JPH03209918A - Ｐｃｍ変復調装置の積分補間装置 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 （産業上の利用分野） この発明は、ＰＣＭ変復調において、原信号を忠実に再
現することができるようにしたＰＣＭ変復調装置の積分
補間装置に関するものである。

（従来の技術） 従来のＰＣＭ変復調装置は、パルス波形と入力信号の乗
算であり、限られたサンプリングポイントによって、原
信号の再現を試みる近似方式である。一般に一つの線分
で括られた内側の面積を求める場合には、積分、すなわ
ちΔ関数によって解を得る。これは、サンプリング間隔
を無限小とすれば正確に面積を近似できることによる。

（発明が解決しようとする課題） しかしながら、前記従来におけるＰＣＭ変復調は、振幅
離散、つまり非連続の点の集合に対応する方形波が形作
る階段状波形によって原信号の再現を試みている。とこ
ろが、この方式では、サンプリング間隔を無限小として
も、Δ関数とはならないため、正確な近似は、当初から
不可能である。

また、標本化に際して、いわゆる折り返しスペクトル歪
みを除くため、アナログ波形は前処理として低域通過フ
ィルタを通す。すなわち、標本化に際して、変復調波形
内に、サンプリング周波数成分を含んでいるため、サン
プリング周波数と原信号の変調によるサイドバンドが発
生する。このため、アンチエリアスフィルタを必要とす
るとともに、このアンチエリアスフィルタの充分な減衰
を与える遮断周波数としては、サンプリング周波数の１
／２以下でなければならなかった。

（課題を解決するための手段） 前記課題を解決するために、本発明は、変調前若しくは
復調前の信号を入力して、−サンプリング周期だけ遅延
させた信号を形成する遅延手段と、該遅延手段により形
成した遅延信号を前記遅延させる前の信号から差し引い
て差信号を形成する減算手段と、該減算手段により形成
した差信号を処理して、−サンプリング周期毎の積分若
しくは積分値に等しい面積の信号を形成する差信号処理
手段と、該差信号処理手段により得られた差信号を、前
記遅延信号に加算する加算手段とを具備してなるもので
ある。

（作用） 前記構成により、本発明は、離散状態のサンプリングポ
イント間を直線で補間した信号を、簡易な構成により得
ることができるため、従来のようにサンプリング周波数
を高くすることなく、忠実な原波形の変復調が可能であ
る。しかも、変復調波形内にサンプリング周波数と原信
号の変調によるサイドバンドが原理的に発生せず、従っ
て、折り返し雑音の発生も無いため、アンチエリアスフ
ィルタが不要となる。さらに、サンプリング定理によっ
て、従来は、記録可能な周波数の上限がサンプリング周
波数の１／２であったものが、本発明にあっては、周波
数成分としてはこれに限定されることが無くなる。

（実施例） 第１図は、本発明に係るＰＣＭ変復調装置の積分補間装
置の第１実施例の構成を示すブロック図である。本実施
例は、ＰＣＭの復調信号をＤ／Ａ変換してアナログ原信
号を得る段階に設けられ、原信号の再生を簡単な構成に
より行えるものである゛。

入力されるデータは、ＰＣＭ変調された量子化データで
あり、このデータ信号を振幅離散／連続変換器（Ｄ／Ａ
変換器のようなデジタル信号をアナログ信号に変換する
ものである）１により、各量子化データに対応する振幅
の方形波信号に変換する。この振幅離散／連続変換器１
の出力Ａが、例えば、第２図Ａに示すようであったとす
る。

遅延回路２は、ＰＣＭのサンプリング周期に等しい周期
のクロックにより作動して、振幅離散／連続変換器１の
出力Ａを−サンプリング周期遅延させた信号Ｂを形成し
て出力する。第２図Ｂにその信号Ｂを示す。

振幅離散／連続変換器１の出力信号Ａと遅延回路２の出
力信号Ｂは、減算器３に入力されて、両信号Ａ、Ｂのレ
ベル差信号Ｃ（＝Ａ−Ｂ）が形成されて出力される。こ
のレベル差信号Ｃを第２図Ｃに示す。

　− リセット積分回路４は、減算器３の出力信号Ｃを処理す
る差信号処理手段であり、遅延回路２と同一のクロック
により、−サンプリング周期毎に積分値が０にリセット
されるものである。積分の対象となる入力は、減算器３
の出力信号Ｃである。

