＡＲと呼ばれているが、このＤＡＲは、車両に搭載した受信機でも安定な受信ができるようにするため、衛星波と地上波とを併用している。
【０００３】
すなわち、ＤＡＲにおいては、2.3ＧHz帯が使用され、図６Ｂに示すように、 ２つのサービスが放送される。このとき、サービスのそれぞれは、12.5ＭHzの周波数帯域を使用する。そして、図６Ａにも示すように、１つのサービスは２つのアンサンブルＡ、Ｂから構成され、これらアンサンブルＡ、Ｂのそれぞれは50チャンネルの番組（コンテンツ）を提供する。したがって、１つのサービスが100 チャンネルの番組を提供することになる。
【０００４】
そして、アンサンブルＡは、信号Ａ1、Ａ2、Ａ3によりそれぞれ放送され、ア ンサンブルＢは、信号Ｂ1、Ｂ2、Ｂ3によりそれぞれ放送される。つまり、信号 Ａ1、Ａ2、Ａ3の内容は互いに同一であり、信号Ｂ1、Ｂ2、Ｂ3の内容も互いに同一である。したがって、信号Ａ1、Ａ2、Ａ3のどれかを受信できれば、アンサン ブルＡの番組を聴取できることになり、同様に信号Ｂ1、Ｂ2、Ｂ3のどれかを受 信できれば、アンサンブルＢの番組を聴取できることになる。
【０００５】
なお、信号Ａ1〜Ａ3、Ｂ1〜Ｂ3は、図６Ａにも示すように、周波数順に、信号Ａ1、Ａ2、Ａ3、Ｂ3、Ｂ2、Ｂ1のように配列され、信号Ａ3と信号Ｂ3との中央の周波数ｆCを中心にして、信号Ａ1、Ａ2、Ａ3と、信号Ｂ3、Ｂ2、Ｂ1とは対称に 配置されている。
【０００６】
そして、信号Ａ1、Ａ2、Ｂ1、Ｂ2はＱＰＳＫ信号であり、信号Ａ1、Ｂ1は、アメリカ西部の上空の放送衛星ＢＳ1から送信され、信号Ａ2、Ｂ2は、アメリカ東 部の上空の放送衛星ＢＳ2から送信される（厳密には、衛星ＢＳ1、ＢＳ2は、ア メリカ西部および東部に対応する経度であって赤道の上空に位置する）。また、信号Ａ3、Ｂ3はＯＦＤＭ信号であり、地上のアンテナから送信される。
【０００７】
したがって、信号Ａ1、Ａ2、Ｂ1、Ｂ2は衛星波であるとともに、衛星ＢＳ1、 ＢＳ2によりダイバーシティ効果が得られるので、アメリカ全域で放送を聴取で きる。また、高層ビルなどがあると、電波が遮られることもあるが、これは地上波の信号Ａ3、Ｂ3により補われる。したがって、車両に搭載した受信機であって車両の走行につれて電波状態が大きく変化する場合でも、良好に放送を受信することができる。
【０００８】
そして、ＤＡＲは、上述のように信号Ａ1〜Ｂ3が周波数分割により放送されているので、その受信機は例えば図７に示すように構成される。なお、以下の説明においては、簡単のため、図８Ａに示すように、信号Ａ1、Ａ2をまとめて信号Ａ12とし、信号Ｂ1、Ｂ2をまとめて信号Ｂ12とする。
【０００９】
すなわち、図７において、信号Ａ12、Ａ3、Ｂ12、Ｂ3がアンテナ１１により受信され、その受信信号Ａ12〜Ｂ3が、バンドパスフィルタ１２および高周波アン プ１３を通じて第１ミキサ回路１４に供給されるとともに、第１局部発振回路１５から第１局部発振信号ＳLOが第１ミキサ回路１４に供給され、信号Ａ12〜Ｂ3 は第１中間周波信号に周波数変換される。
【００１０】
そして、アンサンブルＡを聴取する場合には（信号Ａ1〜Ａ3が必要な場合には）、図８Ａに実線で示すように、第１局部発振信号ＳLOは、信号Ａ12、Ａ3より も低い所定の周波数ｆLとされる。したがって、図８Ｂに示すように、信号Ａ12 は第１中間周波信号ＳIF12（中間周波数ｆIF12）に周波数変換され、信号Ａ3は 第１中間周波信号ＳIF3（中間周波数ｆIF3）に周波数変換され、信号Ｂ12、Ｂ3 は第１中間周波信号ＳIF45、ＳIF6に周波数変換される。
【００１１】
なお、イメージ特性を考慮すると、第１中間周波数ｆIF12、ｆIF3をあまり低 くすることはできないが、放送には2.3ＧHzの周波数帯が使用されているので、 第１中間周波数ｆIF12、ｆIF3は、100ＭHz以上とされる。例えば、
ｆIF12≒113ＭHz、ｆIF3≒116ＭHz
とされる。
【００１２】
また、アンサンブルＢを聴取する場合には（信号Ｂ1〜Ｂ3が必要な場合には）、図８Ａに破線で示すように、第１局部発振信号ＳLOは、信号Ｂ12、Ｂ3よりも 高い所定の周波数ｆHとされる。したがって、図８Ｃに示すように、信号Ｂ12は 第１中間周波信号ＳIF12（中間周波数ｆIF12）に周波数変換され、信号Ｂ3は第 １中間周波信号ＳIF3（中間周波数ｆIF3）に周波数変換され、信号Ａ12、Ａ3は 第１中間周波信号ＳIF45、ＳIF6に周波数変換される。
【００１３】
そこで、アンサンブルＡ、Ｂのどちらを聴取する場合も、中間周波信号ＳIF12〜ＳIF6が、第１中間周波フィルタ用のバンドパスフィルタ２１Ｌに供給されて 中間周波信号ＳIF12が取り出される。そして、この信号ＳIF12が第２ミキサ回路２２Ｌに供給されるとともに、第２局部発振回路２３から所定の周波数の第２局部発振信号が取り出され、この信号がミキサ回路２２Ｌに供給されて信号ＳIF12は第２中間周波信号に周波数変換される。そして、この信号がＡＧＣ用の可変利得アンプ２４Ｌを通じて復調回路２５Ｌに供給されて目的とする番組のデジタルオーディオ信号が復調され、この信号が合成回路２６に供給される。
