JP4310600B2 - 受信回路および受信用集積回路 - Google Patents

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Description

【0001】
【発明の属する技術分野】
この発明は、受信回路および受信用集積回路に関する。
【0002】
【従来の技術】
アメリカにおけるデジタル音声放送はDARと呼ばれているが、このDARは、車両に搭載した受信機でも安定な受信ができるようにするため、衛星波と地上波とを併用している。
【0003】
すなわち、DARにおいては、2.3GHz帯が使用され、図6Bに示すように、 2つのサービスが放送される。このとき、サービスのそれぞれは、12.5MHzの周波数帯域を使用する。そして、図6Aにも示すように、1つのサービスは2つのアンサンブルA、Bから構成され、これらアンサンブルA、Bのそれぞれは50チャンネルの番組(コンテンツ)を提供する。したがって、1つのサービスが100 チャンネルの番組を提供することになる。
【0004】
そして、アンサンブルAは、信号A1、A2、A3によりそれぞれ放送され、ア ンサンブルBは、信号B1、B2、B3によりそれぞれ放送される。つまり、信号 A1、A2、A3の内容は互いに同一であり、信号B1、B2、B3の内容も互いに同一である。したがって、信号A1、A2、A3のどれかを受信できれば、アンサン ブルAの番組を聴取できることになり、同様に信号B1、B2、B3のどれかを受 信できれば、アンサンブルBの番組を聴取できることになる。
【0005】
なお、信号A1〜A3、B1〜B3は、図6Aにも示すように、周波数順に、信号A1、A2、A3、B3、B2、B1のように配列され、信号A3と信号B3との中央の周波数fCを中心にして、信号A1、A2、A3と、信号B3、B2、B1とは対称に 配置されている。
【0006】
そして、信号A1、A2、B1、B2はQPSK信号であり、信号A1、B1は、アメリカ西部の上空の放送衛星BS1から送信され、信号A2、B2は、アメリカ東 部の上空の放送衛星BS2から送信される(厳密には、衛星BS1、BS2は、ア メリカ西部および東部に対応する経度であって赤道の上空に位置する)。また、信号A3、B3はOFDM信号であり、地上のアンテナから送信される。
【0007】
したがって、信号A1、A2、B1、B2は衛星波であるとともに、衛星BS1、 BS2によりダイバーシティ効果が得られるので、アメリカ全域で放送を聴取で きる。また、高層ビルなどがあると、電波が遮られることもあるが、これは地上波の信号A3、B3により補われる。したがって、車両に搭載した受信機であって車両の走行につれて電波状態が大きく変化する場合でも、良好に放送を受信することができる。
【0008】
そして、DARは、上述のように信号A1〜B3が周波数分割により放送されているので、その受信機は例えば図7に示すように構成される。なお、以下の説明においては、簡単のため、図8Aに示すように、信号A1、A2をまとめて信号A12とし、信号B1、B2をまとめて信号B12とする。
【0009】
すなわち、図7において、信号A12、A3、B12、B3がアンテナ11により受信され、その受信信号A12〜B3が、バンドパスフィルタ12および高周波アン プ13を通じて第1ミキサ回路14に供給されるとともに、第1局部発振回路15から第1局部発振信号SLOが第1ミキサ回路14に供給され、信号A12〜B3 は第1中間周波信号に周波数変換される。
【0010】
そして、アンサンブルAを聴取する場合には(信号A1〜A3が必要な場合には)、図8Aに実線で示すように、第1局部発振信号SLOは、信号A12、A3より も低い所定の周波数fLとされる。したがって、図8Bに示すように、信号A12 は第1中間周波信号SIF12(中間周波数fIF12)に周波数変換され、信号A3は 第1中間周波信号SIF3(中間周波数fIF3)に周波数変換され、信号B12、B3 は第1中間周波信号SIF45、SIF6に周波数変換される。
【0011】
なお、イメージ特性を考慮すると、第1中間周波数fIF12、fIF3をあまり低 くすることはできないが、放送には2.3GHzの周波数帯が使用されているので、 第1中間周波数fIF12、fIF3は、100MHz以上とされる。例えば、
fIF12≒113MHz、fIF3≒116MHz
とされる。
【0012】
また、アンサンブルBを聴取する場合には(信号B1〜B3が必要な場合には)、図8Aに破線で示すように、第1局部発振信号SLOは、信号B12、B3よりも 高い所定の周波数fHとされる。したがって、図8Cに示すように、信号B12は 第1中間周波信号SIF12(中間周波数fIF12)に周波数変換され、信号B3は第 1中間周波信号SIF3(中間周波数fIF3)に周波数変換され、信号A12、A3は 第1中間周波信号SIF45、SIF6に周波数変換される。
【0013】
