JPS62269446A

JPS62269446A - 移相キ−イング変調装置

Info

Publication number: JPS62269446A
Application number: JP62111638A
Authority: JP
Inventors: グレゴリイ　エイチ．パイジンガー
Original assignee: Honeywell Inc
Current assignee: Honeywell Inc
Priority date: 1986-05-09
Filing date: 1987-05-07
Publication date: 1987-11-21
Also published as: EP0245937B1; EP0245937A3; US4726039A; EP0245937A2; DE3751101D1; DE3751101T2

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】（１）発明の分野本発明は、信号変調装置、よシ詳細には位相遷移中搬送
波信号の振幅が一定のままとなる移相キーイング変調装
置に関するものである。

（２）先行技術についての説明先行技術における搬送波信号の移相キーイング（ＰＳＫ
）変調は、位相遷移段階中前記搬送波信号の振幅を変化
させ、よって位相遷移時間の関数である帯域幅に渡９前
記搬送波の追加の周波数を生じさせる。

ＰＳＫ信号は、通常下役の如く表わすことがきる。

５（ｔ）＝Ａｓｉｎ　Ｃω１ｔ　＋　０ｄ（ｔ））但し
、Ａは送信された信号のピーク電圧であり、０は上記デ
ータｄ（ｔ）　（±１の値を有する）にょシ進めたり、
遅れ７ＩＣ，ｂされるよう釦なっている位相角である。

抑圧搬送波ＰＳＫ方式の場合、０はπ／２に等しいので
、５（ｔ）を下記の如く表わすことができる。

すなわち、５（ｔ）　＝　Ａｄ（ｔ）ｃｏｓ　ω１’ｄ（ｔ）＝±
１なので、抑圧搬送波ＰＳＫ方式で送信された信号は、
データ遷移毎に１８０度移相されることが判る。これら
の遷移によってデータ変調信号が形成されるが、該デー
タ変調信号は、第１ａ図忙図示の如く、位相遷移間のデ
ータ間隔数と同じ幅を有する一連のパルスを含む。各パ
ルスによって前記送信された信号が前記パルス幅の関数
であるスペクトル幅を有し、かつパルスの位置に依存す
る移相項によって重みづけされたω１の５ｊｎｘ／ｘフ
ーリエ変換をとるようにされる。これらの重みづけされ
たｓｉｎ　ｘ　／　ｘ分布の形成は、前記送信された信
号のスペクトル表示となる。

先行技術の場合、抑圧搬送波ＰＳＫ変調された信号とし
ての送信用信号は、第１ｂ図に図示の如く、変調しよう
とする信号と、および変調データとが二重平衡ミキサ１
１に印加されて発生される。ある適用例によれば、前記
二重平衡ミキサ１１からの信号出力は、帯域フィルタ１
２に印加され、そこで非所望の周波数成分を抑制され、
次いでそこからハードリミッティング増幅器１３に送ら
れ、アンテナ１４から定レベルの信号が送信されるよう
にする。しかしながら、このハードリミッティング増幅
器は、前記帯域フィルタによって抑制された信号周波数
のかな９の部分を再生させる。

第１ａ図には位相の変化が瞬時的なものとして示されて
いるが、実際には有限の時間に遷移が達成される。該遷
移は、また、第２ａ図の領域１５に図示の如く、位相遷
移期間中搬送波信号の振幅の変化も伴なう。これらの急
速な振幅および位相の変化によって、送信スペクトルを
使用する上で非所望な広帯域周波数が生ずる。

変調された信号幅は狭い送信帯域幅が可能なように出来
るだけ狭くなっていて、最大の送信効率を達成すること
が望ましい。前記データの変調された信号を低域フィル
タ１２でフィルタリングすることによって、第２ｂ図の
領域１６に図示の如く、更に長い遷移期間に渡り円滑な
振幅の遷移を示す信号が発生され、増幅器１３の入力端
子に印加される。前記位相遷移期間中の振幅の低減によ
って、この急速な位相遷移期間中信号のエネルギーが低
減される。広帯域内の周波数の大部分は前記急速な位相
遷移で生ずるため、この期間中信号のエネルギーが低減
されることによって、前記非所望な周波数も低減する。