【００１４】
また、ミキサ回路１４からの信号ＳIF12〜ＳIF6が、第１中間周波フィルタ用 のバンドパスフィルタ２１Ｈに供給されて中間周波信号ＳIF3が取り出される。 そして、この信号ＳIF3が第２ミキサ回路２２Ｈに供給されるとともに、第２局 部発振回路２３からの第２局部発振信号がミキサ回路２２Ｈに供給されて信号ＳIF3は第２中間周波信号に周波数変換される。そして、この信号がＡＧＣ用の可 変利得アンプ２４Ｈを通じて復調回路２５Ｈに供給されて目的とする番組のデジタルオーディオ信号が復調され、この信号が合成回路２６に供給される。
【００１５】
そして、合成回路２６において、復調回路２５Ｌからの信号と、復調回路２５Ｈからの信号とが選択あるいは合成されて出力端子２７に取り出される。
【００１６】
したがって、第１局部発振信号ＳLOの周波数を、周波数ｆLあるいは周波数ｆHに切り換えることにより、端子２７には、アンサンブルＡのデジタル信号あるいはアンサンブルＢのデジタル信号が出力されることになる。
【００１７】
そして、そのとき、アンサンブルＡの受信時であれば、受信信号Ａ12から復調されたデジタル信号と、受信信号Ａ3から復調されたデジタル信号とが、選択あ るいは合成されて端子２７に取り出されるので、受信条件にかかわらずエラーの少ないデジタル信号を得ることができる。また、アンサンブルＢの受信時にも、同様の理由により受信条件にかかわらずエラーの少ないデジタル信号を得ることができる。
【００１８】
【発明が解決しようとする課題】
ところが、上述の受信機においては、アンサンブルを、アンサンブルＡからアンサンブルＢに切り換える場合、第１局部発振信号ＳLOの周波数を、周波数ｆL から周波数ｆHに変更する必要があり、すなわち、図８からも明かなように、第 １局部発振信号ＳLOの周波数を、信号Ａ1〜Ｂ3のサービスの占有帯域幅12.5ＭHzよりも大きく変更する必要がある。また、アンサンブルを、アンサンブルＢからアンサンブルＡに切り換える場合も同様である。
【００１９】
しかし、この周波数の変化量は、その周波数ｆL、ｆHの10％以上である。しかも、第１局部発振回路１５をＰＬＬにより構成するとき、そのＰＬＬのＶＣＯの発振周波数の変化範囲には、余裕を見る必要がある。このため、そのＶＣＯの共振素子を切り換え可能にするなどしてＶＣＯの発振周波数の変化範囲を広げる必要があり、その結果、構成が複雑になったり、局部発振信号ＳLOの位相ノイズ特性が低下してデジタル信号のエラーレイトが悪化したりしてしまう。
【００２０】
また、第１局部発振回路１５をＰＬＬにより構成するかぎり、その周波数の変更に時間が必要であり、その切り換え期間、アンサンブルを受信できない。
【００２１】
さらに、第１中間周波数ｆIF12、ｆIF3が上記のように100ＭHz以上と高くなるとともに、フィルタ２１Ｌ、２１Ｈは、図８Ｂ、Ｃに示すように、密集している信号の中から第１中間周波信号ＳIF12、ＳIF3を取り出す必要があるので、フィ ルタ２１Ｌ、２１Ｈは、ＳＡＷフィルタにより構成することになる。このため、コストが上昇するとともに、回路をＩＣ（集積回路）化したとき、そのＳＡＷフィルタがＩＣに外付けとなってしまう。さらに、受信機の小型化の妨げとなってしまう。
【００２２】
また、復調回路２５Ｌ、２５Ｈの復調をデジタル処理により実行する場合には、その復調回路２５Ｌ、２５Ｈに供給される中間周波信号を、デジタル処理が可能な周波数にしなければならず、そのためには、図７にも示すように、受信方式をダブルコンバージョン方式にする必要があり、構成が複雑になるとともに、部品点数も増加する。
【００２３】
この発明は、以上のような問題点を解決しようとするものである。
【００２４】
【課題を解決するための手段】
この発明においては、
第１の複数の番組の信号を有する第１の信号と、この第１の信号と同一の内容の第２の信号とが周波数多重化されて第１のアンサンブルが構成され、
第２の複数の番組の信号を有する第３の信号と、この第３の信号と同一の内容の第４の信号とが周波数多重化されて第２のアンサンブルが構成され、
上記第１のアンサンブルと、上記第２のアンサンブルとが周波数多重化されて送信されるとき、この多重化信号を受信し、
この受信信号から上記第１のアンサンブルおよび上記第２のアンサンブルのうちのいずれかの番組の信号を取り出すようにした受信回路である場合に、
周波数が上記第１のアンサンブルと上記第２のアンサンブルとの中心の周波数であって、位相が互いに90°異なる第１および第２の局部発振信号を形成する回路と、
上記受信信号を、上記第１の局部発振信号により第１の中間周波信号に周波数変換する第１のミキサ回路と、
上記受信信号を、上記第２の局部発振信号により第２の中間周波信号に周波数変換する第２のミキサ回路と、
上記第１の中間周波信号が供給される第１の移相回路と、