そこで、アンサンブルA、Bのどちらを聴取する場合も、中間周波信号SIF12〜SIF6が、第1中間周波フィルタ用のバンドパスフィルタ21Lに供給されて 中間周波信号SIF12が取り出される。そして、この信号SIF12が第2ミキサ回路22Lに供給されるとともに、第2局部発振回路23から所定の周波数の第2局部発振信号が取り出され、この信号がミキサ回路22Lに供給されて信号SIF12は第2中間周波信号に周波数変換される。そして、この信号がAGC用の可変利得アンプ24Lを通じて復調回路25Lに供給されて目的とする番組のデジタルオーディオ信号が復調され、この信号が合成回路26に供給される。
【0014】
また、ミキサ回路14からの信号SIF12〜SIF6が、第1中間周波フィルタ用 のバンドパスフィルタ21Hに供給されて中間周波信号SIF3が取り出される。 そして、この信号SIF3が第2ミキサ回路22Hに供給されるとともに、第2局 部発振回路23からの第2局部発振信号がミキサ回路22Hに供給されて信号SIF3は第2中間周波信号に周波数変換される。そして、この信号がAGC用の可 変利得アンプ24Hを通じて復調回路25Hに供給されて目的とする番組のデジタルオーディオ信号が復調され、この信号が合成回路26に供給される。
【0015】
そして、合成回路26において、復調回路25Lからの信号と、復調回路25Hからの信号とが選択あるいは合成されて出力端子27に取り出される。
【0016】
したがって、第1局部発振信号SLOの周波数を、周波数fLあるいは周波数fHに切り換えることにより、端子27には、アンサンブルAのデジタル信号あるいはアンサンブルBのデジタル信号が出力されることになる。
【0017】
そして、そのとき、アンサンブルAの受信時であれば、受信信号A12から復調されたデジタル信号と、受信信号A3から復調されたデジタル信号とが、選択あ るいは合成されて端子27に取り出されるので、受信条件にかかわらずエラーの少ないデジタル信号を得ることができる。また、アンサンブルBの受信時にも、同様の理由により受信条件にかかわらずエラーの少ないデジタル信号を得ることができる。
【0018】
【発明が解決しようとする課題】
ところが、上述の受信機においては、アンサンブルを、アンサンブルAからアンサンブルBに切り換える場合、第1局部発振信号SLOの周波数を、周波数fL から周波数fHに変更する必要があり、すなわち、図8からも明かなように、第 1局部発振信号SLOの周波数を、信号A1〜B3のサービスの占有帯域幅12.5MHzよりも大きく変更する必要がある。また、アンサンブルを、アンサンブルBからアンサンブルAに切り換える場合も同様である。
【0019】
しかし、この周波数の変化量は、その周波数fL、fHの10%以上である。しかも、第1局部発振回路15をPLLにより構成するとき、そのPLLのVCOの発振周波数の変化範囲には、余裕を見る必要がある。このため、そのVCOの共振素子を切り換え可能にするなどしてVCOの発振周波数の変化範囲を広げる必要があり、その結果、構成が複雑になったり、局部発振信号SLOの位相ノイズ特性が低下してデジタル信号のエラーレイトが悪化したりしてしまう。
【0020】
また、第1局部発振回路15をPLLにより構成するかぎり、その周波数の変更に時間が必要であり、その切り換え期間、アンサンブルを受信できない。
【0021】
さらに、第1中間周波数fIF12、fIF3が上記のように100MHz以上と高くなるとともに、フィルタ21L、21Hは、図8B、Cに示すように、密集している信号の中から第1中間周波信号SIF12、SIF3を取り出す必要があるので、フィ ルタ21L、21Hは、SAWフィルタにより構成することになる。このため、コストが上昇するとともに、回路をIC(集積回路)化したとき、そのSAWフィルタがICに外付けとなってしまう。さらに、受信機の小型化の妨げとなってしまう。
【0022】
また、復調回路25L、25Hの復調をデジタル処理により実行する場合には、その復調回路25L、25Hに供給される中間周波信号を、デジタル処理が可能な周波数にしなければならず、そのためには、図7にも示すように、受信方式をダブルコンバージョン方式にする必要があり、構成が複雑になるとともに、部品点数も増加する。
【0023】
この発明は、以上のような問題点を解決しようとするものである。
【0024】
【課題を解決するための手段】
この発明においては、
第1の複数の番組の信号を有する第1の信号と、この第1の信号と同一の内容の第2の信号とが周波数多重化されて第1のアンサンブルが構成され、
第2の複数の番組の信号を有する第3の信号と、この第3の信号と同一の内容の第4の信号とが周波数多重化されて第2のアンサンブルが構成され、
上記第1のアンサンブルと、上記第2のアンサンブルとが周波数多重化されて送信されるとき、この多重化信号を受信し、
この受信信号から上記第1のアンサンブルおよび上記第2のアンサンブルのうちのいずれかの番組の信号を取り出すようにした受信回路である場合に
周波数が上記第1のアンサンブルと上記第2のアンサンブルとの中心の周波数であって、位相が互いに90°異なる第1および第2の局部発振信号を形成する回路と、
上記受信信号を、上記第1の局部発振信号により第1の中間周波信号に周波数変換する第1のミキサ回路と、
上記受信信号を、上記第2の局部発振信号により第2の中間周波信号に周波数変換する第2のミキサ回路と、
上記第1の中間周波信号が供給される第1の移相回路と、
