DK166242B - Fremgangsmaade og demodulator til digital demodulering af et ssb-signal - Google Patents

Description

i

DK 166242 B

Opfindelsen angår en fremgangsmåde til demodule-ring af et SSB-signal, og af den art, hvor der foretages analog filtrering af SSB-signalet, det filtrerede SSB-signal underkastes en analog-digital-konvertering 5 ved en s amplings frekvens fs og en tværfaseblanding med lokalt frembragt bærebølge med frekvens fc = fs/y, hvor y er et heltal større end 1, hvorved der dannes et par tværfaserelaterede digitale signaler, de tværfaserelate-rede digitale signaler tilføres respektive transmis-10 sionsveje, hvori de hver især udsættes for digital filtrering og decimering, og de decimerede digitale signaler fra begge transmissionsveje kombineres til dannelse af et demoduleret, digitalt SSB-signal.

Analog demodulation af et SSB-signal kendes fra 15 Norgaard, Proc. IRE Vol. 44 dec. 1956, pp 1703-1705. Digital demodulation af et FM-signal er blevet beskrevet i Freguencz, 1983, 37, side 16-22 og ntz Bd 36 (1983), part 12, side 806-808. I en digital implementation føres et IF-signal typisk til en analog/digital-konverter 20 (ADK), behandles digitalt og genkonverteres til et analogt signal i en digital/analog-konverter (DAK). En fordel ved at behandle et signal digitalt er, at det fører til en mere fleksibel eller universel demodulator.

De kendte metoder stiller imidlertid særlig store krav 25 til filtrering, hvilket medfører, at egnede kredse skal frembringes til hvert trin for demodulatoren.

US-A-4.241.451 .beskriver en teknik til demodule-ring af et SSB-signal, hvor et mellemfrekvent radiosignal splittes over to kanaler og samples, og hvor signa-30 let forud for eller under samplingen i den ene kanal, såkaldt tværfasekanalen, udsættes for en Hilbert-trans-formeringsoperation, hvorved udgangssignalerne fra samplingskredsene indbyrdes er i tværfaserelation. Ved addition af disse to tværfaserelaterede signaler får man 35 det demodulerede signal i nedre sidebånd og ved subtraktion får man signalet i det øvre sidebånd.

DK 166242 B

2

En artikel: "Digital HF radio; a sampling of techniques" af Dr. U.C. Rhode, Ham Radio Magazine, april 1985, pp. 18, 31 og 33, omtaler også relevant kendt teknik til demodulering af et SSB-signal. Denne teknik går 5 ud på at foretage sampling (digitalisering) af signalet og derefter decimering af tværfaserelaterede digitalsignaler med en decimeringsfaktor, som er et lige heltal på 4.

Den kendte teknik byder på diverse ulemper, hvor-1 0 af navnlig kan nævnes forholdsvis indviklet kredsløbsudformning og vanskelighed i opnåelse af god selektivitet.

Nærværende opfindelse har til sigte at forenkle filtreringen i en digital demodulator under opretholdelse af god selektivitet.

15 Med henblik herpå adskiller en fremgangsmåde af den indledningsvis angivne art sig fra kendt teknik ved, at de tværfaserelaterede digitale signaler udsættes for digital filtrering og decimering i hver transmissionsvej under anvendelse af en decimeringsfaktor, som er et uli-20 ge heltal større end 1, at det decimerede digitale signal i en af nævnte transmissionsveje derefter udsættes for en Hilbert-transformoperation for at bevirke et -90° faseskift af signalets frekvenskomposanter, som befinder sig i det øvre sidebånd, som strækker sig fra fc til + 25 fs/2 og et +90° faseskift af signalets frekvenskomposanter, som befinder sig i det nedre sidebånd, som strækker' sig fra fc til -fs/2, hvorved det kombinerede demodule-rede SSB-signal udledes i et frekvenspasbånd, der er flankeret at frekvensspærrebånd.

