JPH0969858A - 信号生成器 - Google Patents
信号生成器Info
- Publication number
- JPH0969858A JPH0969858A JP661796A JP661796A JPH0969858A JP H0969858 A JPH0969858 A JP H0969858A JP 661796 A JP661796 A JP 661796A JP 661796 A JP661796 A JP 661796A JP H0969858 A JPH0969858 A JP H0969858A
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- JP
- Japan
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- signal
- value
- filter
- low
- impulse response
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- Digital Transmission Methods That Use Modulated Carrier Waves (AREA)
Abstract
(57)【要約】
【課題】 正しい波形のＧＭＳＫ変調信号を少ない演算
量で得る。 【解決手段】 入力データを合成フィルタ３１で処理
し、積分手段１３で積分し、その積分値でｃｏｓメモリ
１４、ｓｉｎメモリ１５を読出し、Ｉ値、Ｑ値を得、Ｉ
値、Ｑ値で搬送波を直交変調手段２４で直交変調してＧ
ＭＳＫ変調信号を得る。ガウシアンフィルタのインパル
ス応答３３と、これを演算周期Ｓの１／２だけずらした
応答３４を加算合成した合成インパルス応答３５を作
り、これを合成フィルタ３１のインパルス応答とする。
量で得る。 【解決手段】 入力データを合成フィルタ３１で処理
し、積分手段１３で積分し、その積分値でｃｏｓメモリ
１４、ｓｉｎメモリ１５を読出し、Ｉ値、Ｑ値を得、Ｉ
値、Ｑ値で搬送波を直交変調手段２４で直交変調してＧ
ＭＳＫ変調信号を得る。ガウシアンフィルタのインパル
ス応答３３と、これを演算周期Ｓの１／２だけずらした
応答３４を加算合成した合成インパルス応答３５を作
り、これを合成フィルタ３１のインパルス応答とする。
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】この発明はサンプリングされ
た２値入力データを低域通過デジタルフィルタ手段でフ
ィルタ処理し、そのフィルタ処理された信号をデジタル
積分手段で積分して、低域通過フィルタ処理された入力
データで位相変調されたデジタル信号、更に必要に応じ
て、その位相変調デジタル信号のその各瞬時位相を表わ
す余弦成分及び正弦成分にて搬送波を直交変調して、上
記低域通過フィルタ処理された入力データで周波数変調
されたデジタル信号を得る信号生成器に関する。
た２値入力データを低域通過デジタルフィルタ手段でフ
ィルタ処理し、そのフィルタ処理された信号をデジタル
積分手段で積分して、低域通過フィルタ処理された入力
データで位相変調されたデジタル信号、更に必要に応じ
て、その位相変調デジタル信号のその各瞬時位相を表わ
す余弦成分及び正弦成分にて搬送波を直交変調して、上
記低域通過フィルタ処理された入力データで周波数変調
されたデジタル信号を得る信号生成器に関する。
【０００２】
【従来の技術】２値入力データにより周波数変調された
信号として、狭帯域化された信号を得るために、２値入
力データを低域通過フィルタに通して適切に帯域を制限
し、その帯域制限された２値入力データで搬送波を周波
数変調することが行われている。この場合低域通過フィ
ルタとして、高調波成分除去のために良好な遮断特性を
もち、かつインパルス応答のオーバシュートが少ない点
からガウス形フィルタが適している。このガウス形フィ
ルタで処理された２値データで搬送波を周波数変調した
信号はＧＭＳＫ（Gaussian filtered Minimum Shift Ke
ying）信号と呼ばれている。このＧＭＳＫ信号を得る最
も簡単な方法はガウス形低域通過フィルタ処理された２
値データで搬送波を直接周波数変調する方法である。し
かしこの方法は中心周波数及び変調指数の偏差の点で問