上記第2の中間周波信号が供給されるとともに、移相量が上記第1の移相回路とは90°異なる第2の移相回路と、
上記第1の移相回路の出力信号と、上記第2の移相回路の出力信号との加算を行う加算回路と、
この加算回路の出力信号から上記第1あるいは第3の信号を取り出す第1の中間周波フィルタと、
上記加算回路の出力信号から上記第2あるいは第4の信号を取り出す第2の中間周波フィルタと、
これら第1および第2の中間周波フィルタの出力信号がそれぞれ供給される第1および第2の復調回路と、
これら第1および第2の復調回路の復調出力を選択あるいは合成して出力する合成回路と、
上記第1および第2の局部発振信号の一方の信号の位相を、正転あるいは反転させる回路と
を有するとともに、
上記第1および第2の移相回路と、上記加算回路とはポリフェイズフィルタにより構成し、
上記正転あるいは反転を切り換えることにより、上記合成回路に供給される復調出力を、上記第1のアンサンブルにおける信号の復調出力と、上記第2のアンサンブルにおける信号の復調出力とに切り換えるとともに、
上記合成回路において、上記第1の復調回路の復調出力あるいは上記第2の復調回路の復調出力を、上記第1および第2のアンサンブルにおける該当する信号の受信状況に応じて選択あるいは合成して取り出す
ようにした受信回路
とするものである。
【0025】
【発明の実施の形態】
図1は、この発明の前提となるDAR受信回路の基本的な構成の一例を示すもので、鎖線で囲った部分30が1チップIC化される。そして、信号A1〜A3、B1〜B3がアンテナ51により受信され、その受信信号A1〜B3が、例えば、SAWフィルタにより構成され、通過帯域幅が25MHzのバンドパスフィルタ52を通じ、さらに、高周波アンプ31を通じてミキサ回路32I、32Qに供給される。
【0026】
また、局部発振回路33において、図2Aに示すように、信号A3と信号B3との中央の周波数fCに等しい周波数の発振信号SLOが形成され、この信号SLOが 位相処理回路34に供給されて周波数は値fCのままで、位相が互いに90°異な る2つの局部発振信号SLI、SLQが形成され、これら信号SLI、SLQがミキサ回路32I、32Qにそれぞれ供給される。
【0027】
ここで、以下の説明においては、簡単のため、図2Aに示すように、信号SA は信号A1〜A3のそれぞれを代表し、信号SBは信号B1〜B3のそれぞれを代表 するものとする。つまり、SA=A1、SA=A2、あるいはSA=A3であり、SB =B1、SB=B2、あるいはSB=B3であるとする。そして、
SA=EA・sinωAt
SB=EB・sinωBt
EA:信号SAの振幅
EB:信号SBの振幅
ωA:信号SAの角周波数
ωB:信号SBの角周波数
とする。また、
SLI=EL・sinωCt
SLQ=EL・cosωCt
EL:信号SLI、SLQの振幅
ωC=2πfC
とする。
【0028】
すると、ミキサ回路32I、32Qからは、次のような信号SIFI、SIFQが取り出される。すなわち、
SIFI=(SA+SB)×SLI
=EA・sinωAt×EL・sinωCt
+EB・sinωBt×EL・sinωCt
=α{cos(ωA−ωC)t−cos(ωA+ωC)t}
+β{cos(ωB−ωC)t−cos(ωB+ωC)t}
SIFQ=(SA+SB)×SLQ
=EA・sinωAt×EL・cosωCt
+EB・sinωBt×EL・cosωCt
=α{sin(ωA+ωC)t+sin(ωA−ωC)t}
+β{sin(ωB+ωC)t+sin(ωB−ωC)t}
α=EA・EL/2
β=EB・EL/2
の信号SIFI、SIFQが取り出される。
【0029】
そして、後述するように、これら信号SIFI、SIFQのうち、角周波数(ωA− ωC)、(ωB−ωC)の信号成分が中間周波信号として使用され、角周波数(ωA+ωC)、(ωB+ωC)の信号成分は、中間周波フィルタにより除去されるので 、簡単のため、その除去される角周波数(ωA+ωC)、(ωB+ωC)の信号成分を無視すると、上式は、
SIFI=α・cos(ωA−ωC)t+β・cos(ωB−ωC)t
SIFQ=α・sin(ωA−ωC)t+β・sin(ωB−ωC)t
となる。
【0030】
そして、このとき、信号SAについて、
ωA=ωC−Δω
とすれば、図2Aにも示すように、信号SAと、信号SBとは、周波数fCを中心 にして対称に分布しているので、
ωB=ωC+Δω
となる。
【0031】
そこで、これらの式を信号SIFI、SIFQの式に代入すると、
Figure 0004310600
となる。
【0032】
そして、これら信号SIFI、SIFQが、移相回路35I、35Qに供給される。この移相回路35I、35Qは、例えば、コンデンサ、抵抗器およびオぺアンプを使用したアクティブフィルタにより構成され、移相回路35Iが信号SIFIを 値φ(φは任意の値)だけ移相するとともに、移相回路35Qが信号SIFQを値 (φ+90°)だけ移相するものである。
【0033】
こうして、移相回路35I、35Qにより、信号SIFQが信号SIFIに対して90°進相されて、
Figure 0004310600