上記第２の中間周波信号が供給されるとともに、移相量が上記第１の移相回路とは90°異なる第２の移相回路と、
上記第１の移相回路の出力信号と、上記第２の移相回路の出力信号との加算を行う加算回路と、
この加算回路の出力信号から上記第１あるいは第３の信号を取り出す第１の中間周波フィルタと、
上記加算回路の出力信号から上記第２あるいは第４の信号を取り出す第２の中間周波フィルタと、
これら第１および第２の中間周波フィルタの出力信号がそれぞれ供給される第１および第２の復調回路と、
これら第１および第２の復調回路の復調出力を選択あるいは合成して出力する合成回路と、
上記第１および第２の局部発振信号の一方の信号の位相を、正転あるいは反転させる回路と
を有するとともに、
上記第１および第２の移相回路と、上記加算回路とはポリフェイズフィルタにより構成し、
上記正転あるいは反転を切り換えることにより、上記合成回路に供給される復調出力を、上記第１のアンサンブルにおける信号の復調出力と、上記第２のアンサンブルにおける信号の復調出力とに切り換えるとともに、
上記合成回路において、上記第１の復調回路の復調出力あるいは上記第２の復調回路の復調出力を、上記第１および第２のアンサンブルにおける該当する信号の受信状況に応じて選択あるいは合成して取り出す
ようにした受信回路
とするものである。
【００２５】
【発明の実施の形態】
図１は、この発明の前提となるＤＡＲ受信回路の基本的な構成の一例を示すもので、鎖線で囲った部分３０が１チップＩＣ化される。そして、信号Ａ1〜Ａ3、Ｂ1〜Ｂ3がアンテナ５１により受信され、その受信信号Ａ1〜Ｂ3が、例えば、ＳＡＷフィルタにより構成され、通過帯域幅が25ＭHzのバンドパスフィルタ５２を通じ、さらに、高周波アンプ３１を通じてミキサ回路３２Ｉ、３２Ｑに供給される。
【００２６】
また、局部発振回路３３において、図２Ａに示すように、信号Ａ3と信号Ｂ3との中央の周波数ｆCに等しい周波数の発振信号ＳLOが形成され、この信号ＳLOが 位相処理回路３４に供給されて周波数は値ｆCのままで、位相が互いに90°異な る２つの局部発振信号ＳLI、ＳLQが形成され、これら信号ＳLI、ＳLQがミキサ回路３２Ｉ、３２Ｑにそれぞれ供給される。
【００２７】
ここで、以下の説明においては、簡単のため、図２Ａに示すように、信号ＳA は信号Ａ1〜Ａ3のそれぞれを代表し、信号ＳBは信号Ｂ1〜Ｂ3のそれぞれを代表 するものとする。つまり、ＳA＝Ａ1、ＳA＝Ａ2、あるいはＳA＝Ａ3であり、ＳB ＝Ｂ1、ＳB＝Ｂ2、あるいはＳB＝Ｂ3であるとする。そして、
ＳA＝ＥA・sinωAｔ
ＳB＝ＥB・sinωBｔ
ＥA：信号ＳAの振幅
ＥB：信号ＳBの振幅
ωA：信号ＳAの角周波数
ωB：信号ＳBの角周波数
とする。また、
ＳLI＝ＥL・sinωCｔ
ＳLQ＝ＥL・cosωCｔ
ＥL：信号ＳLI、ＳLQの振幅
ωC＝２πｆC
とする。
【００２８】
すると、ミキサ回路３２Ｉ、３２Ｑからは、次のような信号ＳIFI、ＳIFQが取り出される。すなわち、
ＳIFI＝（ＳA＋ＳB）×ＳLI
＝ＥA・sinωAｔ×ＥL・sinωCｔ
＋ＥB・sinωBｔ×ＥL・sinωCｔ
＝α｛cos（ωA−ωC）ｔ−cos（ωA＋ωC）ｔ｝
＋β｛cos（ωB−ωC）ｔ−cos（ωB＋ωC）ｔ｝
ＳIFQ＝（ＳA＋ＳB）×ＳLQ
＝ＥA・sinωAｔ×ＥL・cosωCｔ
＋ＥB・sinωBｔ×ＥL・cosωCｔ
＝α｛sin（ωA＋ωC）ｔ＋sin（ωA−ωC）ｔ｝
＋β｛sin（ωB＋ωC）ｔ＋sin（ωB−ωC）ｔ｝
α＝ＥA・ＥL／２
β＝ＥB・ＥL／２
の信号ＳIFI、ＳIFQが取り出される。
【００２９】
そして、後述するように、これら信号ＳIFI、ＳIFQのうち、角周波数（ωA− ωC）、（ωB−ωC）の信号成分が中間周波信号として使用され、角周波数（ωA＋ωC）、（ωB＋ωC）の信号成分は、中間周波フィルタにより除去されるので 、簡単のため、その除去される角周波数（ωA＋ωC）、（ωB＋ωC）の信号成分を無視すると、上式は、
ＳIFI＝α・cos（ωA−ωC）ｔ＋β・cos（ωB−ωC）ｔ
ＳIFQ＝α・sin（ωA−ωC）ｔ＋β・sin（ωB−ωC）ｔ
となる。
【００３０】
そして、このとき、信号ＳAについて、
ωA＝ωC−Δω
とすれば、図２Ａにも示すように、信号ＳAと、信号ＳBとは、周波数ｆCを中心 にして対称に分布しているので、
ωB＝ωC＋Δω
となる。
【００３１】
そこで、これらの式を信号ＳIFI、ＳIFQの式に代入すると、
【００３２】
そして、これら信号ＳIFI、ＳIFQが、移相回路３５Ｉ、３５Ｑに供給される。この移相回路３５Ｉ、３５Ｑは、例えば、コンデンサ、抵抗器およびオぺアンプを使用したアクティブフィルタにより構成され、移相回路３５Ｉが信号ＳIFIを 値φ（φは任意の値）だけ移相するとともに、移相回路３５Ｑが信号ＳIFQを値 （φ＋90°）だけ移相するものである。
【００３３】