定振幅の信号を送信することが望ましいので、帯域フィ
ルタ１２の出力信号は、前記増幅器１６でハードリミッ
トされ、第２ｂ図に図示したようなレベル１７ａおよび
１７ｂ間の振幅エンベロープを形成する。このハードリ
ミッティングは、前記急速な位相遷移期間中の信号のエ
ネルギーを回復し、その結果非所望な周波数で信号を再
生することが判る。この問題は、位相の変化速度を低減
するとともに、各位相遷移期間中定信号振幅を保持する
ことによって解決することができる。緩慢な位相変化速
度によって、非所望な周波数の発生が低減される。この
ような位相遷移の場合、前記ハードリミッティング増幅
器は非所望な周波数を再生しないが、これは、変調され
た信号が定振幅を有している場合、前記増幅器によって
位相遷移速度が変化されないためである。

（３）発明の概要本発明の原理を実現する定振幅ＰＳＫ変調装置では、信
号の分割器によって、ＰＳＫ変調用信号が受信され、同
じ位相および振幅を有する搬送波周波数で二つの信号が
発生される。一方の信号は、直接乗算器に印加され、そ
こで変調データから発生された第１の変調信号と乗算さ
れる。

もう一方の信号は、第２の乗算器に印加される前に９０
度だけ移相され、その後前記第２の乗算器によシ前記変
調データから発生された第２の変調信号と乗算される。

前記乗算器の出力端子における二つの積は、加算回路に
印加され、データの変化によって生じた搬送波信号の位
相遷移中はぼ一定の振幅を保持する。

本発明のある実施例によれば、位相遷移期間中データ遷
移期間の二倍の間隔を有する時間の余弦関数が変調信号
発生器によって発生され、搬送波信号の移相されなかっ
た部分と乗算されると共に、位相遷移期間中前記余弦関
数の期間と同じ間隔を有する時間の正弦関数が前記変調
信号発生器によって発生され、前記搬送波の９０度移相
された部分と乗算される。これら二つの信号を加算する
ことによって、位相遷移中一定の振幅を保持する搬送波
周波数で信号が形成される。

本発明の別の実施例によれば、変調信号発生器は、位相
遷移期間中、直線的に低減する電圧を発生し、搬送波の
移相されなかった部分と乗算されると共に、初期増加す
る三角電圧関数を発生し、搬送波の９０度だけ移相され
た部分と乗算される。この実施例では、前記二つの積の
加算により、位相遷移期間に渡って振幅の僅かな変化を
示す信号が形成される。この実施例の場合、位相遷移期
間中信号の振幅が一定しないが、一定の振幅からの変化
は非常に僅かなので、ハードリミッティング増幅器によ
る増幅によって非所望な周波数が著しく再生されること
がない。

本発明のまた別の実施例によれば、変調信号発生器は、
時間とともに直線的に変化する二つの電圧を発生する。

前記二つの電圧の第１の電圧は、位相遷移が始まると開
始する位相遷移期間の前半中に形成される。この第１の
電圧は、搬送波信号の移相されなかった部分と乗算され
るが、搬送波信号の移相された部分は、一定のレベルに
保持される。第２の直線的に変化する電圧は、位相遷移
期間の２分の１の時間が遅延された後開始する前記位相
遷移の後半中に形成される。この第２の電圧は、位相遷
移期間が終了するまでに９０度だけ移相された、前記搬
送波信号の前記移相部分と乗算されると共に、搬送波の
移相されなかった部分は、その中間位相遷移期間レベル
に保持される。前記二つの積の加算によって、本発明の
前記側の実施例と同じ位相遷移期間中の振幅の変化を示
す信号が発生される。この第３の実施例では、送信され
た信号に対して４５度の追加の移相が行なわれるが、前
記追加の移相は、結果的に受信機におけるデータ検出に
対するものである。