30 Nærværende opfindelse er baseret på erkendelsen af, at selektiviteten i en demodulator kan forbedres ved først at filtrere et indgangssignal analogt og dernæst ved at filtrere det filtrerede analoge signal digitalt. Navnlig digital filtrering ved "decimering" af signaler 35 under anvendelse af en ulige heltalsfaktor større end 1 og tilførsel af de decimerede signaler til et Hilbert-

DK 166242B

3 transformationspar gør det muligt at få en karakteristik, der har et pasbånd flankeret af stopbånd, med meget skarp afskæring. Dette har til følge, at filtre-ringsskravene for demodulationen kan lempes. Denne lem-5 pelse betyder, at det er muligt at implementere den digitale del af demodulatoren ved hjælp af en universel processor.

Opfindelsen angår også en SSB-demodulator for et analogsignal, til brug under udøvelse af fremgangsmåden 10 ifølge opfindelsen, hvilken demodulator er af den art, der indbefatter et analogfilter, der får tilført SSB-analog-signalet, og hvis udgang afgiver et filtreret SSB-analogsignal, to signaltransmissionsveje og en koblekreds, som forbinder disse veje med analogfilterets 15 udgang, hvilken koblekreds er indrettet til at foretage analog-digital-signalkonvertering ved en forudbestemt samplingsfrekvens fs, og blandere hvormed digitalsignalet blandes med lokalt frembragte bærebølger på forudbestemt frekvens fc = fs/y, hvor y er et heltal større end 20 1, hvorved det filtrerede SSB-signal konverteres til re spektive digitalsignaler til henholdsvis den ene og den anden transmissionsvej, idet de lokalt frembragte bærebølger indbyrdes er i tværfase således, at de respektive digitalsignaler indbyrdes er i tværfase, to i hver sin 25 transmissionsvej indkoblede decimeringsfiltre, der hver især foretager decimering af digitalsignalet i den pågældende transmissionsvej, hvorved der på decimeringsfiltrenes udgange dannes decimerede signaler, der indbyrdes er i tværfase, og midler, der er tilsluttet deci-30 meringsfiltrenes udgange og er indrettede til at kombinere de decimerede digitale signaler over de to transmissionsveje med henblik på dannelse af et demoduleret SSB-digitalsignal, og ifølge opfindelsen er ejendommelig ved, at de to decimeringsfiltre er indrettede til at de-35 cimere digitalsignalerne i henholdsvis den ene og den anden transmissionsvej med en decimeringsfaktor, som er

DK 166242 B

4 et ulige heltal større end 1, og at udgangene på de to decimeringsfiltre er forbundet med signalkombineringsmidlerne via respektive Hilbert-transformeringstrin, hvoraf det ene Hilbert-transformeringstrin, der er kob-5 let til det ene decimeringsfilters udgang, er indrettet til at bevirke et -90° faseskift på frekvenskomposanter-ne af det decimerede signal i den ene transmissionsvej, som befinder sig i et øvre sidebånd, der strækker sig fra fc +fs/2, og til at bevirke et +90° faseskift på fre-10 kvenskomposanterne af det således decimerede signal, som befinder sig i et nedre sidebånd, der strækker sig fra fc til -fs/2 , medens det andet Hilbert-transformeringstrin, der er koblet til det andet decimeringsfilters udgang forsinker det decimerede signal i den anden trans-15 missionsvej, uden faseskift i signalet, og at demodulatoren har en frekvensselektivitetskarakteristik med fre-kvenspasbånd flankeret af frekvensspærrebånd, idet det demodulerede SSB-signal udledes inden for frekvenspas-båndet.