こうして、移相回路３５Ｉ、３５Ｑにより、信号ＳIFQが信号ＳIFIに対して90°進相されて、
【００３４】
そして、これら信号ＳIFI、ＳIFQが加減算回路３６に供給されるとともに、端子３７から加減算回路３６に制御信号ＳSWが供給される。この制御信号ＳSWは、アンサンブルＡの番組を聴取するときには、加減算回路３６が減算回路として動作し、アンサンブルＢの番組を聴取するときには、加減算回路３６が加算回路として動作するように、加減算回路３６の動作を制御するものである。
【００３５】
したがって、加減算回路３６からは、制御信号ＳSWに対応して以下のような信号ＳIFが取り出される。すなわち、減算時には、
【００３６】
ここで、減算時に得られる信号ＳIF＝ＥL・ＥA・cosΔωｔは、図２Ｂにも示 すように、信号ＳAを受信したときの中間周波信号にほかならず、この信号ＳIF に含まれる信号ＳIF1〜ＳIF3は、信号Ａ1〜Ａ3の中間周波信号である。また、加算時に得られる信号ＳIF＝ＥL・ＥB・cosΔωｔは、図２Ｃにも示すように、信 号ＳBを受信したときの中間周波信号にほかならず、この信号ＳIFに含まれる信 号ＳIF1〜ＳIF3は、信号Ｂ1〜Ｂ3の中間周波信号である。
【００３７】
そこで、この信号ＳIFが、例えば図２Ｂ、Ｃに破線で示すような通過特性を有する中間周波フィルタ用のバンドパスフィルタ４１Ｈに供給され、地上波の信号Ａ3あるいはＢ3の中間周波信号ＳIF3が取り出される。なお、このとき、フィル タ４１Ｈにより、中間周波信号ＳIF1、ＳIF2および上述した角周波数（ωA＋ωC）、（ωB＋ωC）の信号成分は除去される。
【００３８】
そして、この中間周波信号ＳIF3が、ＡＧＣ用の可変利得アンプ４２Ｈを通じ て復調回路４３Ｈに供給されて目的とする番組のデジタルオーディオ信号が復調され、この信号が合成回路４４に供給される。
【００３９】
また、加減算回路３６からの信号ＳIFが、例えば図２Ｂ、Ｃに破線で示すような通過特性を有する中間周波フィルタ用のバンドパスフィルタ４１Ｌに供給され、衛星波の信号Ａ1、Ａ2あるいはＢ1、Ｂ2の中間周波信号ＳIF2、ＳIF1が取り出される。なお、このとき、フィルタ４１Ｌにより、中間周波信号ＳIF3および上 述した角周波数（ωA＋ωC）、（ωB＋ωC）の信号成分は除去される。
【００４０】
そして、この中間周波信号ＳIF2、ＳIF1が、ＡＧＣ用の可変利得アンプ４２Ｌを通じて復調回路４３Ｌに供給されて目的とする番組のデジタルオーディオ信号が復調され、この信号が合成回路４４に供給される。
【００４１】
そして、合成回路４４において、復調回路４３Ｈからのデジタル信号と、復調回路４３Ｌからのデジタル信号とが、信号Ａ1〜Ｂ3の受信状況に応じて選択あるいは合成されて出力端子４５に取り出される。
【００４２】
また、このとき、復調回路４３Ｈ、４３Ｌから中間周波信号の一部がレベル検出回路４６Ｈ、４６Ｌに供給されてＡＧＣ電圧が形成され、これらＡＧＣ電圧がアンプ４２Ｈ、４２Ｌに利得の制御信号として供給されてＡＧＣが行われる。
【００４３】
さらに、衛星波は比較的レベル変動が少ないが、地上波は比較的レベル変動が大きいので、高周波アンプ３１が可変利得アンプとされるとともに、レベル検出回路４６Ｈから得られるＡＧＣ電圧がアンプ３１に利得の制御信号として供給されてＡＧＣが行われる。
【００４４】
こうして、図１の受信回路によれば、ＤＡＲによる放送を受信することができるが、アンサンブルを、アンサンブルＡとアンサンブルＢとの間で切り換える場合に、局部発振信号ＳLI、ＳLQの周波数ｆCを変更する必要がないので、局部発 振回路３３は標準的な構成でよく、複雑になることがない。また、局部発振信号ＳLI、ＳLQの位相ノイズ特性が低下することがないので、デジタル信号のエラーレイトが悪化することもない。
【００４５】
さらに、アンサンブルを切り換える場合、加減算回路３６を加算動作あるいは減算動作に切り換えるだけでよいので、その切り換えを高速に行うことができ、局部発振周波数を変更するときのように、切り換え時にアンサンブルを受信できなくなることがない。
【００４６】
また、図２Ｂ、Ｃからも明かなように、中間周波信号ＳIFの占有帯域の上限周波数は１つのアンサンブルの帯域幅の1/2に等しく、フィルタ４１Ｈ、４１Ｌの 中心周波数は、1.3ＭHzおよび4.4ＭHz程度となるので、フィルタ４１Ｈ、４１Ｌをアクティブフィルタにより構成することができる。したがって、アンテナ入力段のバンドパスフィルタ５２を除いて、全体をＩＣ３０に１チップＩＣ化することができ、これによりコストの低減や受信機の小型化などに効果的である。
【００４７】
さらに、中間周波信号ＳIF3〜ＳIF1の中間周波数が数ＭHzと低いので、復調回路４３Ｈ、４３Ｌの復調をデジタル処理により実行する場合でも、例えば図１に示すように、受信方式はシングルコンバージョンでよく、構成が簡単になるとともに、部品点数も少なくなる。
【００４８】
この発明は、上述のような構成を基本とするＤＡＲ受信回路において、その受信特性をより適切に改善しようとするものである。