題がある。
信号として、狭帯域化された信号を得るために、２値入
力データを低域通過フィルタに通して適切に帯域を制限
し、その帯域制限された２値入力データで搬送波を周波
数変調することが行われている。この場合低域通過フィ
ルタとして、高調波成分除去のために良好な遮断特性を
もち、かつインパルス応答のオーバシュートが少ない点
からガウス形フィルタが適している。このガウス形フィ
ルタで処理された２値データで搬送波を周波数変調した
信号はＧＭＳＫ（Gaussian filtered Minimum Shift Ke
ying）信号と呼ばれている。このＧＭＳＫ信号を得る最
も簡単な方法はガウス形低域通過フィルタ処理された２
値データで搬送波を直接周波数変調する方法である。し
かしこの方法は中心周波数及び変調指数の偏差の点で問
題がある。
【０００３】このような点から次に示す方法が用いられ
ている。即ち図２Ａに示すように入力端子１１からの２
値データはガウス形低域通過デジタルフィルタ（デジタ
ルガウシアンフィルタ）１２でフィルタ処理され、その
フィルタ処理された信号の各値はＧＭＳＫ信号の瞬時周
波数値と対応し、この信号はデジタル積分手段１３で２
πを法とするデジタル積分がなされ、このデジタル積分
された信号の各値は、ＧＭＳＫ信号の瞬時位相θと対応
している。この積分出力信号により余弦波メモリ１４及
び正弦波メモリ１５がそれぞれ読出され、これらメモリ
１４，１５より読出された値は図２Ｂから明らかなよう
に位相θのＩＱ座標で表わした値Ｉ、Ｑ信号であり、こ
のＩ信号と発振器１６よりの搬送波信号とが乗算器１７
で乗算され、また発振器１６よりの搬送波信号が移相器
１８でπ／２位相シフトされたものとＱ信号とが乗算器
１９で乗算され、乗算器１７，１９の両乗算結果が加算
器２１で加算されてＧＭＳＫ信号のデジタル系列が得ら
れる。つまりガウシアンフィルタ１２、積分手段１３、
メモリ１４，１５はクロック端子２２からのサンプリン
グクロックで動作する位相波形生成手段２３を構成し、
Ｉ信号、Ｑ信号により搬送波信号が直交変調手段２４で
直交変調される。この直交変調出力はアナログ信号に変
調され、必要に応じて、更に高い周波数に変換されて送
信される。
ている。即ち図２Ａに示すように入力端子１１からの２
値データはガウス形低域通過デジタルフィルタ（デジタ
ルガウシアンフィルタ）１２でフィルタ処理され、その
フィルタ処理された信号の各値はＧＭＳＫ信号の瞬時周
波数値と対応し、この信号はデジタル積分手段１３で２
πを法とするデジタル積分がなされ、このデジタル積分
された信号の各値は、ＧＭＳＫ信号の瞬時位相θと対応
している。この積分出力信号により余弦波メモリ１４及
び正弦波メモリ１５がそれぞれ読出され、これらメモリ
１４，１５より読出された値は図２Ｂから明らかなよう
に位相θのＩＱ座標で表わした値Ｉ、Ｑ信号であり、こ
のＩ信号と発振器１６よりの搬送波信号とが乗算器１７
で乗算され、また発振器１６よりの搬送波信号が移相器
１８でπ／２位相シフトされたものとＱ信号とが乗算器
１９で乗算され、乗算器１７，１９の両乗算結果が加算
器２１で加算されてＧＭＳＫ信号のデジタル系列が得ら
れる。つまりガウシアンフィルタ１２、積分手段１３、
メモリ１４，１５はクロック端子２２からのサンプリン
グクロックで動作する位相波形生成手段２３を構成し、
Ｉ信号、Ｑ信号により搬送波信号が直交変調手段２４で
直交変調される。この直交変調出力はアナログ信号に変
調され、必要に応じて、更に高い周波数に変換されて送
信される。
【０００４】更に図３を用いて詳細に説明する。今、入
力データが図３Ａに示すように０、１、１、０、０、
１、０、…の符号系列であるとすると、図３Ｂの点線で
示すように矩形波のＮＲＺ信号として入力端子１１に入
力される。このＮＲＺ信号は、データ０を＋１に、デー
タ１を−１の波形としている。ガウシアンフィルタ１２
は図３Ｃに示すインパルス応答特性を有し、ガウシアン
フィルタ１２によりフィルタ処理された信号は図３Ｄに
示すように角が取れた波形信号となる。このフィルタ処
理は入力データの１データ（１シンボル）に対して２回
以上のサンプリングにその各サンプル値について演算す
る。図３では１データにつきサンプリングを３回行った
オーバサンプリング（必要最小回数以上のサンプリン