従って、このリセット積分回路４の出力信号りは、第２
図りのようになる。

そして、リセット積分回路４の出力信号りと遅延回路２
の出力信号Ｂとを加算器５により加算して、第２図Ｅに
示すような連続信号を形成することができる。

このようにして得られたアナログの連続信号Ｅは、サン
プリングポイント間を直線で補間したものとなり、サン
プリング周波数成分を含んでいないため、サンプリング
周波数と原信号の変調によるサイドバンドが原理的に発
生しない。従って、折り返し雑音の発生も無いため、ア
ンチエリアスフィルタを必要としない。また、従来のサ
ンプリング定理によって記録可能な周波数上限が、サン
プリング周波数の１／２であったものが、これに限定さ
れること無く、サンプリング周波数の１／２よりも高い
周波数成分も復調することができる。

以上の作用を、第２図Ａに示すデータの場合をは例とし
て、より具体的に説明する。

データの第１パルス信号Ｐ１と第２パルス信号Ｐ２は、
−サンプリング周期の時間差を有している。そして、復
調後の連続する信号のエンベロープは、同図中の点ａ−
ｃを結ぶ直線に近似されるはずである。ここで、三角形
ａｂｃの面積を８１、減算器３の出力信号Ｃにおけるパ
ルス信号Ｐ１ｅの面積Ｓ２、三角形ａｂｄの面積をＳＬ
’とすると、５Ｌ＝８１’、５２＝２８１である。

パルス信号Ｐｉｅは、第２パルス信号Ｐ２と、前記第１
パルス信号Ｐ１を遅延回路２で−サンプリング周期だけ
遅らせた第１遅延パルス信号Ｐｌｄの差信号であるから
、その面積−８２の絶対値は、第１パルス信号Ｐ１と第
２パルス信号Ｐ２の面積の差に等しい。従って、減算器
３から出力されたパルス信号Ｐ１ｅの積分により、三角
形ａｂｃの面積Ｓｌに絶対値が等しい負の面積−８１の
三角波パルスＰｉｓが得られる。そして、加算器５にお
いて、第１遅延パルス信号Ｐｌｄと三角波パルスＰｉｓ
とを加算すると、その出力Ｅの点のｄ−ｅを結ぶエンベ
ロープは、前記点ａ−ｃを結ぶエンベロープと同一とな
る。すなわち、第１パルス信号Ｐ１から面積Ｓｌ’を差
し引いた信号が得られる。

従来のＰＣＭの復調に際しては、信号Ａをそのままアン
チエリアスフィルタに入力して補間するため、そのエン
ベロープは直線的とはならず、時定数により発生する群
遅延特性のために、原信号の正確な時間再現信号とはな
らないし、サンプリング周波数と原信号のサイドバンド
が含まれる。

これに対し、本実施例によれば、前述のように、原信号
の正確な再現信号が得られるとともに、リセット積分回
路４は、差信号Ｃを積分するのであるから、サンプリン
グ信号や原信号のサイドバンドが発生することが無い。

なお、ここで積分回路とは、サンプリング周波数を０点
とするノツチフィルタであるから、特に入力側にフィル
タ回路を設けなくても、自然な高域減衰特性を伴って信
号が取り込まれることとなる。

第３図は、本発明の第２実施例の構成を示すブロック図
である。本実施例は、第１実施例と同様のＰＣＭ復調装
置における積分補間装置であり、アナログ回路素子を用
いて構成したものである。

すなわち、遅延回路１２と、振幅離散／連続゛変換器６
，７と、リセット積分回路８と、反転増幅器９と、加算
器ｌＯとから構成されている。

遅延回路１２は、データを２値信号のままクロックに従
って−サンプリング周期だけ遅延させるものである。振
幅離散／連続変換器６，７の出力信号は、第１実施例に
おける振幅離散／連続変換器１と遅延回路２の出力信号
Ａ、Ｂに相当する。

従って、反転増幅器９からは信号Ｂに相当する信号の反
転信号すが出力されて信号Ａに加えられることにより信
号Ｃに相当する信号が形成され、これがリセット積分回
路８に入力されることにより、リセット積分回路８から
は信号りに相当する信号の反転信号ｄが出力されて、信
号すに加算されることにより、加算器１ 号が出力される。