図３は、そのようなＤＡＲ受信回路の一例を示す。このＤＡＲ受信回路においては、局部発振信号ＳLQの位相を、アンサンブルＡの受信時とアンサンブルＢの受信時とで、正転あるいは反転することにより、常に信号ＳIFIと信号ＳIFQとを加算するものである。
【００４９】
すなわち、図３の受信回路においては、制御信号ＳSWが位相処理回路３４に位相の制御信号として供給され、局部発振信号ＳLQの位相は、
ＳLQ＝＋ＥL・cosωCｔ ・・・ アンサンブルＢの受信時
ＳLQ＝−ＥL・cosωCｔ ・・・ アンサンブルＡの受信時
のように制御される。なお、局部発振信号ＳLIの位相は、上記のように、
ＳA＝ＥA・sinωAｔ
であり、固定である。
【００５０】
そして、図１における加減算回路３６に代わって加算回路３８が設けられ、移相回路３５Ｉ、３５Ｑから出力される信号ＳIFI、ＳIFQが、加算回路３８に供給される。
【００５１】
このような構成によれば、ＳLQ＝＋ＥL・cosωCｔの場合には、加算回路３８ において、信号ＳIFIと信号ＳIFQとが加算されるので、図１の受信回路により説明したように、加算回路３８から取り出される信号ＳIFは、
【００５２】
しかし、ＳLQ＝−ＥL・cosωCｔの場合には、移相回路３５Ｑの出力信号が信 号−ＳIFQとなる。したがって、加算回路３８において、信号ＳIFIと信号ＳIFQ とが減算されるので、図１の受信回路により説明したように、加算回路３８から取り出される信号ＳIFは、
【００５３】
こうして、図３の受信回路においても、ＤＡＲによる放送を受信することができるが、特に図３の受信回路によれば、アンサンブルを、アンサンブルＡとアンサンブルＢとの間で切り換える場合、位相処理回路３４により局部発振信号ＳLQの位相を、正転あるいは反転するだけでよい。したがって、アンサンブルを素早く切り換えることができる。また、移相回路３５Ｉ、３５Ｑおよび加算回路３８をポリフェイズフィルタにより構成することができるので、信号ＳIFI、±ＳIFQの位相特性を改善することができる。
【００５４】
図４においては、中間周波信号ＳIFIの位相は、受信するアンサンブルにかか わらず一定であるが、中間周波信号ＳIFQの位相そのものを、アンサンブルＡの 受信時とアンサンブルＢの受信時とで正転あるいは反転するようにした場合である。
【００５５】
すなわち、ミキサ回路３２ＱがトランジスタＱ321〜Ｑ327によりダブルバランス型に構成され、アンプ３１から受信信号Ａ1〜Ａ3、Ｂ1〜Ｂ3がバランス型に取り出されてトランジスタＱ322、Ｑ323に供給されるとともに、位相処理回路３４から局部発振信号ＳLQがバランス型に取り出されてトランジスタＱ324、Ｑ327およびＱ325、Ｑ326に供給される。
【００５６】
したがって、ミキサ回路３２Ｑからは、中間周波信号ＳIFQがバランス型に取 り出される。すなわち、例えば、トランジスタＱ324、Ｑ326からは中間周波信号＋ＳIFQが取り出され、トランジスタＱ325、Ｑ327からは中間周波信号−ＳIFQが取り出される。
【００５７】
そして、この中間周波信号±ＳIFQが、切り換え回路３９に供給される。この 切り換え回路３９は、トランジスタＱ391〜Ｑ397によりバランス型に構成され、これに供給された中間周波信号±ＳIFQを、制御信号ＳSWにしたがって、そのま まの位相で、あるいは位相反転して移相回路３６Ｑに供給するものである。
【００５８】
すなわち、制御信号ＳSWにより、トランジスタＱ395がオンで、トランジスタ Ｑ396がオフの場合には、トランジスタＱ392、Ｑ393がオンになり、トランジス タＱ391、Ｑ394がオフになる。したがって、トランジスタＱ324、Ｑ326から取り出された中間周波信号＋ＳIFQが、トランジスタＱ392を通じて移相回路３６Ｑのバランス入力端の一方に供給される。また、トランジスタＱ325、Ｑ327から取り出された中間周波信号−ＳIFQが、トランジスタＱ393を通じて移相回路３６Ｑのバランス入力端の他方に供給される。
【００５９】
しかし、制御信号ＳSWにより、トランジスタＱ396がオンで、トランジスタＱ395がオフの場合には、トランジスタＱ391、Ｑ394がオンになり、トランジスタＱ392、Ｑ393がオフになる。したがって、トランジスタＱ324、Ｑ326から取り出された中間周波信号＋ＳIFQが、トランジスタＱ391を通じて移相回路３６Ｑのバランス入力端の他方に供給される。また、トランジスタＱ325、Ｑ327から取り出された中間周波信号−ＳIFQが、トランジスタＱ394を通じて移相回路３６Ｑのバランス入力端の一方に供給される。
【００６０】
したがって、制御信号ＳSWにより移相回路３６Ｑに供給される中間周波信号ＳIFQの位相が、正転あるいは反転されるので、加算回路３８からはアンサンブル ＡあるいはアンサンブルＢの中間周波信号ＳIFが出力される。そして、この場合、切り換え回路３９により中間周波信号ＳIFQの位相を正転あるいは反転するだ けでよいので、アンサンブルを素早く切り換えることができる。