グ）の場合を示している。
力データが図３Ａに示すように０、１、１、０、０、
１、０、…の符号系列であるとすると、図３Ｂの点線で
示すように矩形波のＮＲＺ信号として入力端子１１に入
力される。このＮＲＺ信号は、データ０を＋１に、デー
タ１を−１の波形としている。ガウシアンフィルタ１２
は図３Ｃに示すインパルス応答特性を有し、ガウシアン
フィルタ１２によりフィルタ処理された信号は図３Ｄに
示すように角が取れた波形信号となる。このフィルタ処
理は入力データの１データ（１シンボル）に対して２回
以上のサンプリングにその各サンプル値について演算す
る。図３では１データにつきサンプリングを３回行った
オーバサンプリング（必要最小回数以上のサンプリン
グ）の場合を示している。
【０００５】位相は瞬時周波数データの過去からの、あ
るいは基準時点からの面積の積分、つまり面積の累積で
求めることができる。フィルタ処理した図３の波形信号
の各サンプリング時点のサンプル値はＧＭＳＫ信号の瞬
時周波数と対応するからＧＭＳＫ信号の瞬時位相は例え
ばＳ3 時点での位相Ｐ3 は、Ｐ3 ＝（ｆ-∞＋ｆ-∞+1＋
……＋ｆ1 ＋ｆ2 ＋ｆ3 ）Ｓ、となる。ここで位相Ｐ3
は過去から、あるいは基準時点からの面積の累積、ｆi
（ｉ＝−∞，…１，０，＋１，…＋∞）は瞬時周波数の
レベル、Ｓはサンプリング間隔である。次のサンプリン
グＳ4 時点での位相Ｐ4 は、このＰ3 値に更にｆ4 Ｓを
加算したものとなる。つまりＳ3 時点の位相Ｐ3 は、Ｐ
3 ＝Ｐ2 ＋ｆ3 Ｓ、であり、Ｓ4 時点での位相Ｐ4 は、
Ｐ4 ＝Ｐ 3 ＋ｆ4 Ｓとなる。
るいは基準時点からの面積の積分、つまり面積の累積で
求めることができる。フィルタ処理した図３の波形信号
の各サンプリング時点のサンプル値はＧＭＳＫ信号の瞬
時周波数と対応するからＧＭＳＫ信号の瞬時位相は例え
ばＳ3 時点での位相Ｐ3 は、Ｐ3 ＝（ｆ-∞＋ｆ-∞+1＋
……＋ｆ1 ＋ｆ2 ＋ｆ3 ）Ｓ、となる。ここで位相Ｐ3
は過去から、あるいは基準時点からの面積の累積、ｆi
（ｉ＝−∞，…１，０，＋１，…＋∞）は瞬時周波数の
レベル、Ｓはサンプリング間隔である。次のサンプリン
グＳ4 時点での位相Ｐ4 は、このＰ3 値に更にｆ4 Ｓを
加算したものとなる。つまりＳ3 時点の位相Ｐ3 は、Ｐ
3 ＝Ｐ2 ＋ｆ3 Ｓ、であり、Ｓ4 時点での位相Ｐ4 は、
Ｐ4 ＝Ｐ 3 ＋ｆ4 Ｓとなる。
【０００６】ところで図３Ｄ中の例えば瞬時周波数デー
タｆ11の値を、図３Ｂ及びＣの各値を用いて計算する
と、ｆ11＝ｇ8 ｈ-3＋ｇ9 ｈ-2＋ｇ10ｈ-1＋ｇ11ｈ0 ＋
ｇ12ｈ 1 ＋ｇ13ｈ2 ＋ｇ14ｈ3 、となる。図４Ｄのリフ
ィルタ処理した信号の波形をより忠実なものに近づける
ためには、リフィルタ処理におけるサンプリング回数を
増加する必要がある。
タｆ11の値を、図３Ｂ及びＣの各値を用いて計算する
と、ｆ11＝ｇ8 ｈ-3＋ｇ9 ｈ-2＋ｇ10ｈ-1＋ｇ11ｈ0 ＋
ｇ12ｈ 1 ＋ｇ13ｈ2 ＋ｇ14ｈ3 、となる。図４Ｄのリフ
ィルタ処理した信号の波形をより忠実なものに近づける
ためには、リフィルタ処理におけるサンプリング回数を
増加する必要がある。
【０００７】これについて図４に、改めて波形生成の説
明図を示す。図４Ａはガウシアンフィルタのインパルス
応答であり、図４Ｂは入力データ信号波形であり、図３
Ｃはそのフィルタ処理波形である。１データ（シンボ
ル）に対して３回のオーバサンプリング（実線）をし、
そのサンプリング間隔をＳとし、ガウシアンフィルタの
波形はその５回のサンプリングデータに関与するものと
する。図４Ｂにおいて１データに対し、実線と点線を含
めた５回のオーバサンプリングにすると、図４Ｂでサン
プリング値ｆ3 は元の矩形波（図４Ｂ）をガウシアンフ
ィルタ１２でフィルタリングしたものであり、ｆ3 ＝ｇ
1 ｈ-2＋ｇ1.5 ｈ-1.5＋ｇ2 ｈ-1＋ｇ2.5 ｈ-0.5＋ｇ3
ｈ0 ＋ｇ3.5 ｈ 0.5 ＋ｇ4 ｈ1 ＋ｇ4.5 ｈ1.5 ＋ｇ5 ｈ
2 で表わせる。ｆ3 での位相Ｐ3 は、Ｐ 3 ＝Ｐ2.5 ＋ｆ
3 Ｓ／２となる。ｆ3 とｆ4 との間のサンプリング周波
数値ｆ3. 5 では、ｆ3.5 ＝ｇ1.5 ｈ-2＋ｇ2 ｈ-1.5＋ｇ
2.5 ｈ-1＋ｇ3 ｈ-0.5＋ｇ3.5 ｈ 0 ＋ｇ4 ｈ0.5 ＋ｇ