20 Opfindelsen beskrives nu med et eksempel under henvisning til den medfølgende tegning, hvor fig. 1 er et blokdiagram over en superheterodyn digital radiomodtager med et udgangstrin til demodu-lering af et SSB-signal, 25 fig. 2 et blokdiagram over et FM-udgangstrin, som kan anvendes med eller i stedet for SSB-udgangstrinnet, fig. 3 et blokdiagram over et AM-udgangstrin, som kan anvendes med SSB- og/eller FM-udgangstrinnene eller uafhængigt af dem begge, 30 fig. 4-7 tabeloversigter uden decimering og med decimering af USB- eller LSB-signalerne med faktor på henholdsvis 4, 3 og 5, fig. 8-12 SSB-selektivitetskurver for en modtager uden digitalt for-decimerings filter, i fig. 9-12 er de 35 forskellige gennemgangsbånd overlagt hinanden, fig. 13 en SSB-selektivitetskurve for en modtager med digitalt for-decimeringsfilter, og

DK 166242 B

5 fig. 14 et rutediagram, som angår implementeringen af den digitale behandlingsdel for modtageren under anvendelse af en microcomputer.

I fig. 1 har modtageren en antenne 12, som er 5 forbundet til en r.f.-forende 14, der kan indbefatte antennen 12, en forstærker eller i det mindste et IF-trin. Udgangssignalet fra r.f.-forenden 14 indbefatter et signal på en nominel IF-frekvens, som undertrykkes i tilfælde af SSB. Dette udgangssignal føres til et bånd-10 pasfilter, såkaldt "roofing"-filter 18, for at frembringe et båndbegrænset udgangssignal, i hvilket "aliasing" forhindres, og opnå kanalisolering mellem hosliggende kanaler. Det filtrerede signal føres til en A/D-konverter (ADK) 20, hvilket signal samples med en fre-15 kvens fs der er større end to gange signalbåndbredden, typisk er fs = 40 kHz. Båndbredden (BW) for roofing-filteret 18 er i denne udførelsesform fast og bestemmes af det bredeste BW-signal, der skal demoduleres. Filteret 18 kan imidlertid have en variabel båndbredde for 20 et lette A/D-konverteringen.

Det digitaliserede udgangssignal fra ADK 20 føres til tværfaserelaterede - digitalsignalveje 22 og 24. Den med punkterede linier viste blok omfatter et digitalt filter 21, som er valgfrit, men hvis det be-25 nyttes har det en indgang koblet til ADK 20 og en udgang koblet til vejene 22 og 24. Vejene 22 og 24 indbefatter blandere 26 og 27, til hvilke digitaliserede versioner af sin 2nfct og cos 2nfct leveres, hvor fc typisk er -1 fs med henblik på ved en enkel approksi-30 mering at kunne tværfase-føde blanderne 26 og 27 i vejene 22 og 24. Ved alternativt at sætte fc lig ll I fs, så er fc for fs=40 kHz lig 450 kHz, hvilket er meget tæt på standard superhet-IF-frekvensen. Udgangssignalerne fra blanderne 26 og 27 er basisbåndsigna-35 ler, som føres til respektive "decimerings"-filtre 28 og 29. Gennemgangsbåndene for filtrene 28 og 29 er

DK 166242B

6 smallere end for roofing-filteret 18 og lavpasfiltre-rer i drift signalerne for at fjerne alle mulige alia-singskomposanter, og decimerer dernæst signalerne under brug af en forudbestemt ulige heltalsfaktor større end 5 l. Udgangene X og Y for de decimerede filtre 28 og 29 føres til et Hilbert-transformationspar 30 og 31. Trinnet 30 har den karakteristik, at det giver et -90 graders faseskift til et signal, der ligger i frekvensbåndet fra 0 til fs/2 og +90 grader til et signal, der lig-10 ger i frekvensbåndet -fs/2 til 0. Trinnet 31 for Hil-bert-transformationsparret er et nul-faseskifttrin, som dannes ved hjælp af en forsinkelseskreds for at forsinke signalet med en størrelse, som svarer til forsinkelsen i trinnet 30. De decimerede filtre 28 og 29 og Hil-15 bert-transformationstrinnet 30 implementeres som "finite impulse response" (FIR) filtre, såsom transversalfiltre. Ved at decimere signalerne i filtrene 28 og 29 kan Hilbert-transformationsparret drives ved en lavere samplingshastighed og kræver derfor færre trin.