【００６１】
なお、中間周波信号ＳIFIの位相は固定のままであるが、ミキサ回路３２Ｉか ら出力される中間周波信号ＳIFIを、切り換え回路３９と同様の構成の切り換え 回路を通じて移相回路３６Ｉに供給するとともに、その切り換え回路を固定しておくことができる。
【００６２】
図５は、図３における位相処理回路３４のうち、局部発振信号ＳLQの位相を切り換える部分の回路３４Ｑを示す。すなわち、ミキサ回路３２Ｑが図４において説明したようにダブルバランス型に構成され、アンプ３１から受信信号Ａ1〜Ａ3、Ｂ1〜Ｂ3がバランス型に取り出されてトランジスタＱ322、Ｑ323に供給される。
【００６３】
また、トランジスタＱ341〜Ｑ347により切り換え回路３４Ｑがダブルバランス型に構成され、一方の位相の局部発振信号＋ＳLQがトランジスタＱ345、Ｑ346に供給され、他方の位相の局部発振信号−ＳLQがトランジスタＱ344、Ｑ347に供給される。また、バランス型の制御信号ＳSWがトランジスタＱ342、Ｑ343に供給される。
【００６４】
そして、制御信号ＳSWにより、トランジスタＱ342がオンで、トランジスタＱ343がオフの場合には、トランジスタＱ344、Ｑ345がオンになり、トランジスタＱ346、Ｑ347がオフになる。したがって、局部発振信号＋ＳLQが、トランジスタＱ345を通じ、さらに、エミッタフォロワのトランジスタＱ349を通じてトランジスタＱ324、Ｑ327に供給される。また、局部発振信号−ＳLQが、トランジスタＱ344を通じ、さらに、エミッタフォロワのトランジスタＱ348を通じてトランジスタＱ325、Ｑ326に供給される。
【００６５】
しかし、制御信号ＳSWにより、トランジスタＱ343がオンで、トランジスタＱ342がオフの場合には、トランジスタＱ346、Ｑ347がオンになり、トランジスタＱ344、Ｑ345がオフになる。したがって、局部発振信号＋ＳLQが、トランジスタＱ346を通じ、さらに、トランジスタＱ348を通じてトランジスタＱ325、Ｑ326に供給される。また、局部発振信号−ＳLQが、トランジスタＱ347を通じ、さらに、 トランジスタＱ349を通じてトランジスタＱ324、Ｑ327に供給される。
【００６６】
したがって、制御信号ＳSWによりミキサ回路３２Ｑに供給される局部発振信号ＳLQの位相が、正転あるいは反転されるので、加算回路３８からはアンサンブルＡあるいはアンサンブルＢの中間周波信号ＳIFが出力される。そして、この場合も、切り換え回路３４Ｑにより局部発振信号ＳLの位相を正転あるいは反転する だけでよいので、アンサンブルを素早く切り換えることができる。
【００６７】
〔この明細書で使用している略語の一覧〕
ＡＧＣ ：Automatic Gain Control
ＤＡＲ ：Digital Audio Radio
ＩＣ ：Integrated Circuit
ＯＦＤＭ：Orthogonal Frequency Division Multiplex
ＰＬＬ ：Phase Locked Loop
ＱＰＳＫ：Quadrature Phase Shift Keying
ＳＡＷ ：Surface Acoustic Wave
ＶＣＯ ：Voltage Controlled Oscillator
【００６８】
【発明の効果】
この発明によれば、アンサンブルを切り換える場合に、局部発振信号の周波数を変更する必要がないので、局部発振回路が複雑になることがない。また、局部発振信号の位相ノイズ特性が低下してデジタル信号のエラーレイトが悪化することもない。さらに、アンサンブルを切り換える場合、その切り換えを簡単に高速に行うことができ、局部発振周波数を変更するときのように、切り換え時にアンサンブルを受信できなくなることがない。
【００６９】
さらに、中間周波フィルタをアクティブフィルタにより構成することができ、他の回路と一体に１チップＩＣ化することができる。また、これによりコストの低減や受信機の小型化に効果的である。さらに、復調をデジタル処理により実行する場合でも、受信方式はシングルコンバージョンでよく、構成が簡単になるとともに、部品点数も少なくなる。
【図面の簡単な説明】
【図１】 この発明の前提となる受信回路を説明するための系統図である。
【図２】 この発明を説明するための周波数スペクトル図である。
【図３】 この発明の一形態を示す系統図である。
【図４】 この発明の他の形態の一部を示す接続図である。
【図５】 この発明の他の形態の一部を示す接続図である。
【図６】 ＤＡＲを説明するための周波数スペクトル図である。
【図７】 この発明を説明するための系統図である。
【図８】 図７の回路を説明するための周波数スペクトル図である。
【符号の説明】
３０…ＩＣ、３１…高周波アンプ、３２Ｉおよび３２Ｑ…ミキサ回路、３３…局部発振回路、３４…位相処理回路、３５Ｉおよび３５Ｑ…移相回路、３６…加減算回路、３７…制御端子、３８…加算回路、３９…切り換え回路、４１Ｈおよび４１Ｌ…バンドパスフィルタ、４２Ｈおよび４２Ｌ…可変利得アンプ、４３Ｈおよび４３Ｌ…復調回路、４４…合成回路、４５…出力端子、４６Ｈおよび４６Ｌ…レベル検出回路、５１…アンテナ、５２…バンドパスフィルタ