4.5 ｈ1 ＋ｇ5 ｈ1.5 ＋ｇ5.5 ｈ2 であり、ｆ3.5 での
位相Ｐ3.5 は、Ｐ3.5 ＝Ｐ3 ＋ｆ3.5 Ｓ／２となる。こ
のように、実線サンプリングに対し、点線サンプリング
を多くすると、その増加した各１点１点を計算する必要
があるのでフィルタ処理に対する忠実度はよくなるが、
演算処理に非常に時間がかかることになる。つまりサン
プリング回数を１０倍にすると、ｆ3.1 を計算してＰ
3.1 を求め、次にｆ3.2 、Ｐ3.2 、を求め、続いてｆ
3.3 、Ｐ3.3 、ｆ3. 4 、Ｐ3.4 、ｆ3.5 、Ｐ3.5 、ｆ
3.6 、Ｐ3.6 、ｆ3.7 、Ｐ3.7 、ｆ3.8 、Ｐ3. 8 、及び
ｆ3.9 、Ｐ3.9 を計算してＰ4 に達していた。
明図を示す。図４Ａはガウシアンフィルタのインパルス
応答であり、図４Ｂは入力データ信号波形であり、図３
Ｃはそのフィルタ処理波形である。１データ（シンボ
ル）に対して３回のオーバサンプリング（実線）をし、
そのサンプリング間隔をＳとし、ガウシアンフィルタの
波形はその５回のサンプリングデータに関与するものと
する。図４Ｂにおいて１データに対し、実線と点線を含
めた５回のオーバサンプリングにすると、図４Ｂでサン
プリング値ｆ3 は元の矩形波（図４Ｂ）をガウシアンフ
ィルタ１２でフィルタリングしたものであり、ｆ3 ＝ｇ
1 ｈ-2＋ｇ1.5 ｈ-1.5＋ｇ2 ｈ-1＋ｇ2.5 ｈ-0.5＋ｇ3
ｈ0 ＋ｇ3.5 ｈ 0.5 ＋ｇ4 ｈ1 ＋ｇ4.5 ｈ1.5 ＋ｇ5 ｈ
2 で表わせる。ｆ3 での位相Ｐ3 は、Ｐ 3 ＝Ｐ2.5 ＋ｆ
3 Ｓ／２となる。ｆ3 とｆ4 との間のサンプリング周波
数値ｆ3. 5 では、ｆ3.5 ＝ｇ1.5 ｈ-2＋ｇ2 ｈ-1.5＋ｇ
2.5 ｈ-1＋ｇ3 ｈ-0.5＋ｇ3.5 ｈ 0 ＋ｇ4 ｈ0.5 ＋ｇ
4.5 ｈ1 ＋ｇ5 ｈ1.5 ＋ｇ5.5 ｈ2 であり、ｆ3.5 での
位相Ｐ3.5 は、Ｐ3.5 ＝Ｐ3 ＋ｆ3.5 Ｓ／２となる。こ
のように、実線サンプリングに対し、点線サンプリング
を多くすると、その増加した各１点１点を計算する必要
があるのでフィルタ処理に対する忠実度はよくなるが、
演算処理に非常に時間がかかることになる。つまりサン
プリング回数を１０倍にすると、ｆ3.1 を計算してＰ
3.1 を求め、次にｆ3.2 、Ｐ3.2 、を求め、続いてｆ
3.3 、Ｐ3.3 、ｆ3. 4 、Ｐ3.4 、ｆ3.5 、Ｐ3.5 、ｆ
3.6 、Ｐ3.6 、ｆ3.7 、Ｐ3.7 、ｆ3.8 、Ｐ3. 8 、及び
ｆ3.9 、Ｐ3.9 を計算してＰ4 に達していた。
【０００８】
【発明が解決しようとする課題】以上述べたようにフィ
ルタ処理波形に忠実になるようにするには例えば１５回
以上のオーバサンプリングが望ましいが、そのようにす
ると３回のオーバサンプリングに対し、５倍の２乗、即
ち２５倍以上の演算が必要になり、信号発生に時間がか
かるという問題が生じる。
ルタ処理波形に忠実になるようにするには例えば１５回
以上のオーバサンプリングが望ましいが、そのようにす
ると３回のオーバサンプリングに対し、５倍の２乗、即
ち２５倍以上の演算が必要になり、信号発生に時間がか
かるという問題が生じる。
【０００９】この発明の目的はフィルタ処理波形に忠実
な位相変調信号又は周波数変調信号を、少ない演算量
で、従って短時間で生成することができる信号生成器を
提供することにある。
な位相変調信号又は周波数変調信号を、少ない演算量
で、従って短時間で生成することができる信号生成器を
提供することにある。
【００１０】
【課題を解決するための手段】この発明によれば、処理
したい低域通過フィルタのインパルス応答波形を処理演
算周期のＮ分の１（Ｎは２以上の整数）ずつ順次時間軸
方向にずらした（Ｎ−１）個の波形と原波形とのＮ個の
波形を加算合成した合成インパルス応答を、処理演算周
期でサンプリングした合成インパルス応答系列に、入力
データを畳込み、その結果としてその入力データに応じ
た位相変調信号を得る。
したい低域通過フィルタのインパルス応答波形を処理演
算周期のＮ分の１（Ｎは２以上の整数）ずつ順次時間軸
方向にずらした（Ｎ−１）個の波形と原波形とのＮ個の
波形を加算合成した合成インパルス応答を、処理演算周
期でサンプリングした合成インパルス応答系列に、入力