第４図は、本発明の第３実施例の構成を示すブロック図
である。本実施例は、第２実施例を改良したものであり
、遅延回路１２の出力をインバータ１１により反転させ
た後に振幅離散／連続変換器７を通すことにより、信号
Ｂを反転した信号すを形成して、加算器１０において、
リセット積分回路８の出力信号ｄに加算することにより
信号Ｅを得るものである。すなわち、前記第２実施例に
おける反転増幅器９に代えてインバータ１１を用いた構
成である。

第５図は、本発明の第４実施例の構成を示すブロック図
である。本実施例は、前記第２図における信号Ａと信号
Ｂの差信号を形成する行程の代わりに、２確信号段階で
減算器１３を用いて−サンプリング周期分のデータから
、そのデータを遅延回路１２によリーサンプリング周期
だけ遅延させたデータを差し引いて、Ｄ／Ａ変換するこ
とにより、前記信号Ｃと同等の信号を得るようにしたも
０からは信号Ｅに相当する信 のである。

第６図は、本発明の第５実施例の構成を示すブロック図
であり、本実施例は、前記第４実施例における反転増幅
器９の代わりに、Ｄ／Ａ変換前において反転を行うイン
バータ１１を用いた例である。従って、遅延回路１２の
出力がインバータ１１により反転された後に振幅離散／
連続変換器７に入力されることにより、信号Ｂの反転信
号すが形成される。その他の動作は、第４実施例と同様
である。

ここで、前記各実施例ではＰＣＭデータをＤ／Ａ変換し
て復調する際の構成例を示したが、これは、アナログ信
号をＡ／Ｄ変換してＰＣＭ変調する際にも同様に適用す
ることができる。

従来は、入力信号がサンプリングポイントを通過した点
の集合によって、入力信号に対する近似を試みているの
であるが、本来、近似に必要なのは、サンプリング間隔
内におけるレベル値では無く、サンプリング間隔内にお
いて入力信号が描（面積なのである。サンプリングポイ
ントにおけるレベル値−非連続の点集合による近似では
、サンプリング周波数の整数分の一付近の入力信号ｆｉ
ｎがあった場合、かかる整数分の−の周波数ｆｃから離
調した周波数（ｆｃ−ｆｉｎ　）という超低周波領域に
ビートが発生する。さらに、入力信号ｆｉｎが整数分の
−の周波数ｆｃと同調した場合には、入力信号ｆｉｎｋ
全でのゼロポイントにサンプリングポイントが一致して
しまうため、入ツノ信号のサンプリングが不可能となっ
てしまう。

ところが、一般に、入力信号というものは、基本周波数
の上下にスペクトラムの幅、すなわちスプレッドを持っ
ているために、上記の現象により、特定周波数がサンプ
リングできなくても、これを検知することができない。

また、非連続の点によるサンプリングとは、サンプリン
グ周波数の整数分の−の各帯域において、シャープなゼ
ロポイントを持つ櫛型フィルタに相当する。このため、
サンプリング周波数を上昇させればさせる程、サンプリ
ングできない特定周波数が増加し、近似精度の向上を図
ることがてきな１ くなる。つまり、従来のサンプリング方法を使用したＡ
／Ｄ変換又はＤ／Ａ変換には、特定スペクトラムの消失
と不要ビートの発生とが、回避できない障害となってい
る。

第７図は、本発明の第６実施例の構成を示すブロック図
である。本実施例は、さらに簡易な構成により積分補間
を実現させるものである。本実施例は、アナログ信号を
ＰＣＭ変調する際の積分補間を行うものであり、アナロ
グ入力信号データをサンプリングし、積分補間された値
をＡ／Ｄ変換する構成としたものである。

本実施例は、入力されるアナログ信号データをクロック
信号に従ってサンプリングするサンプル／ホールド回路
（以下、Ｓ／Ｈという）１４と、該Ｓ／Ｈの出力信号Ａ
を−サンプリング周期遅延してサンプリング（サンプリ
ング周期は同一である）する遅延用Ｓ／Ｈ１５と、これ
らＳ／Ｈ１４゜１５の出力信号Ａ、Ｈのレベル差信号Ｃ
を形成する減算器１６と、該減算器１６の出力信号Ｃの
レベルを半分にする半減器（１／２の増幅率を有す１２ る増幅器である）１７と、遅延用Ｓ／Ｈ１５の出力Ｂに
半減器１７の出力信号りを加算する加算器Ｉ８と、該加
算器１８の出力信号ＥをＡ／Ｄ変換する振幅連続／離散
変換器１９とから構成されている。