これらの好適な実施例の目的は、位相遷移期間中の位相
遷移速度を低減し、それによって非所望な周波数の発生
を防止することＫある。

（４）好適な実施例についての説明第１ｂ図に図示の先行技術による二重平衡ミキサは、位
相遷移期間中、例えば正の値から負の値へ急速に振幅を
変えることによって、位相を反転させる。この振幅の変
化は、例えば第３図の線２３に沿って点２１から点２２
への実軸に沿った一連のベクトルで表わすことができる
。

従って、位相遷移期・間中エンベロープの振幅は第２ａ
図の領域１５に図示の如く変化する。信号の振幅は０ボ
ルトを通過するので、位相が瞬時的に１８０度だけ変化
する。先行技術の当業者には、この急速な振幅の変化と
瞬時的な位相の反転とによって非所望の周波数成分が発
生されることが判る。先述の如く、その結果化ずる変調
された搬送波信号をフィルタリングし、非所望の周波数
成分を取シ除くことによって、前記搬送波信号のエンベ
ロープが歪められると共に、前記フィルタリングされた
信号を７１−トリミツティングし、前記変調された搬送
波に対して一定の振幅を再形成することによって、非所
望な周波数の信号成分が再生される。もし前記位相遷移
がゆつくシ行なわれ、振幅の変化を伴わずに達成されれ
ば、非所望な信号周波数成分は発生しない。このことは
、例えば第６図に図示したように０度から１８０度へ位
相が変化すると位相遷移期間中の搬送波信号の位相子（
位相ベクトル）２４が原点周囲の円２５に沿ってその終
点を有するよう々位相遷移によって実現することができ
る。第４ａ図には定振幅の位相遷移を経た搬送波２７が
図示されており、第４ｂ図には結果の変調された搬送波
２８が図示されている。この位相遷移に対する変調デー
タ信号は、第４ｃ図に図示されているような波形２９で
もよい。

次に、第５ａ図〜第５ｃ図の説明をする。幅ｔＤを有す
るデータパルス３１は、時間ｔ。に位相遷移を開始する
。この遷移は期間Ｔに渡って達成されると共Ｋ、搬送波
の位相は時間ｔ。＋ｔＤまで遷移状態のままとな９、そ
の後遷移期間Ｔ中に前記搬送波を初期の位相に戻すだめ
の遷移が生ずる。十Ｋに等しいレベル間の遷移期間中時
間と共に余弦波の形で変化する関数ｆ　１ｆｔ）（第５
ｂ図参照）と、および時間と共に正弦波の形で変化し、
遷移期間中ピークレベルＫを有すると共にその他の場合
は０レベルとなる関数ｆ　、２（ｔｌ（第５ｃ図参照）
とを考えてみたい。これらの関数によって、夫々直角位
相になっている二つの正弦波で変化する信号が乗算され
、結果の積が合計されると、ｆ　２　（ｔ）／　ｆ　１
（ｔ）の比のアークタンジェントに等しい位相角で一定
の振幅を有する信号が発生される。

次に、第６ａ図を説明する。搬送波信号発生器３５は、
同じ振幅および位相を有する二つの信号を発生する信号
の分割器３７と接続している。Ａｃｏｓω１ｔと表わさ
れる第１の信号は、乗算器３９に直接送られるが、第２
の信号は、Ａｓ１ｎω１ｔと表わされる信号を発生する
π／２移相器４１を介して、第２の乗算器４３に送られ
る。変調信号発生器４５は信号ｆ　１（ｔ）を乗算器３
９に印加するが、該乗算器３９からは積信号Ａ　ｆ　１
　（ｔｌ　ｃｏｓω１ｔが発生され、加算回路網４７に
印加される。

前記変調信号発生器４５は、また、関数ｆ　２（ｔ）を
乗算器４３に印加するが、該乗算器４３からは積信号Ａ
　Ｆ　２　（ｔ）　ｓｉｎω１ｔが発生され、加算回路
網４７に印加される。前記変調信号発生器は、変調デー
タに応答して関数ｆ　１（ｔ）およびｆ、２ｆｔ）を発
生することに留意されたい。