データを畳込み、その結果としてその入力データに応じ
た位相変調信号を得る。
【００１１】
【発明の実施の形態】図１Ａにこの発明の実施例を示
し、図３Ａと対応する部分に同一符号を付けてある。こ
の発明では入力端子１１よりの２値データは合成フィル
タ３１にてフィルタ処理される。合成フィルタ３１はこ
の信号生成器が動作するクロック周期Ｓ、つまりクロッ
ク入力端子２２よりの周期Ｓのサンプリングクロックで
動作するが、そのインパルス応答は次のように決められ
る。即ち本来の処理フィルタ、つまり図３Ａ中のガウシ
アンフィルタのインパルス応答を、時間軸方向にＳ／Ｎ
（Ｎは２以上の整数）づつ順次ずらしたＮ−１個のイン
パルス応答と、その遅延前の原インパルス応答のＮ個の
インパルス応答を加算して合成インパルス応答とし、こ
の合成インパルス応答を合成フィルタ３１のインパルス
応答とする。
し、図３Ａと対応する部分に同一符号を付けてある。こ
の発明では入力端子１１よりの２値データは合成フィル
タ３１にてフィルタ処理される。合成フィルタ３１はこ
の信号生成器が動作するクロック周期Ｓ、つまりクロッ
ク入力端子２２よりの周期Ｓのサンプリングクロックで
動作するが、そのインパルス応答は次のように決められ
る。即ち本来の処理フィルタ、つまり図３Ａ中のガウシ
アンフィルタのインパルス応答を、時間軸方向にＳ／Ｎ
（Ｎは２以上の整数）づつ順次ずらしたＮ−１個のイン
パルス応答と、その遅延前の原インパルス応答のＮ個の
インパルス応答を加算して合成インパルス応答とし、こ
の合成インパルス応答を合成フィルタ３１のインパルス
応答とする。
【００１２】例えば図１Ｂに示すようにガウシアンフィ
ルタのインパルス応答曲線３３に対しこれをＳ／２（Ｎ
＝２）だけ時間軸方向にずらした曲線３４を作り、これ
ら曲線３３と３４とを加算合成して合成インパルス応答
曲線３５を得る。この曲線３５が合成フィルタ３１のイ
ンパルス応答特性となるように合成フィルタ３１のフィ
ルタ係数を設定する。この合成フィルタ３１はサンプリ
ングクロックの周期Ｓで処理されるため、合成フィルタ
３１の周期Ｓ間隔の合成インパルス応答曲線のレベル係
数はＨ2 ，Ｈ4 ，Ｈ6 ，Ｈ8 ，Ｈ10となり、このレベル
係数と原インパルス応答曲線３３のレベル係数との関係
はＨ2 ＝ｈ-2＋ｈ-1.5，Ｈ4 ＝ｈ-1＋ｈ -0.5，Ｈ6 ＝ｈ
0 ＋ｈ0.5 ，Ｈ8 ＝ｈ0.5 ＋ｈ1 ，Ｈ10＝ｈ2 である。
このフィルタで入力データ３６がサンプリング周期Ｓご
とに処理されるため、入力データ３６のサンプリング時
点Ｓ3 のサンプルｇ3 に対するフィルタ処理結果ｆ3 は
ｆ 3 ＝ｇ1 Ｈ2 ＋ｇ2 Ｈ4 ＋ｇ3 Ｈ6 ＋ｇ4 Ｈ8 ＋ｇ5
Ｈ10＝ｇ1 （ｈ-2＋ｈ-1.5）＋ｇ2 （ｈ-1＋ｈ-0.5）＋
ｇ3 （ｈ0 ＋ｈ0.5 ）＋ｇ4 （ｈ1 ＋ｈ1.5 ）＋ｇ 5 ｈ
2 となる。このようにして入力データ３６は周期Ｓごと
の各サンプルｇ1 ，ｇ2 ，ｇ3 ，ｇ4 ，ｇ5 …について
のみフィルタ処理がされ、積分手段１３で積分される。
ルタのインパルス応答曲線３３に対しこれをＳ／２（Ｎ
＝２）だけ時間軸方向にずらした曲線３４を作り、これ
ら曲線３３と３４とを加算合成して合成インパルス応答
曲線３５を得る。この曲線３５が合成フィルタ３１のイ
ンパルス応答特性となるように合成フィルタ３１のフィ
ルタ係数を設定する。この合成フィルタ３１はサンプリ
ングクロックの周期Ｓで処理されるため、合成フィルタ
３１の周期Ｓ間隔の合成インパルス応答曲線のレベル係
数はＨ2 ，Ｈ4 ，Ｈ6 ，Ｈ8 ，Ｈ10となり、このレベル
係数と原インパルス応答曲線３３のレベル係数との関係
はＨ2 ＝ｈ-2＋ｈ-1.5，Ｈ4 ＝ｈ-1＋ｈ -0.5，Ｈ6 ＝ｈ
0 ＋ｈ0.5 ，Ｈ8 ＝ｈ0.5 ＋ｈ1 ，Ｈ10＝ｈ2 である。
このフィルタで入力データ３６がサンプリング周期Ｓご
とに処理されるため、入力データ３６のサンプリング時
点Ｓ3 のサンプルｇ3 に対するフィルタ処理結果ｆ3 は
ｆ 3 ＝ｇ1 Ｈ2 ＋ｇ2 Ｈ4 ＋ｇ3 Ｈ6 ＋ｇ4 Ｈ8 ＋ｇ5
Ｈ10＝ｇ1 （ｈ-2＋ｈ-1.5）＋ｇ2 （ｈ-1＋ｈ-0.5）＋
ｇ3 （ｈ0 ＋ｈ0.5 ）＋ｇ4 （ｈ1 ＋ｈ1.5 ）＋ｇ 5 ｈ
2 となる。このようにして入力データ３６は周期Ｓごと