とされる。したがって、信号SIFIと、信号SIFQとの間では、信号成分α・cos Δωtは互いに逆相であり、信号成分β・cocΔωtは互いに同相である。
【0034】
そして、これら信号SIFI、SIFQが加減算回路36に供給されるとともに、端子37から加減算回路36に制御信号SSWが供給される。この制御信号SSWは、アンサンブルAの番組を聴取するときには、加減算回路36が減算回路として動作し、アンサンブルBの番組を聴取するときには、加減算回路36が加算回路として動作するように、加減算回路36の動作を制御するものである。
【0035】
したがって、加減算回路36からは、制御信号SSWに対応して以下のような信号SIFが取り出される。すなわち、減算時には、
Figure 0004310600
が取り出され、加算時には、
Figure 0004310600
が取り出される。
【0036】
ここで、減算時に得られる信号SIF=EL・EA・cosΔωtは、図2Bにも示 すように、信号SAを受信したときの中間周波信号にほかならず、この信号SIF に含まれる信号SIF1〜SIF3は、信号A1〜A3の中間周波信号である。また、加算時に得られる信号SIF=EL・EB・cosΔωtは、図2Cにも示すように、信 号SBを受信したときの中間周波信号にほかならず、この信号SIFに含まれる信 号SIF1〜SIF3は、信号B1〜B3の中間周波信号である。
【0037】
そこで、この信号SIFが、例えば図2B、Cに破線で示すような通過特性を有する中間周波フィルタ用のバンドパスフィルタ41Hに供給され、地上波の信号A3あるいはB3の中間周波信号SIF3が取り出される。なお、このとき、フィル タ41Hにより、中間周波信号SIF1、SIF2および上述した角周波数(ωA+ωC)、(ωB+ωC)の信号成分は除去される。
【0038】
そして、この中間周波信号SIF3が、AGC用の可変利得アンプ42Hを通じ て復調回路43Hに供給されて目的とする番組のデジタルオーディオ信号が復調され、この信号が合成回路44に供給される。
【0039】
また、加減算回路36からの信号SIFが、例えば図2B、Cに破線で示すような通過特性を有する中間周波フィルタ用のバンドパスフィルタ41Lに供給され、衛星波の信号A1、A2あるいはB1、B2の中間周波信号SIF2、SIF1が取り出される。なお、このとき、フィルタ41Lにより、中間周波信号SIF3および上 述した角周波数(ωA+ωC)、(ωB+ωC)の信号成分は除去される。
【0040】
そして、この中間周波信号SIF2、SIF1が、AGC用の可変利得アンプ42Lを通じて復調回路43Lに供給されて目的とする番組のデジタルオーディオ信号が復調され、この信号が合成回路44に供給される。
【0041】
そして、合成回路44において、復調回路43Hからのデジタル信号と、復調回路43Lからのデジタル信号とが、信号A1〜B3の受信状況に応じて選択あるいは合成されて出力端子45に取り出される。
【0042】
また、このとき、復調回路43H、43Lから中間周波信号の一部がレベル検出回路46H、46Lに供給されてAGC電圧が形成され、これらAGC電圧がアンプ42H、42Lに利得の制御信号として供給されてAGCが行われる。
【0043】
さらに、衛星波は比較的レベル変動が少ないが、地上波は比較的レベル変動が大きいので、高周波アンプ31が可変利得アンプとされるとともに、レベル検出回路46Hから得られるAGC電圧がアンプ31に利得の制御信号として供給されてAGCが行われる。
【0044】
こうして、図1の受信回路によれば、DARによる放送を受信することができるが、アンサンブルを、アンサンブルAとアンサンブルBとの間で切り換える場合に、局部発振信号SLI、SLQの周波数fCを変更する必要がないので、局部発 振回路33は標準的な構成でよく、複雑になることがない。また、局部発振信号SLI、SLQの位相ノイズ特性が低下することがないので、デジタル信号のエラーレイトが悪化することもない。
【0045】
さらに、アンサンブルを切り換える場合、加減算回路36を加算動作あるいは減算動作に切り換えるだけでよいので、その切り換えを高速に行うことができ、局部発振周波数を変更するときのように、切り換え時にアンサンブルを受信できなくなることがない。
【0046】
また、図2B、Cからも明かなように、中間周波信号SIFの占有帯域の上限周波数は1つのアンサンブルの帯域幅の1/2に等しく、フィルタ41H、41Lの 中心周波数は、1.3MHzおよび4.4MHz程度となるので、フィルタ41H、41Lをアクティブフィルタにより構成することができる。したがって、アンテナ入力段のバンドパスフィルタ52を除いて、全体をIC30に1チップIC化することができ、これによりコストの低減や受信機の小型化などに効果的である。
【0047】
さらに、中間周波信号SIF3〜SIF1の中間周波数が数MHzと低いので、復調回路43H、43Lの復調をデジタル処理により実行する場合でも、例えば図1に示すように、受信方式はシングルコンバージョンでよく、構成が簡単になるとともに、部品点数も少なくなる。
【0048】
この発明は、上述のような構成を基本とするDAR受信回路において、その受信特性をより適切に改善しようとするものである。