Claims (4)
- 第１の複数の番組の信号を有する第１の信号と、この第１の信号と同一の内容の第２の信号とが周波数多重化されて第１のアンサンブルが構成され、
第２の複数の番組の信号を有する第３の信号と、この第３の信号と同一の内容の第４の信号とが周波数多重化されて第２のアンサンブルが構成され、
上記第１のアンサンブルと、上記第２のアンサンブルとが周波数多重化されて送信されるとき、この多重化信号を受信し、
この受信信号から上記第１のアンサンブルおよび上記第２のアンサンブルのうちのいずれかの番組の信号を取り出すようにした受信回路である場合に、
周波数が上記第１のアンサンブルと上記第２のアンサンブルとの中心の周波数であって、位相が互いに90°異なる第１および第２の局部発振信号を形成する回路と、
上記受信信号を、上記第１の局部発振信号により第１の中間周波信号に周波数変換する第１のミキサ回路と、
上記受信信号を、上記第２の局部発振信号により第２の中間周波信号に周波数変換する第２のミキサ回路と、
上記第１の中間周波信号が供給される第１の移相回路と、
上記第２の中間周波信号が供給されるとともに、移相量が上記第１の移相回路とは90°異なる第２の移相回路と、
上記第１の移相回路の出力信号と、上記第２の移相回路の出力信号との加算を行う加算回路と、
この加算回路の出力信号から上記第１あるいは第３の信号を取り出す第１の中間周波フィルタと、
上記加算回路の出力信号から上記第２あるいは第４の信号を取り出す第２の中間周波フィルタと、
これら第１および第２の中間周波フィルタの出力信号がそれぞれ供給される第１および第２の復調回路と、
これら第１および第２の復調回路の復調出力を選択あるいは合成して出力する合成回路と、
上記第１および第２の局部発振信号の一方の信号の位相を、正転あるいは反転させる回路と
を有するとともに、
上記第１および第２の移相回路と、上記加算回路とはポリフェイズフィルタにより構成し、
上記正転あるいは反転を切り換えることにより、上記合成回路に供給される復調出力を、上記第１のアンサンブルにおける信号の復調出力と、上記第２のアンサンブルにおける信号の復調出力とに切り換えるとともに、
上記合成回路において、上記第１の復調回路の復調出力あるいは上記第２の復調回路の復調出力を、上記第１および第２のアンサンブルにおける該当する信号の受信状況に応じて選択あるいは合成して取り出す
ようにした受信回路。 - 第１の複数の番組の信号を有する第１の信号と、この第１の信号と同一の内容の第２の信号とが周波数多重化されて第１のアンサンブルが構成され、
第２の複数の番組の信号を有する第３の信号と、この第３の信号と同一の内容の第４の信号とが周波数多重化されて第２のアンサンブルが構成され、
上記第１のアンサンブルと、上記第２のアンサンブルとが周波数多重化されて送信されるとき、この多重化信号を受信し、
この受信信号から上記第１のアンサンブルおよび上記第２のアンサンブルのうちのいずれかの番組の信号を取り出すようにした受信回路である場合に、
周波数が上記第１のアンサンブルと上記第２のアンサンブルとの中心の周波数であって、位相が互いに90°異なる第１および第２の局部発振信号を形成する回路と、
上記受信信号を、上記第１の局部発振信号により第１の中間周波信号に周波数変換する第１のミキサ回路と、
上記受信信号を、上記第２の局部発振信号により第２の中間周波信号に周波数変換する第２のミキサ回路と、
上記第１の中間周波信号が供給される第１の移相回路と、
上記第２の中間周波信号が供給されるとともに、移相量が上記第１の移相回路とは90°異なる第２の移相回路と、
上記第１の移相回路の出力信号と、上記第２の移相回路の出力信号との加算を行う加算回路と、
この加算回路の出力信号から上記第１あるいは第３の信号を取り出す第１の中間周波フィルタと、
上記加算回路の出力信号から上記第２あるいは第４の信号を取り出す第２の中間周波フィルタと、
これら第１および第２の中間周波フィルタの出力信号がそれぞれ供給される第１および第２の復調回路と、
これら第１および第２の復調回路の復調出力を選択あるいは合成して出力する合成回路と、
上記第１および第２の中間周波信号の一方の信号の位相を、正転あるいは反転させる回路と
を有するとともに、
上記第１および第２の移相回路と、上記加算回路とはポリフェイズフィルタにより構成し、
上記正転あるいは反転を切り換えることにより、上記合成回路に供給される復調出力を、上記第１のアンサンブルにおける信号の復調出力と、上記第２のアンサンブルにおける信号の復調出力とに切り換えるとともに、
上記合成回路において、上記第１の復調回路の復調出力あるいは上記第２の復調回路の復調出力を、上記第１および第２のアンサンブルにおける該当する信号の受信状況に応じて選択あるいは合成して取り出す