の各サンプルｇ1 ，ｇ2 ，ｇ3 ，ｇ4 ，ｇ5 …について
のみフィルタ処理がされ、積分手段１３で積分される。
【００１３】積分手段１３での積分は例えばサンプリン
グ時点Ｓ3 での位相Ｐ3 はＰ3 ＝Ｐ 2 ＋ｆ3 Ｓであり、
このｆ3 には前記のようにｇ1 ｈ-1.5，ｇ2 ｈ-0.5，ｇ
3 ｈ 0.5 ，ｇ4 ｈ1.5 が含まれているからサンプリング
周期がＳ／２でのフィルタリング処理した場合のサンプ
リング時点Ｓ3 での位相とほぼ一致する。つまりサンプ
リング周期Ｓ／２の場合のサンプリング時点Ｓ2.5 の位
相Ｐ2.5 はＰ2.5 ＝Ｐ 2 ＋ｆ2.5 ×（Ｓ／２）であり、
サンプリング時点Ｓ3 の位相Ｐ3 はＰ3 ′＝Ｐ 2.5 ＋ｆ
3 ×（Ｓ／２）である。またサンプリング時点Ｓ2.5 の
周波数対応値ｆ 2.5 はｆ2.5 ＝ｇ0.5 ・ｈ-2＋ｇ1 ・ｈ
-1.5＋ｇ1.5 ・ｈ-1＋ｇ2 ・ｈ-0.5＋ｇ 2.5 ・ｈ0 ＋ｇ
3 ・ｈ0.5 ＋ｇ3.5 ・ｈ1 ＋ｇ4 ・ｈ1.5 ＋ｇ4.5 ・ｈ
2 であり、サンプリング時点Ｓ3 でのｆ3 ′はｆ3 ′＝
ｇ1 ・ｈ-1.5＋ｇ1.5 ・ｈ-1＋ｇ 2 ・ｈ-0.5＋ｇ2.5 ・
ｈ0 ＋ｇ3 ・ｈ0.5 ＋ｇ3.5 ・ｈ1 ＋ｇ4 ・ｈ1.5 ＋ｇ
4. 5 ・ｈ2 ＋ｇ5 ・ｈ2.5 である。ｈ2.5 ＝０であり、
Ｐ3 ′＝Ｐ2 ＋ｆ2.5 ・（Ｓ／２）＋ｆ3 ′・（Ｓ／
２）にｆ2.5 ，ｆ3 、を代入すると、 Ｐ3 ′＝ｇ0.5 ・ｈ-2・（Ｓ／２）＋（２ｇ1 ・ｈ-1.5
＋２ｇ1.5 ｈ-1＋２ｇ 2 ・ｈ-0.5＋２ｇ2.5 ・ｈ0 ＋２
ｇ3 ・ｈ0.5 ＋２ｇ3.5 ・ｈ1 ＋２ｇ4 ・ｈ1. 5 ＋２ｇ
4.5 ・ｈ2 ）・（Ｓ／２） となる。
グ時点Ｓ3 での位相Ｐ3 はＰ3 ＝Ｐ 2 ＋ｆ3 Ｓであり、
このｆ3 には前記のようにｇ1 ｈ-1.5，ｇ2 ｈ-0.5，ｇ
3 ｈ 0.5 ，ｇ4 ｈ1.5 が含まれているからサンプリング
周期がＳ／２でのフィルタリング処理した場合のサンプ
リング時点Ｓ3 での位相とほぼ一致する。つまりサンプ
リング周期Ｓ／２の場合のサンプリング時点Ｓ2.5 の位
相Ｐ2.5 はＰ2.5 ＝Ｐ 2 ＋ｆ2.5 ×（Ｓ／２）であり、
サンプリング時点Ｓ3 の位相Ｐ3 はＰ3 ′＝Ｐ 2.5 ＋ｆ
3 ×（Ｓ／２）である。またサンプリング時点Ｓ2.5 の
周波数対応値ｆ 2.5 はｆ2.5 ＝ｇ0.5 ・ｈ-2＋ｇ1 ・ｈ
-1.5＋ｇ1.5 ・ｈ-1＋ｇ2 ・ｈ-0.5＋ｇ 2.5 ・ｈ0 ＋ｇ
3 ・ｈ0.5 ＋ｇ3.5 ・ｈ1 ＋ｇ4 ・ｈ1.5 ＋ｇ4.5 ・ｈ
2 であり、サンプリング時点Ｓ3 でのｆ3 ′はｆ3 ′＝
ｇ1 ・ｈ-1.5＋ｇ1.5 ・ｈ-1＋ｇ 2 ・ｈ-0.5＋ｇ2.5 ・
ｈ0 ＋ｇ3 ・ｈ0.5 ＋ｇ3.5 ・ｈ1 ＋ｇ4 ・ｈ1.5 ＋ｇ
4. 5 ・ｈ2 ＋ｇ5 ・ｈ2.5 である。ｈ2.5 ＝０であり、
Ｐ3 ′＝Ｐ2 ＋ｆ2.5 ・（Ｓ／２）＋ｆ3 ′・（Ｓ／
２）にｆ2.5 ，ｆ3 、を代入すると、 Ｐ3 ′＝ｇ0.5 ・ｈ-2・（Ｓ／２）＋（２ｇ1 ・ｈ-1.5
＋２ｇ1.5 ｈ-1＋２ｇ 2 ・ｈ-0.5＋２ｇ2.5 ・ｈ0 ＋２
ｇ3 ・ｈ0.5 ＋２ｇ3.5 ・ｈ1 ＋２ｇ4 ・ｈ1. 5 ＋２ｇ
4.5 ・ｈ2 ）・（Ｓ／２） となる。
【００１４】入力データ３６は２値データであり、ｇ
1.5 ＝ｇ2 ，ｇ2.5 ＝ｇ3 ，ｇ4.5 ＝ｇ5 である。よっ
て Ｐ3 ′＝ｇ0.5 ・ｈ-2・（Ｓ／２）＋（ｇ1 ・ｈ-1.5＋
ｇ2 ・（ｈ-1＋ｈ-0.5）＋ｇ3 ・（ｈ0 ＋ｈ0.5 ）＋ｇ
3.5 ・ｈ1 ＋ｇ4 ・ｈ1.5 ＋ｇ4.5 ・ｈ2 ）・Ｓ となる。入力データ３６に対し、サンプリング時点がわ
ずか遅れるとｇ0.5 ＝ｇ 1 、ｇ3.5 ＝ｇ4 ，ｇ4.5 ＝ｇ
5 となり、この場合は、 Ｐ3 ′＝ｇ1 ・ｈ-2・（Ｓ／２）＋ｇ1 ・ｈ-1.5・Ｓ＋
（ｇ2 ・（ｈ-1＋ｈ-0 .5）＋ｇ3 ・（ｈ0 ＋ｈ0.5 ）＋
ｇ4 ・（ｈ1 ＋ｈ1.5 ）＋ｇ5 ・ｈ2 ）・Ｓ となり、Ｐ3 はＰ3 ′に著しく近い値をとることが理解
される。
1.5 ＝ｇ2 ，ｇ2.5 ＝ｇ3 ，ｇ4.5 ＝ｇ5 である。よっ
て Ｐ3 ′＝ｇ0.5 ・ｈ-2・（Ｓ／２）＋（ｇ1 ・ｈ-1.5＋