図3は、そのようなDAR受信回路の一例を示す。このDAR受信回路においては、局部発振信号SLQの位相を、アンサンブルAの受信時とアンサンブルBの受信時とで、正転あるいは反転することにより、常に信号SIFIと信号SIFQとを加算するものである。
【0049】
すなわち、図3の受信回路においては、制御信号SSWが位相処理回路34に位相の制御信号として供給され、局部発振信号SLQの位相は、
SLQ=+EL・cosωCt ・・・ アンサンブルBの受信時
SLQ=−EL・cosωCt ・・・ アンサンブルAの受信時
のように制御される。なお、局部発振信号SLIの位相は、上記のように、
SA=EA・sinωAt
であり、固定である。
【0050】
そして、図1における加減算回路36に代わって加算回路38が設けられ、移相回路35I、35Qから出力される信号SIFI、SIFQが、加算回路38に供給される。
【0051】
このような構成によれば、SLQ=+EL・cosωCtの場合には、加算回路38 において、信号SIFIと信号SIFQとが加算されるので、図1の受信回路により説明したように、加算回路38から取り出される信号SIFは、
Figure 0004310600
となる。したがって、アンサンブルBの番組を聴取することができる。
【0052】
しかし、SLQ=−EL・cosωCtの場合には、移相回路35Qの出力信号が信 号−SIFQとなる。したがって、加算回路38において、信号SIFIと信号SIFQ とが減算されるので、図1の受信回路により説明したように、加算回路38から取り出される信号SIFは、
Figure 0004310600
となる。したがって、アンサンブルAの番組を聴取することができる。
【0053】
こうして、図3の受信回路においても、DARによる放送を受信することができるが、特に図3の受信回路によれば、アンサンブルを、アンサンブルAとアンサンブルBとの間で切り換える場合、位相処理回路34により局部発振信号SLQの位相を、正転あるいは反転するだけでよい。したがって、アンサンブルを素早く切り換えることができる。また、移相回路35I、35Qおよび加算回路38をポリフェイズフィルタにより構成することができるので、信号SIFI、±SIFQの位相特性を改善することができる。
【0054】
図4においては、中間周波信号SIFIの位相は、受信するアンサンブルにかか わらず一定であるが、中間周波信号SIFQの位相そのものを、アンサンブルAの 受信時とアンサンブルBの受信時とで正転あるいは反転するようにした場合である。
【0055】
すなわち、ミキサ回路32QがトランジスタQ321〜Q327によりダブルバランス型に構成され、アンプ31から受信信号A1〜A3、B1〜B3がバランス型に取り出されてトランジスタQ322、Q323に供給されるとともに、位相処理回路34から局部発振信号SLQがバランス型に取り出されてトランジスタQ324、Q327およびQ325、Q326に供給される。
【0056】
したがって、ミキサ回路32Qからは、中間周波信号SIFQがバランス型に取 り出される。すなわち、例えば、トランジスタQ324、Q326からは中間周波信号+SIFQが取り出され、トランジスタQ325、Q327からは中間周波信号−SIFQが取り出される。
【0057】
そして、この中間周波信号±SIFQが、切り換え回路39に供給される。この 切り換え回路39は、トランジスタQ391〜Q397によりバランス型に構成され、これに供給された中間周波信号±SIFQを、制御信号SSWにしたがって、そのま まの位相で、あるいは位相反転して移相回路36Qに供給するものである。
【0058】
すなわち、制御信号SSWにより、トランジスタQ395がオンで、トランジスタ Q396がオフの場合には、トランジスタQ392、Q393がオンになり、トランジス タQ391、Q394がオフになる。したがって、トランジスタQ324、Q326から取り出された中間周波信号+SIFQが、トランジスタQ392を通じて移相回路36Qのバランス入力端の一方に供給される。また、トランジスタQ325、Q327から取り出された中間周波信号−SIFQが、トランジスタQ393を通じて移相回路36Qのバランス入力端の他方に供給される。
【0059】
しかし、制御信号SSWにより、トランジスタQ396がオンで、トランジスタQ395がオフの場合には、トランジスタQ391、Q394がオンになり、トランジスタQ392、Q393がオフになる。したがって、トランジスタQ324、Q326から取り出された中間周波信号+SIFQが、トランジスタQ391を通じて移相回路36Qのバランス入力端の他方に供給される。また、トランジスタQ325、Q327から取り出された中間周波信号−SIFQが、トランジスタQ394を通じて移相回路36Qのバランス入力端の一方に供給される。
【0060】
したがって、制御信号SSWにより移相回路36Qに供給される中間周波信号SIFQの位相が、正転あるいは反転されるので、加算回路38からはアンサンブル AあるいはアンサンブルBの中間周波信号SIFが出力される。そして、この場合、切り換え回路39により中間周波信号SIFQの位相を正転あるいは反転するだ けでよいので、アンサンブルを素早く切り換えることができる。