20 Udgangssignalerne fra Hilbert-transformationsparret 30 og 31 føres til respektive indgange til et sumnetværk, hvis der kræves nedre sidebåndsdemodulation af et SSB-signal eller til et subtraktionsnetværk 33, hvis der kræves sidebåndsdemodulation af et signal. Den ønskede 25 demodulation vælges ved aktivering af en omkobler 34, som er koblet til netværkene 32 og 33.

Efter den særlige aritmetiske operation genkonverteres det digitale sum- (eller differens-)signal til et analogt signal ved hjælp af en D/A-konverter (DAK) 30 36, hvis udgangssignal føres til et lavpasfilter 38.

Hvis det ønskes kan et interpolationsfilter 35 i signalvejen forbindes til DAK1 en 36. En fordel ved brug af interpolationsfilteret 35 er, at specifikationen af lavpasfilteret 38 kan lempes, da de periodiske genta-35 gelsesfrekvenskomposanter er længere væk fra basisbåndet .

DK 166242B

7

Den digitalt virkende sektion af modtageren kan implementeres med en passende programmeret microcomputer såsom en Texas Instruments TMS 320. Ved digital operation opnås perfekt sporing mellem signalvejene 22 og 5 24.

Ved bestemmelse af operationen for demodulatoren ifølge opfindelsen udvælges en lokaloscillatorfrekvens og decimeringsfaktor således, at Hilbert-transforma-tionstrinnet 30 tilvejebringer en båndpasfiltrerings 10 karakteristik indenfor båndbredden af roofing-filteret 18.

I fig. 4-7 vises tabeloversigter, som angiver den samlede funktionkapacitet for LSB- og USB-kanalerne for forskellige indgangs SSB-frekvenser. I fig. 4 vises den 15 periodiske filterkarakteristik, når der ikke sker nogen decimering i decimerings-filtrene 28 og 29, og i fig.

5 vises det tilfælde, hvor decimeringsfaktoren er 4. Den øvre tabeloversigt angår det øvre sidebånd-(USB)-subtraktionskanal, og den nedre tabeloversigt angår det 20 nedre sidebånd-(LSB)-additionskanal. De andre påskrifter, der anvendes i tabeloversignerne er RUSB - rejected upper· sideband, RLSB - rejected lower sideband og INV -inverted.

I fig. 6 og 7 vises de periodiske filterkarakte-25 ristikker, når decimeringsfaktorerne er henholdsvis 3 og 5. En undersøgelse af disse filterkarakteristikker viser, at den frekvensmæssige længde af segmenterne bliver kortere for højere værdier af decimeringsfaktorerne. Der findes også punkter i tabeloversigterne, hvor det er 30 muligt at angive nogle fordelagtige operationspunkter.

Når f.eks. et specielt ønsket sidebånd flankeres af to stopbånd, så letter dette betydeligt de analoge for-filtreringskrav til demodulatoren. Der findes nogle fordelagtige operationspunkter i regioner, som svarer til den 35 nominelle bærebølge fc=(n+l/4)fs, men kun for løsninger, der indbefatter decimering under anvendelse af en ulige heltalsfaktor, som eksemplificeret i fig. 6 og 7.

DK 166242 B

8

Det kan være uhensigtsmæssigt at gøre gennem-gangs-/stopbåndene for smalle, idet Hilbert-filterkarakteristikken kan vende for hurtigt tilbage til gennemgangsbåndet indenfor gennemgangsbåndbredden for roofing-5 filteret 18, hvilket fører til reduceret selektivitet for disse punkter med efterfølgende forringelse af modtagerfunktionen. En anden grund til ikke at frembringe gennemgangsbåndssegmenternes båndbredde for smalle er, at de kan være smallere end det ønskede signals bånd-10 bredde.