ｇ2 ・（ｈ-1＋ｈ-0.5）＋ｇ3 ・（ｈ0 ＋ｈ0.5 ）＋ｇ
3.5 ・ｈ1 ＋ｇ4 ・ｈ1.5 ＋ｇ4.5 ・ｈ2 ）・Ｓ となる。入力データ３６に対し、サンプリング時点がわ
ずか遅れるとｇ0.5 ＝ｇ 1 、ｇ3.5 ＝ｇ4 ，ｇ4.5 ＝ｇ
5 となり、この場合は、 Ｐ3 ′＝ｇ1 ・ｈ-2・（Ｓ／２）＋ｇ1 ・ｈ-1.5・Ｓ＋
（ｇ2 ・（ｈ-1＋ｈ-0 .5）＋ｇ3 ・（ｈ0 ＋ｈ0.5 ）＋
ｇ4 ・（ｈ1 ＋ｈ1.5 ）＋ｇ5 ・ｈ2 ）・Ｓ となり、Ｐ3 はＰ3 ′に著しく近い値をとることが理解
される。
【００１５】このようにしてサンプリング周期Ｓごとの
演算で、２倍の速度のサンプリング周期Ｓ／２ごとの演
算により得られる位相系列の各一つおきのものの位相系
列とほぼ一致したものが得られ、各位相はそれだけ高精
度にフィルタ処理した値となる。上述ではサンプリング
周期Ｓの１／２だけずらしたインパルス応答曲線３４
を、遅れていないものと合成したがずれをわずかとし、
つまりずれ量Ｓ／ＮのＮを比較的大とし、Ｓ／Ｎだけ順
次ずらした（Ｎ−１）個のインパルス応答とずれたもの
との計Ｎ個のインパルス応答を合成し、その合成インパ
ルス応答を合成フィルタ３１の特性とすると、サンプリ
ング周期をＳ／Ｎとしたフィルタ処理、つまりより高い
精度で位相信号が得られる。
演算で、２倍の速度のサンプリング周期Ｓ／２ごとの演
算により得られる位相系列の各一つおきのものの位相系
列とほぼ一致したものが得られ、各位相はそれだけ高精
度にフィルタ処理した値となる。上述ではサンプリング
周期Ｓの１／２だけずらしたインパルス応答曲線３４
を、遅れていないものと合成したがずれをわずかとし、
つまりずれ量Ｓ／ＮのＮを比較的大とし、Ｓ／Ｎだけ順
次ずらした（Ｎ−１）個のインパルス応答とずれたもの
との計Ｎ個のインパルス応答を合成し、その合成インパ
ルス応答を合成フィルタ３１の特性とすると、サンプリ
ング周期をＳ／Ｎとしたフィルタ処理、つまりより高い
精度で位相信号が得られる。
【００１６】ＧＭＳＫ変調器やＧＭＳＫ信号を処理する
機器におけるその性能を試験するために、これら機器か
らの出力されたＧＭＳＫ変調信号の位相誤差を測定する
ことが行われている。これの測定方法は例えば米国特許
第５，１８７，７１９号（発行日、１９９３年２月１６
日）明細書に説明されている。この測定の際に被測定Ｇ
ＭＳＫ変調信号を復調し、その復調２値データを入力と
して理想位相信号を作り、この理想位相信号と被測定Ｇ
ＭＳＫ変調信号のベースバンド信号の位相との誤差を測
定している。この場合の理想位相信号の測定にこの発明
を適用することもできる。更にフィルタ１２としてはガ
ウシアン特性のものに限らず、他の低域通過フィルタの
特性を用いて合成フィルタ３１のフィルタ特性を構成し
てもよい。
機器におけるその性能を試験するために、これら機器か
らの出力されたＧＭＳＫ変調信号の位相誤差を測定する
ことが行われている。これの測定方法は例えば米国特許
第５，１８７，７１９号（発行日、１９９３年２月１６
日）明細書に説明されている。この測定の際に被測定Ｇ
ＭＳＫ変調信号を復調し、その復調２値データを入力と
して理想位相信号を作り、この理想位相信号と被測定Ｇ
ＭＳＫ変調信号のベースバンド信号の位相との誤差を測
定している。この場合の理想位相信号の測定にこの発明
を適用することもできる。更にフィルタ１２としてはガ
ウシアン特性のものに限らず、他の低域通過フィルタの
特性を用いて合成フィルタ３１のフィルタ特性を構成し
てもよい。
【００１７】
【発明の効果】以上述べたようにこの発明によれば忠実
な位相変調信号又はこれを用いた周波数変調信号を従来
よりも少ない演算量及び時間で生成することができる。
な位相変調信号又はこれを用いた周波数変調信号を従来
よりも少ない演算量及び時間で生成することができる。
【図１】Ａはこの発明の実施例を示す機能構成図、Ｂは
その合成フィルタ３１の特性を得る方法を説明するため
の図及び入力データのサンプル系列を示す図である。
その合成フィルタ３１の特性を得る方法を説明するため
の図及び入力データのサンプル系列を示す図である。
【図２】Ａは従来の信号生成器を示す機能構成図、Ｂは
信号位相とそのＩＱ座標値との関係例を示す図である。
信号位相とそのＩＱ座標値との関係例を示す図である。