【0061】
なお、中間周波信号SIFIの位相は固定のままであるが、ミキサ回路32Iか ら出力される中間周波信号SIFIを、切り換え回路39と同様の構成の切り換え 回路を通じて移相回路36Iに供給するとともに、その切り換え回路を固定しておくことができる。
【0062】
図5は、図3における位相処理回路34のうち、局部発振信号SLQの位相を切り換える部分の回路34Qを示す。すなわち、ミキサ回路32Qが図4において説明したようにダブルバランス型に構成され、アンプ31から受信信号A1〜A3、B1〜B3がバランス型に取り出されてトランジスタQ322、Q323に供給される。
【0063】
また、トランジスタQ341〜Q347により切り換え回路34Qがダブルバランス型に構成され、一方の位相の局部発振信号+SLQがトランジスタQ345、Q346に供給され、他方の位相の局部発振信号−SLQがトランジスタQ344、Q347に供給される。また、バランス型の制御信号SSWがトランジスタQ342、Q343に供給される。
【0064】
そして、制御信号SSWにより、トランジスタQ342がオンで、トランジスタQ343がオフの場合には、トランジスタQ344、Q345がオンになり、トランジスタQ346、Q347がオフになる。したがって、局部発振信号+SLQが、トランジスタQ345を通じ、さらに、エミッタフォロワのトランジスタQ349を通じてトランジスタQ324、Q327に供給される。また、局部発振信号−SLQが、トランジスタQ344を通じ、さらに、エミッタフォロワのトランジスタQ348を通じてトランジスタQ325、Q326に供給される。
【0065】
しかし、制御信号SSWにより、トランジスタQ343がオンで、トランジスタQ342がオフの場合には、トランジスタQ346、Q347がオンになり、トランジスタQ344、Q345がオフになる。したがって、局部発振信号+SLQが、トランジスタQ346を通じ、さらに、トランジスタQ348を通じてトランジスタQ325、Q326に供給される。また、局部発振信号−SLQが、トランジスタQ347を通じ、さらに、 トランジスタQ349を通じてトランジスタQ324、Q327に供給される。
【0066】
したがって、制御信号SSWによりミキサ回路32Qに供給される局部発振信号SLQの位相が、正転あるいは反転されるので、加算回路38からはアンサンブルAあるいはアンサンブルBの中間周波信号SIFが出力される。そして、この場合も、切り換え回路34Qにより局部発振信号SLの位相を正転あるいは反転する だけでよいので、アンサンブルを素早く切り換えることができる。
【0067】
〔この明細書で使用している略語の一覧〕
AGC :Automatic Gain Control
DAR :Digital Audio Radio
IC :Integrated Circuit
OFDM:Orthogonal Frequency Division Multiplex
PLL :Phase Locked Loop
QPSK:Quadrature Phase Shift Keying
SAW :Surface Acoustic Wave
VCO :Voltage Controlled Oscillator
【0068】
【発明の効果】
この発明によれば、アンサンブルを切り換える場合に、局部発振信号の周波数を変更する必要がないので、局部発振回路が複雑になることがない。また、局部発振信号の位相ノイズ特性が低下してデジタル信号のエラーレイトが悪化することもない。さらに、アンサンブルを切り換える場合、その切り換えを簡単に高速に行うことができ、局部発振周波数を変更するときのように、切り換え時にアンサンブルを受信できなくなることがない。
【0069】
さらに、中間周波フィルタをアクティブフィルタにより構成することができ、他の回路と一体に1チップIC化することができる。また、これによりコストの低減や受信機の小型化に効果的である。さらに、復調をデジタル処理により実行する場合でも、受信方式はシングルコンバージョンでよく、構成が簡単になるとともに、部品点数も少なくなる。
【図面の簡単な説明】
【図1】 この発明の前提となる受信回路を説明するための系統図である。
【図2】 この発明を説明するための周波数スペクトル図である。
【図3】 この発明の一形態を示す系統図である。
【図4】 この発明の他の形態の一部を示す接続図である。
【図5】 この発明の他の形態の一部を示す接続図である。
【図6】 DARを説明するための周波数スペクトル図である。
【図7】 この発明を説明するための系統図である。
【図8】 図7の回路を説明するための周波数スペクトル図である。
【符号の説明】
30…IC、31…高周波アンプ、32Iおよび32Q…ミキサ回路、33…局部発振回路、34…位相処理回路、35Iおよび35Q…移相回路、36…加減算回路、37…制御端子、38…加算回路、39…切り換え回路、41Hおよび41L…バンドパスフィルタ、42Hおよび42L…可変利得アンプ、43Hおよび43L…復調回路、44…合成回路、45…出力端子、46Hおよび46L…レベル検出回路、51…アンテナ、52…バンドパスフィルタ

Claims (4)