第８図に、本実施例の各部の出力信号Ａ−Ｅの一例を前
記第１実施例のときと同様の設定で示しである。アナロ
グ信号入力は、初段のＳ／Ｈ１４でサンプリングされ、
サンプリングポイント毎の方形波になる。そして、遅延
用Ｓ／Ｈ１５の出力信号Ｂは、信号Ａを−サンプリング
周期だけ遅延させたものとなる。そして、信号Ｃは、信
号Ａから信号Ｂを差し引いたものである。

半減器１７の出力信号りは、信号Ｃのレベルを半分にし
たものであるから、第１パルスＰＯｈは、信号Ｃの第１
パルスＰＯｅの半分のレベルであり、同様に信号りの第
２パルスＰｌｈは、信号Ｃの第２パルスＰｉｅの半分の
レベルである。従って、第２パルスＰｌｈの面積は一＄
１となる。すなわち、この半減器１７は、リセット積分
器４，８と同様の作用を呈することになり、その構成は
さらに簡易化できる。

よって、信号りと信号Ｂを加算器１８で加算することに
より得られる信号Ｅの第２パルスＰ１．Ｅの面積ＳＥは
、信号Ａの第１パルスＰ１の面積から８１の面積を差し
引いた値になる。すなわち、信号Ａの第１パルスＰＩの
ａ−Ｃを結ぶエンベロープを考えたとき、前記信号Ｅの
第２パルスＰＩＢの面積ＳＥは、四角形ａｅｆｃの面積
に等しい。

この信号りの第２パルスＰＩＥをＡ／Ｄ変換してＰＣＭ
変調することにより、信号Ａの第１パルスＰ１を点ａと
点Ｃを結ぶエンベロープによりサンプリングして変調し
たことになる。これにより入力されたアナログ信号に極
めて近似したＰＣＭ変調データが得られる。

（発明の効果） 以上詳細に説明したように、本発明は、離散状態のサン
プリングポイント間を直線で補間した信号を、簡易な構
成により得ることができるため、従来のようにサンプリ
ング周波数を高くすること＝１５ なく、忠実な原波形の変復調が可能である。しかも、変
復調波形内にサンプリング周波数と原信号の変調による
サイトバンドが原理的に発生せず、従って、折り返し雑
音の発生も無いため、アンチエリアスフィルタが不要と
なる。さらに、サンプリング定理によって、従来は、記
録可能な周波数の上限がサンプリング周波数のＩ／２で
あったものが、本発明にあっては、周波数成分としては
、これに限定されることが無くなる。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明の第１実施例の構成を示すブック図、第
２図はその各部の出力信号Ａ−Ｅの例を示す波形図、第
３図は本発明は第２実施例の構成を示すブロック図、第
４図は本発明の第３実施例の構成を示すブロック図、第
５図は本発明は第４実施例の構成を示すブロック図、第
６図は本発明の第５実施例の構成を示すブロック図、第
７図は本発明の第６実施例の構成を示すブロック図、第
８図はその各部の出力信号Ａ−Ｅの例を示す波形図であ
る。 　　Ｇ １．６．７・・・振幅離散／連続変換器２．１２・・・
遅延回路 ３．１３．１６・・・減算器 ４．８・・・リセット積分回路 ５．１０．１８・・・加算器 ９・・・振幅連続／離散変換器

Claims (1)

1. 【特許請求の範囲】 パルス・コード・モジュレーション（以下、ＰＣＭとい
   う）変復調装置の変調前若しくは復調前の信号を積分補
   間する装置であって、 変調前若しくは復調前の信号を入力して、一サンプリン
   グ周期だけ遅延させた信号を形成する遅延手段と、 該遅延手段により形成した遅延信号を前記遅延させる前
   の信号から差し引いて差信号を形成する減算手段と、 該減算手段により形成した差信号を処理して、一サンプ
   リング周期毎の積分若しくは積分値に等しい面積の信号
   を形成する差信号処理手段と、該差信号処理手段により
   得られた差信号を、前記遅延信号に加算する加算手段と
   を具備してなることを特徴とするＰＣＭ変復調装置の積
   分補間装置。