【図３】入力符号とそのデータと、ガウシアンフィルタ
のインパルス応答と、入力データをガウシアンフィルタ
処理した波形との各例を示す図。
のインパルス応答と、入力データをガウシアンフィルタ
処理した波形との各例を示す図。
【図４】入力データのサンプリング間隔と、その間隔を
１／２とした場合とフィルタ処理を説明するための図。
１／２とした場合とフィルタ処理を説明するための図。
Claims (3)
- 【請求項１】 ２値入力データを低域通過デジタルフィ
ルタ手段でフィルタ処理し、そのフィルタ処理された信
号をデジタル積分手段で積分して低域通過フィルタ処理
された入力データで位相変調されたデジタル信号を得る
信号生成器において、 上記低域通過フィルタ処理の低域通過フィルタのインパ
ルス応答波形を、上記フィルタ手段及び上記積分手段に
おける処理演算周期（サンプリング周期）のＮ分の１
（Ｎは２以上の整数）ずつ順次時間軸方向にずらした
（Ｎ−１）個の波形と原波形とを加算合成した合成イン
パルス応答が上記低域通過フィルタ手段のフィルタ係数
として設定されていることを特徴とする信号生成器。 - 【請求項２】 上記積分手段の積分値をＩＱ座標のＩ値
及びＱ値に変換する手段と、これらＩ値及びＱ値により
搬送波信号を直交変調する手段とを備えることを特徴と
する請求項１記載の信号生成器。 - 【請求項３】 上記低域通過フィルタ処理の低域通過フ
ィルタはガルシアン低域通過フィルタであることを特徴
とする請求項１又は２記載の信号生成器。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP661796A JPH0969858A (ja) | 1995-06-22 | 1996-01-18 | 信号生成器 |
Applications Claiming Priority (3)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP17945795 | 1995-06-22 | ||
| JP7-179457 | 1995-06-22 | ||
| JP661796A JPH0969858A (ja) | 1995-06-22 | 1996-01-18 | 信号生成器 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH0969858A true JPH0969858A (ja) | 1997-03-11 |
Family
ID=26340806
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP661796A Withdrawn JPH0969858A (ja) | 1995-06-22 | 1996-01-18 | 信号生成器 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH0969858A (ja) |
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2007028355A (ja) * | 2005-07-20 | 2007-02-01 | Sony Corp | Ｐｌｌ回路およびｉｃチップ |
-
1996
- 1996-01-18 JP JP661796A patent/JPH0969858A/ja not_active Withdrawn
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2007028355A (ja) * | 2005-07-20 | 2007-02-01 | Sony Corp | Ｐｌｌ回路およびｉｃチップ |
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Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| A300 | Withdrawal of application because of no request for examination |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A300 Effective date: 20030401 |