I fig. 8 vises filterrespons'en for en demodulator af den i fig. 1 viste type uden et digitalt filter 21, og i hvilken decimeringsfaktoren er 5, og den nominelle IF-frekvens for fs(n+l/4) er anbragt centralt i 15 roofing-filterets gennemgangsbånd 40. Decimeringsfilterets gennemgangsbånd 42 er smallere end roofing-fil-terets gennemgangsbånd 40 og anbragt symmetrisk i forhold til gennemgangsbåndet 40. Karakteristikken 44 for Hilbert-filteret er også vist sammen med påskrift, 20 som angiver, hvad der sker i de respektive segmenter, der i den øvre del af fig. 8 er angivet med bogstaverne A til F. I den viste situation er en tilsyneladende tilfredsstillende demodulatorydelse forringet på grund af, at en lille del af den næstsidste kanal (bestemt af 25 Hilbert-filterkarakterstikken 44), nemlig segment B, dæmpes utilstrækkeligt som følge af decimeringsfilteret og giver kun 40 dB overfor nabokanalen. Denne situation kan bedres ved anvendelse af det digitale filter 21. Alternativt kan værdien af fs justeres lidt, således at 30 det ønskede USB ligger i midten af roofing-filterets gennemgangsbånds karakteristik 40, mens den uønskede kanal B ligger længere nede af flanken for karakteristikken 40 og derved dæmpes.

Fig. 9 viser, at denne indstilling af fs fører 35 til en 60 dB dæmpning overfor de hosliggende kanaler.

Dette sker imidlertid på bekostning af, at det ikke er

DK 166242 B

9 muligt at have hurtig skiftning mellem USB (segment D) og LSB (segment C) (fig. 8) ved simpelthen af vende fortegnet i SSB-fasealgoritmen, da dette ikke giver ens tilstødende- og nabokanalisolationer. Indstilling af f 5 kræver yderligere ændring af delingsforholdet i en frekvenssynthesizer, og dette fører ikke altid til bekvem-melige runde tal, således at fs(n+l/4) ikke altid kan anbringes som ønsket.

I fig. 10 vises den totale karakteristik, når 10 lokaloscillatorfrekvensen indstilles således, at den nominelle IF-frekvens fs(n+l/4) ligger an mod grænsepunktet for roofing-filterkarakteristikken 40.

I fig. 11 og 12 vises selektiviteten for modula-toren til frembringelse af USB og LSB for et arrange-15 ment, i hvilket gennemgangsbåndet for decimeringsfilteret er blevet lempet, således at det når sit stopbånd, når Hilbert-filteret træder ind i dets tilstødende gennemgangsbånd.

Til skiftning mellem de øvre og nedre sidebånd 20 skal den nominelle IF-frekvens skifte to kanalbredder således, at frekvensen for fs(n+l/4) forbliver anbragt mod kanten af roofing-filterets karakteristik 40, ved den nedre frekvenskant for USB (fig. 11) og ved den øvre frekvenskant for LSB (fig. 12).

25 Ved reduktion af decimeringsfaktoren fra 5 til 3 kan den samlede demodulationsfunktion forbedres, da segmenterne er bredere, og som følge deraf er den uønskede kanal enten længere nede ad flanken for karakteristikken 40 eller ligger uden for gennemgangsbåndet for roofing-30 filteret.

Det alternative arrangement til frembringelse af et SSB-signal med en tilfredsstillende sidebåndsdæmpning indbefatter det digitale forbehandlingsfilter 21 (fig.

1). Yderligere er, som vist i fig. 13, gennemgangsbåndet 35 for roofing-filteret, responskurven 40, og decimeringsfilteret, responskurven 42, forskellige fra det

DK 166242B

10 arrangement, der ikke har filteret 21, se f.eks. fig.

8. Respons1 en for det digitale forbehandlingsfilter 21 er vist ved 45, og det ses, at gennemgangsbåndet svarer til bredden af et af gennemgangsbåndene for Hilbert-5 filteret, og det har en skarp afskæring, som er ønskværdig for god selektivitet med SSB.