  1. 第1の複数の番組の信号を有する第1の信号と、この第1の信号と同一の内容の第2の信号とが周波数多重化されて第1のアンサンブルが構成され、
    第2の複数の番組の信号を有する第3の信号と、この第3の信号と同一の内容の第4の信号とが周波数多重化されて第2のアンサンブルが構成され、
    上記第1のアンサンブルと、上記第2のアンサンブルとが周波数多重化されて送信されるとき、この多重化信号を受信し、
    この受信信号から上記第1のアンサンブルおよび上記第2のアンサンブルのうちのいずれかの番組の信号を取り出すようにした受信回路である場合に
    周波数が上記第1のアンサンブルと上記第2のアンサンブルとの中心の周波数であって、位相が互いに90°異なる第1および第2の局部発振信号を形成する回路と、
    上記受信信号を、上記第1の局部発振信号により第1の中間周波信号に周波数変換する第1のミキサ回路と、
    上記受信信号を、上記第2の局部発振信号により第2の中間周波信号に周波数変換する第2のミキサ回路と、
    上記第1の中間周波信号が供給される第1の移相回路と、
    上記第2の中間周波信号が供給されるとともに、移相量が上記第1の移相回路とは90°異なる第2の移相回路と、
    上記第1の移相回路の出力信号と、上記第2の移相回路の出力信号との加算を行う加算回路と、
    この加算回路の出力信号から上記第1あるいは第3の信号を取り出す第1の中間周波フィルタと、
    上記加算回路の出力信号から上記第2あるいは第4の信号を取り出す第2の中間周波フィルタと、
    これら第1および第2の中間周波フィルタの出力信号がそれぞれ供給される第1および第2の復調回路と、
    これら第1および第2の復調回路の復調出力を選択あるいは合成して出力する合成回路と、
    上記第1および第2の局部発振信号の一方の信号の位相を、正転あるいは反転させる回路と
    を有するとともに、
    上記第1および第2の移相回路と、上記加算回路とはポリフェイズフィルタにより構成し、
    上記正転あるいは反転を切り換えることにより、上記合成回路に供給される復調出力を、上記第1のアンサンブルにおける信号の復調出力と、上記第2のアンサンブルにおける信号の復調出力とに切り換えるとともに、
    上記合成回路において、上記第1の復調回路の復調出力あるいは上記第2の復調回路の復調出力を、上記第1および第2のアンサンブルにおける該当する信号の受信状況に応じて選択あるいは合成して取り出す
    ようにした受信回路。
  2. 第1の複数の番組の信号を有する第1の信号と、この第1の信号と同一の内容の第2の信号とが周波数多重化されて第1のアンサンブルが構成され、
    第2の複数の番組の信号を有する第3の信号と、この第3の信号と同一の内容の第4の信号とが周波数多重化されて第2のアンサンブルが構成され、
    上記第1のアンサンブルと、上記第2のアンサンブルとが周波数多重化されて送信されるとき、この多重化信号を受信し、
    この受信信号から上記第1のアンサンブルおよび上記第2のアンサンブルのうちのいずれかの番組の信号を取り出すようにした受信回路である場合に
    周波数が上記第1のアンサンブルと上記第2のアンサンブルとの中心の周波数であって、位相が互いに90°異なる第1および第2の局部発振信号を形成する回路と、
    上記受信信号を、上記第1の局部発振信号により第1の中間周波信号に周波数変換する第1のミキサ回路と、
    上記受信信号を、上記第2の局部発振信号により第2の中間周波信号に周波数変換する第2のミキサ回路と、
    上記第1の中間周波信号が供給される第1の移相回路と、
    上記第2の中間周波信号が供給されるとともに、移相量が上記第1の移相回路とは90°異なる第2の移相回路と、
    上記第1の移相回路の出力信号と、上記第2の移相回路の出力信号との加算を行う加算回路と、
    この加算回路の出力信号から上記第1あるいは第3の信号を取り出す第1の中間周波フィルタと、
    上記加算回路の出力信号から上記第2あるいは第4の信号を取り出す第2の中間周波フィルタと、
    これら第1および第2の中間周波フィルタの出力信号がそれぞれ供給される第1および第2の復調回路と、
    これら第1および第2の復調回路の復調出力を選択あるいは合成して出力する合成回路と、
    上記第1および第2の中間周波信号の一方の信号の位相を、正転あるいは反転させる回路と
    を有するとともに、
    上記第1および第2の移相回路と、上記加算回路とはポリフェイズフィルタにより構成し、
    上記正転あるいは反転を切り換えることにより、上記合成回路に供給される復調出力を、上記第1のアンサンブルにおける信号の復調出力と、上記第2のアンサンブルにおける信号の復調出力とに切り換えるとともに、
    上記合成回路において、上記第1の復調回路の復調出力あるいは上記第2の復調回路の復調出力を、上記第1および第2のアンサンブルにおける該当する信号の受信状況に応じて選択あるいは合成して取り出す
    ようにした受信回路。
  3. 第1の複数の番組の信号を有する第1の信号と、この第1の信号と同一の内容の第2の信号とが周波数多重化されて第1のアンサンブルが構成され、