ｆ　、　（ｔ）およびｆ２（ｔ）の関数として加算回路
網４７から出力される信号ｇ（ｔ）が第６ｂ図の式（２
）に示しである。第５ａ図から第５ｃ図で、時間ｔがｔ
。

以下の場合の間隔について考えてみたい。この時間間隔
中、ｆ、（ｔ）はＫに等しいがｆ２（ｔ）はＯＫ等しい
。これらの値を式（２）に利用すると、第６ｂ図の式（
２ａ）に示すｇＡ（ｔ）　＝　Ａ、　Ｋ　ｃｏｓ　ω１
　ｔが生ずる。

この遷移間隔において、（ｔｏ＜　ｔ＜ｔ。＋Ｔ　）、
　ｆｌｆｔ）ならびＶｃｆ２（ｔ）は、式（２ｂ）Ｋ示
されているような正弦関数および余弦関数であ）、これ
らの関数によって、前記式（２ｂ）に示されているよう
な出力関数ｇＢ（ｔ）が発生される。該関数ｇＢ（ｔ）
は遷移期間中、時間と共に変化するが一定の振幅ＡＫを
維持する位相を示す。時間ｔがｔ。十Ｔになると位相の
遷移が完了し、ｇＢ（ｔ）が１８０度移相される。この
時、前記関数ｆ１（ｔ）およびｆ２（ｔ）は、第６ｂ図
の式（２ｃ）に示されているように、夫々−におよび０
である。

後続のデータ遷移間隔が時間ｔ。＋ｔＤに始まると、変
調信号発生器４５は、余弦関数３２からの１８０度の移
相を有する余弦関数３２ａと、および正弦関数３３に対
して０度または１８０度の移相を有する正弦関数３３ａ
とを乗算器３９ならびに４３に夫々印加する。該乗算器
３９．４３の積を加算することによって、式（２ｄ）に
示されているような一定の振幅を有するが１８０度から
０度忙位相が変化する信号ｇＩ）（ｔ）が発生される。

この遷移が完了すると、ｆｌ（ｔ）＝に、　ｆ２（ｔ）
＝　０となり、式（２ｅ）に示すような信号ｇＥ（ｔ）
＝ＡＫｃｏｓω１ｔが発生される。

第６Ｃ図には、遷移正弦関数および遷移余弦関数を発生
する変調信号発生器４５に利用可能な回路のブロック図
が図示されており、第６ｄ図には、この回路内の素子の
出力波形が図示されている。第６ｃ図および第６ｄ図を
８照するに、クロック５１によって一連のパルス５３が
発生され、タイミング発生器５５に印加されるが、該発
生器５５からは、クロックパルスの反復速度の１／２１
Ｃ相等する反復速度で方形波形５７が発生され、低域フ
ィルタ５９およびデータ発生器６１に印加される。前記
タイミング発生器５５は、また、クロック周期を奇数倍
してデータ間隔を形成するが、該データ間隔は、クロッ
クされたデータ信号６３が示すように９つのクロック周
期に及ぶように選択することができる。

前記データ間隔クロックパルスと送信用データとは、デ
ータ発生器６１に印加される。クロック反復速度の２分
の１に相当する周波数を有する時間のｃｏｓ関数である
信号６５が、低域フィルタ５９の出力端子から発生され
、４／１アナログ多重器６７の入力端子２および３に印
加される。

前記アナログ多重器６７の入力端子０および１は定電圧
におよび−ＫＫ夫々接続している。前記低域フィルタ５
９の出力端子は９０度移相器７０にも接続しているが、
該移相器７０からは、余弦信号６５の周波数と同じ周波
数を有する時間のδ１ｎ関数である信号７１が発生され
、第２の４／１アナログ多重器６９の入力端子２および
３に印加される。前記アナログ多重器の端子０および１
は、アースと接続している。