Under drift forbindes den analoge udgang for R.F.-forsiden 14 med roofing-filteret 18. Det filtrerede analoge signal digitaliseres i ADK 20, og det 10 digitale udgangssignal filtreres i det digitale filter 21. Under blanding af udgangssignalet fra filteret 21 i blanderne 26 og 27 vælges frekvensen fs, som i dette eksempel er fire gange fc, således at fg(n+l/4) er symmetrisk anbragt i forhold til gennemgangsbåndene for 15 roofing- og decimeringsfiltrene 18 og henholdsvis 28 og 29. Efter decimering af signalerne i vejene 22 og 24 frembringes Hilbert-transformationen, og det egnede sidebånd frembringes som før ved addition eller subtraktion.

20 Den ovennævnte beskrivelse angår demodulering af et SSB-signal.

Det i fig. 1 viste kredsløb kan, der ses bort fra det digitale forbehandlingsfilter 21, udformes universelt til AM, FM og SSB ved at forbinde forskellige slut-25 trin til punkterne A og A' i vejene henholdsvis 22 og 24. I fig. 2 vises et arrangement til genvinding af et' digitaliseret FM-signal. Dette arrangement indbefatter forsinkelseskredse 50 og 52 med forsinkelse på X=m/fg, hvor m er et heltal, hvilke forsinkelseskredse er for-30 bundet til terminalerne henholdsvis A og A'. Der findes blandere 54 og 56, hvor hver blander har to indgange, og hvor en indgang til hver blander kobles til den pågældende forsinkelseskreds 50 og 52, og den anden indgang til hver blander får tilført det ikke-forsinkede 35 signal i den anden vej. Udgangene fra blanderne 54 og 56 kobles til respektive indgange til en subtraktor,

DK 166242B

11 fra hvilken en digital version af FM-signalet udledes.

Dette signal føres til DAK 36 og filtreres i lavpas-filteret 38.

Fig. 3 viser, at et AM-udgangssignal kan udledes 5 ved at kvadrere signalerne ved A og A' i kvadreringskredse 60 og 62, hvis udgangssignaler adderes i et summationstrin 64. Dernæst føres sumsignalet til et kvadratrodstrin 66 for at frembringe en digital version af det demodulerede AM-signal. Dette digitale sig-10 nal konverteres til et analogt signal og lavpasfiltreres i trinnene henholdsvis 36 og 38.

Nærværende opfindelse er baseret på det princip, at der foretages analog filtrering af et indgangssignal og digital filtrering af det filtrerede analoge signal 15 ved decimering, under anvendelse af en ulige heltalsfaktor større end 1 og Hilbert-filtrering af det decimerede signal for at opnå den fornødne selektivitet. Ved denne metode kan specifikationen af roofing-filteret 18 lempes. Hvis demodulatoren udelukkende er konstrueret til 20 demodulering af SSB-signaler, er gennemgangsbåndet for roofing-filteret 18 som hos en jævnt skrånende enkelkanal. Den digitale filtrering anvendes effektivt til at afgrænse et interval med skarpe eller stejle flanker.

Ved lempelse af specifikationen for roofing-filteret 25 undgås problemer med med trimning og lokaloscillatordrift.

Hvis demodulatoren alternativt er konstrueret for multimode-operation, er gennemgangsbåndet for roofing-filteret 18 bredt nok til fuldt FM-udsving. Den digi-30 tale filtrering giver i så fald en effektiv måde at opnå yderligere filtrering på, navnlig ved demodulering af SSB-signaler. I praksis er der et forhold mellem båndbredden for roofing-filteret 18 og samplingshastigheden i ADK 20 (fig· 1)/ hvilket forhold er, at bånd-35 bredden for roofing-filteret skal være mindre end ½ s amplings frekvens (fs/2), dvs. Nyquist-frekvensen. Bånd-

DK 166242 B

12 bredden for roofing-filteret 18 bestemmes af den tilsigtede anvendelse, dvs. singlemode eller multimode, og dette bestemmer den fornødne samplingshastighed. I det viste multimode-tilfælde vælges båndbredden for roofing-5 filteret 18 til fuldt FM-udsving, og dette svarer til ca. fire SSB-sidebånd.