    第2の複数の番組の信号を有する第3の信号と、この第3の信号と同一の内容の第4の信号とが周波数多重化されて第2のアンサンブルが構成され、
    上記第1のアンサンブルと、上記第2のアンサンブルとが周波数多重化されて送信されるとき、この多重化信号を受信し、
    この受信信号から上記第1のアンサンブルおよび上記第2のアンサンブルのうちのいずれかの番組の信号を取り出すようにした受信用集積回路である場合に、
    周波数が上記第1のアンサンブルと上記第2のアンサンブルとの中心の周波数であって、位相が互いに90°異なる第1および第2の局部発振信号を形成する回路と、
    上記受信信号を、上記第1の局部発振信号により第1の中間周波信号に周波数変換する第1のミキサ回路と、
    上記受信信号を、上記第2の局部発振信号により第2の中間周波信号に周波数変換する第2のミキサ回路と、
    上記第1の中間周波信号が供給される第1の移相回路と、
    上記第2の中間周波信号が供給されるとともに、移相量が上記第1の移相回路とは90°異なる第2の移相回路と、
    上記第1の移相回路の出力信号と、上記第2の移相回路の出力信号との加算を行う加算回路と、
    この加算回路の出力信号から上記第1あるいは第3の信号を取り出す第1の中間周波フィルタと、
    上記加算回路の出力信号から上記第2あるいは第4の信号を取り出す第2の中間周波フィルタと、
    これら第1および第2の中間周波フィルタの出力信号がそれぞれ供給される第1および第2の復調回路と、
    これら第1および第2の復調回路の復調出力を選択あるいは合成して出力する合成回路と、
    上記第1および第2の局部発振信号の一方の信号の位相を、正転あるいは反転させる回路と
    が1チップに集積回路化されるとともに、
    上記第1および第2の移相回路と、上記加算回路とはポリフェイズフィルタにより構成し、
    上記正転あるいは反転を切り換えることにより、上記合成回路に供給される復調出力を、上記第1のアンサンブルにおける信号の復調出力と、上記第2のアンサンブルにおける信号の復調出力とに切り換えるとともに、
    上記合成回路において、上記第1の復調回路の復調出力あるいは上記第2の復調回路の復調出力を、上記第1および第2のアンサンブルにおける該当する信号の受信状況に応じて選択あるいは合成して取り出す
    ようにした受信用集積回路
  4. 第1の複数の番組の信号を有する第1の信号と、この第1の信号と同一の内容の第2の信号とが周波数多重化されて第1のアンサンブルが構成され、
    第2の複数の番組の信号を有する第3の信号と、この第3の信号と同一の内容の第4の信号とが周波数多重化されて第2のアンサンブルが構成され、
    上記第1のアンサンブルと、上記第2のアンサンブルとが周波数多重化されて送信されるとき、この多重化信号を受信し、
    この受信信号から上記第1のアンサンブルおよび上記第2のアンサンブルのうちのいずれかの番組の信号を取り出すようにした受信用集積回路である場合に、
    周波数が上記第1のアンサンブルと上記第2のアンサンブルとの中心の周波数であって、位相が互いに90°異なる第1および第2の局部発振信号を形成する回路と、
    上記受信信号を、上記第1の局部発振信号により第1の中間周波信号に周波数変換する第1のミキサ回路と、
    上記受信信号を、上記第2の局部発振信号により第2の中間周波信号に周波数変換する第2のミキサ回路と、
    上記第1の中間周波信号が供給される第1の移相回路と、
    上記第2の中間周波信号が供給されるとともに、移相量が上記第1の移相回路とは90°異なる第2の移相回路と、
    上記第1の移相回路の出力信号と、上記第2の移相回路の出力信号との加算を行う加算回路と、
    この加算回路の出力信号から上記第1あるいは第3の信号を取り出す第1の中間周波フィルタと、
    上記加算回路の出力信号から上記第2あるいは第4の信号を取り出す第2の中間周波フィルタと、
    これら第1および第2の中間周波フィルタの出力信号がそれぞれ供給される第1および第2の復調回路と、
    これら第1および第2の復調回路の復調出力を選択あるいは合成して出力する合成回路と、
    上記第1および第2の中間周波信号の一方の信号の位相を、正転あるいは反転させる回路と
    が1チップに集積回路化されるとともに、
    上記第1および第2の移相回路と、上記加算回路とはポリフェイズフィルタにより構成し、
    上記正転あるいは反転を切り換えることにより、上記合成回路に供給される復調出力を、上記第1のアンサンブルにおける信号の復調出力と、上記第2のアンサンブルにおける信号の復調出力とに切り換えるとともに、
    上記合成回路において、上記第1の復調回路の復調出力あるいは上記第2の復調回路の復調出力を、上記第1および第2のアンサンブルにおける該当する信号の受信状況に応じて選択あるいは合成して取り出す
    ようにした受信用集積回路
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