ようにした受信回路。 - 第１の複数の番組の信号を有する第１の信号と、この第１の信号と同一の内容の第２の信号とが周波数多重化されて第１のアンサンブルが構成され、
第２の複数の番組の信号を有する第３の信号と、この第３の信号と同一の内容の第４の信号とが周波数多重化されて第２のアンサンブルが構成され、
上記第１のアンサンブルと、上記第２のアンサンブルとが周波数多重化されて送信されるとき、この多重化信号を受信し、
この受信信号から上記第１のアンサンブルおよび上記第２のアンサンブルのうちのいずれかの番組の信号を取り出すようにした受信用集積回路である場合に、
周波数が上記第１のアンサンブルと上記第２のアンサンブルとの中心の周波数であって、位相が互いに90°異なる第１および第２の局部発振信号を形成する回路と、
上記受信信号を、上記第１の局部発振信号により第１の中間周波信号に周波数変換する第１のミキサ回路と、
上記受信信号を、上記第２の局部発振信号により第２の中間周波信号に周波数変換する第２のミキサ回路と、
上記第１の中間周波信号が供給される第１の移相回路と、
上記第２の中間周波信号が供給されるとともに、移相量が上記第１の移相回路とは90°異なる第２の移相回路と、
上記第１の移相回路の出力信号と、上記第２の移相回路の出力信号との加算を行う加算回路と、
この加算回路の出力信号から上記第１あるいは第３の信号を取り出す第１の中間周波フィルタと、
上記加算回路の出力信号から上記第２あるいは第４の信号を取り出す第２の中間周波フィルタと、
これら第１および第２の中間周波フィルタの出力信号がそれぞれ供給される第１および第２の復調回路と、
これら第１および第２の復調回路の復調出力を選択あるいは合成して出力する合成回路と、
上記第１および第２の局部発振信号の一方の信号の位相を、正転あるいは反転させる回路と
が１チップに集積回路化されるとともに、
上記第１および第２の移相回路と、上記加算回路とはポリフェイズフィルタにより構成し、
上記正転あるいは反転を切り換えることにより、上記合成回路に供給される復調出力を、上記第１のアンサンブルにおける信号の復調出力と、上記第２のアンサンブルにおける信号の復調出力とに切り換えるとともに、
上記合成回路において、上記第１の復調回路の復調出力あるいは上記第２の復調回路の復調出力を、上記第１および第２のアンサンブルにおける該当する信号の受信状況に応じて選択あるいは合成して取り出す
ようにした受信用集積回路。 - 第１の複数の番組の信号を有する第１の信号と、この第１の信号と同一の内容の第２の信号とが周波数多重化されて第１のアンサンブルが構成され、
第２の複数の番組の信号を有する第３の信号と、この第３の信号と同一の内容の第４の信号とが周波数多重化されて第２のアンサンブルが構成され、
上記第１のアンサンブルと、上記第２のアンサンブルとが周波数多重化されて送信されるとき、この多重化信号を受信し、
この受信信号から上記第１のアンサンブルおよび上記第２のアンサンブルのうちのいずれかの番組の信号を取り出すようにした受信用集積回路である場合に、
周波数が上記第１のアンサンブルと上記第２のアンサンブルとの中心の周波数であって、位相が互いに90°異なる第１および第２の局部発振信号を形成する回路と、
上記受信信号を、上記第１の局部発振信号により第１の中間周波信号に周波数変換する第１のミキサ回路と、
上記受信信号を、上記第２の局部発振信号により第２の中間周波信号に周波数変換する第２のミキサ回路と、
上記第１の中間周波信号が供給される第１の移相回路と、
上記第２の中間周波信号が供給されるとともに、移相量が上記第１の移相回路とは90°異なる第２の移相回路と、
上記第１の移相回路の出力信号と、上記第２の移相回路の出力信号との加算を行う加算回路と、
この加算回路の出力信号から上記第１あるいは第３の信号を取り出す第１の中間周波フィルタと、
上記加算回路の出力信号から上記第２あるいは第４の信号を取り出す第２の中間周波フィルタと、
これら第１および第２の中間周波フィルタの出力信号がそれぞれ供給される第１および第２の復調回路と、
これら第１および第２の復調回路の復調出力を選択あるいは合成して出力する合成回路と、
上記第１および第２の中間周波信号の一方の信号の位相を、正転あるいは反転させる回路と
が１チップに集積回路化されるとともに、
上記第１および第２の移相回路と、上記加算回路とはポリフェイズフィルタにより構成し、
上記正転あるいは反転を切り換えることにより、上記合成回路に供給される復調出力を、上記第１のアンサンブルにおける信号の復調出力と、上記第２のアンサンブルにおける信号の復調出力とに切り換えるとともに、
上記合成回路において、上記第１の復調回路の復調出力あるいは上記第２の復調回路の復調出力を、上記第１および第２のアンサンブルにおける該当する信号の受信状況に応じて選択あるいは合成して取り出す
ようにした受信用集積回路。
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