I fig. 14 vises et forenklet rutediagram for de forskellige digitale operationer, der implementeres ved hjælp af en microcomputer såsom en Texas TMS 320, som 10 drives tidstro. Det antages, at for-decimeringsfilteret 21 er udeladt, og at et SSB-signal genvindes.

I fig. 14 vises den fundamentale operation af demodulatorprogrammet. Diagrammet viser, hvordan en sløjfetæller benyttes til decimering med en faktor fem.

15 En samplehastighed på 40 kHz anvendes ved dataindlæsning, hvilket ville gøre konstruktionen af Hilbert-filteret uigennemførlig for enhver rimelig ydelse. Ved imidlertid at vælge en samplingshastighed på 40 kHz kan tværfaseblandingen let udføres med 10 kHz, hvilket giver 20 en nominel indgangsbærefrekvens på 10 kHz. Båndbredden for de to kanaler er 3 kHz. Efter den indledende tvær-faseblanding anvendes decimering med 5 for at reducere samplingshastigheden til 8 kHz, hvor det er muligt at konstruere praktiske Hilbert-filtre og bedre udnytte den 25 til rådighed stående behandlingstid.

I fig. 14 er blokken 70 en programtimingsblok, som sikrer, at samplede data fra A/D-konverteren er klar hvert 25 sekund. Disse data læses ind i behandlingstrin 72. Trin 74 angiver operation på de samplede indlæste 30 data til de to tværfasekanaler. Dette opnås ved at multiplicere det indkomne signal med 10 kHz fra en pseudo-lokaloscillator. Én kanal udledes ved direkte multiplikation, mens tværfasekanalen udledes fra multiplikationen med en 90 grader faseforskudt version af pseudo-35 lokaloscillatorsignalet. Det næste trin 76 tager signalerne fra blandingsudgangen og lagrer dem ved at flyt-

Claims (9)

1. Fremgangsmåde til demodulering af et SSB-sig-nal, og af den art, hvor 35. der foretages analog filtrering af SSB-signa- let, DK 166242 B 14 - det filtrerede SSB-signal underkastes en ana-log-digital-konvertering ved en samplingsfrekvens fs og en tværfaseblanding med lokalt frembragt bærebølge med frekvens fc = fs/y, hvor y er et heltal større end 1, 5 hvorved der dannes et par tværfaserelaterede digitale signaler, - de tværfaserelaterede digitale signaler tilføres respektive transmissionsveje, hvori de hver især udsættes for digital filtrering og decimering, og 10. de decimerede digitale signaler fra begge transmissionsveje kombineres til dannelse af et demodu-leret, digitalt SSB-signal, kendetegnet ved - at de tværfaserelaterede digitale signaler udsættes for digital filtrering og decimering i hver 15 transmissionsvej under anvendelse af en decimeringsfaktor, som er et ulige heltal større end 1, - at det decimerede digitale signal i en af nævnte transmissionsveje derefter udsættes for en Hilbert-transformoperation for at bevirke et -90“ faseskift af 20 signalets frekvenskomposanter, som befinder sig i det øvre sidebånd, som strækker sig fra fc til + fs/2 og et +90° faseskift af signalets frekvenskomposanter, som befinder sig i det nedre sidebånd, som strækker sig fra fc til -fs/2, 25 hvorved det kombinerede demodulerede SSB-signal udledes i et frekvenspasbånd, der er flankeret at fre-kvensspærrebånd.

2. Fremgangsmåde ifølge krav 1,kendetegne t ved, at analog-digital-konverteringen foretages 30 forud for tværfaseblandingsoperationen.

3. Fremgangsmåde ifølge krav 1, kendetegnet ved, at der anvendes et heltal y lig med 4.

4. Fremgangsmåde ifølge krav 1, kendetegnet ved, at frekvenspasbåndet for analogfiltreringso- 35 perationen er centreret på en frekvens på fs (n± l/y), hvor n er et heltal. DK 166242B 15

5. Fremgangsmåde ifølge krav l, kendeteg- n.e t ved, at frekvenspasbåndet for analogfiltreringsoperationen har en grænsefrekvens på fs (n± 1/y), hvor n er et heltal.

6. SSB-demodulator for et analogsignal, til brug under udøvelse af fremgangsmåden ifølge krav 1-5, og af den art, der indbefatter - et analogfilter (18), der får tilført SSB-ana-log-signalet, og hvis udgang afgiver et filtreret SSB- 10 analogsignal, - to signaltransmissionsveje (22, 24) og en koblekreds (20), som forbinder disse veje med analogfilterets (18) udgang, hvilken koblekreds er indrettet til at foretage analog-digital-signalkonvertering ved en forud- 15 bestemt samplingsfrekvens fs, og blandere (26, 27) hvormed digitalsignalet blandes med lokalt frembragte bærebølger på forudbestemt frekvens fc = fs/y, hvor y er et heltal større end 1, hvorved det filtrerede SSB-signal konverteres til respektive digitalsignaler til henholds-20 vis den ene og den anden transmissionsvej, idet de lokalt frembragte bærebølger indbyrdes er i tværfase således, at de respektive digitalsignaler indbyrdes er i tværfase, - to i hver sin transmissionsvej indkoblede deci-25 meringsfiltre (28, 29), der hver især foretager decimering af. digitalsignalet i den pågældende transmissionsvej , hvorved der på decimeringsfiltrenes udgange dannes decimerede signaler, der indbyrdes er i tværfase, og - midler, der er tilsluttet decimeringsfiltrenes 30 udgange og er indrettede til at kombinere de decimerede digitale signaler over de to transmissionsveje med henblik på dannelse af et demoduleret SSB-digitalsignal, kendetegnet ved, - at de to decimeringsfiltre (28, 29) er indret-35 tede til at decimere digitalsignalerne i henholdsvis den ene og den anden transmissionsvej med en decimeringsfaktor, som er et ulige heltal større end 1, og DK 166242 B 16 - at udgangene på de to decimeringsfiltre (28, 29. er forbundet med signalkombineringsmidlerne via respektive Hilbert-transformeringstrin (30, 31), hvoraf det ene Hilbert-transformeringstrin (30), der er koblet 5 til det ene decimeringsfilters (28) udgang, er indrettet til at bevirke et -90° faseskift på frekvenskomposanter-ne af det decimerede signal i den ene transmissionsvej, som befinder sig i et øvre sidebånd, der strækker sig fra fc +fs/2, og til at bevirke et +90° faseskift på fre-10 kvenskomposanterne af det således decimerede signal, som befinder sig i et nedre sidebånd, der strækker sig fra fc til -fs/2 , medens det andet Hilbert-transformeringstrin (31), der er koblet til det andet decimeringsfilters (29) udgang forsinker det decimerede signal i den 15 anden transmissionsvej, uden faseskift i signalet, og at demodulatoren har en frekvensselektivitetskarakteristik med frekvenspasbånd flankeret af frekvens- .. spærrebånd, idet det demodulerede SSB-signal udledes inden for frekvenspasbåndet.

7. Demodulator ifølge krav 6, kendeteg net ved, at heltallet y er valgt lig med 4.

8. Demodulator ifølge krav 6, kendetegnet ved, at frekvenspasbåndet for analogfiltreringsoperationen er centreret på en frekvens på fs (n± 1/y), 25 hvor n er et heltal.

9. Demodulator ifølge krav 6, kendetegnet ved, at frekvenspasbåndet for analogfiltreringsoperationen har en grænsefrekvens på fs (n± 1/y)/ hvor n er et heltal.