データ発生器６１は、線７４を介してゲート信号７３を
アナログ多重器６７．６９の選択端子Ｓ１に印加すると
共に、線７６を介してクロックされたデータ信号６５を
前記多重器６７．６９の選択端子Ｓ。に印加する。前記
アナログ多重器６７．６９は、第６ｅ図に図示の真理値
表に従ってその入力端子０から３をその出力端子に接続
する。ゲート信号７３は、データ遷移間隔の間、高レベ
ル信号７５を発生しそれ以外の時は低レベル信号を発生
する。

第６ｃ図および第６ｅ図から、アナログ多重器６７の出
力端子の信号ｆ１（ｔ）は、クロックされたデータ信号
６６が低レベルで遷移していない場合Ｋに等しく、クロ
ックされたデータ信号６３が高レベルで遷移していない
場合−Ｋに等しく、クロックされたデータ遷移が低レベ
ルから高レベルになると第６ｄ図の関数７７が示すよう
に余弦関数６５０周期の半分に等しく、かつクロックさ
れたデータ遷移が高レベルから低レベルになると関数７
９が示すように余弦関数６５の周期の半分に等しくなる
ことが容易に判る。同様に、アナログ多重変換装置６９
の出方端子の信号ｆ　（ｔ）は、クロックされたデータ
が遷移していない場合０に等しく、かつクロックされた
データが遷移している場合第６ｄ図の関数８１および８
６が示すように正弦関数７１の周期の半分に等しくなる
。

第６ｃ図および第６ｄ図に図示の回路の複雑性は、第５
ｄ図および第５ｅ図に夫々図示された直線波形ならびに
三角波形で余弦および正弦遷移関数を近接することによ
ってかかり低減することができる。

次に、第７ａ図を説明する。データ信号が積分回路１０
７の入力端子に印加されるが、該積分回路１０７は、デ
ータ遷移開始ｔ。がら遷移間隔Ｔが経過した後データ信
号レベルに対応するレベルで飽和し、それによってｔ。

およびｔ。＋１間の間隔中、ランプ関数を発生すると共
にｔ。十Ｔに続く時間の間飽和レベルの定出力信号を発
生する。前記積分器１０７は、時間ｔ。＋ｔＤに次のデ
ータ遷移が始まり、第１のランプと同じ傾斜ではあるが
反対の傾斜を有するランプが発生されるまで前記一定の
値を保持し、第１の飽和レベルと同じではあるが反対の
飽和レベルで前記積分器を飽和する。これらの飽和レベ
ルは、ツェナーダイオード１０９ならびに１１１によっ
て積分器１０７からの出力信号を所望の正変調レベルお
よび負変調レベル間にクランプすることによって、実現
することができる。積分器１０７の出力端子の信号は、
関数ｆ　１（ｔ）として乗算器３９に印加される。第７
ｂ図の式（３ａ）〜（３ｄ）は、前記データ信号の種々
の位相に対するｆ　１（ｔ）値を表わす。

前記データ信号は、積分器１１３にも印加されると共に
、遅延線１１５を介して積分器１１７にも印加される。

これらの積分器は、ツェナーダイオードｊ１９，１２１
および１２３，１２５によって所望の正変調レベルおよ
び負変調レベル間に夫々クランプされ、遷移間隔の２分
の１に相当する時間Ｔ／２に渡って一方の変調レベルか
らもう一方の変調レベルへの遷移を達成する。積分器１
１３は、ｔｏおよびｔ。＋Ｔ／２間に遷移を達成する（
但し、ｔｏは遷移間隔の開始時間であυ、Ｔはその時間
幅である）が、積分器１１７は、遅延線１１５が生じた
遅延によりｔｏ＋Ｔ／２とｔ。＋１間に遷移を達成する
。積分器１１６の出力端子の信号は、加算回路１２７の
反転端子に印加され、積分器１１７の出力端子の信号は
加算回路１２７の非反転端子に印加される。前記二つの
出力信号が前記加算回路１２７で合成され、三角波形を
形成する。この三角波形は、関数ｆ　２（ｔ）を含む。

第７ｂ図の式（３ａ）〜（５ｄ）は、データ信号の種々
の位相中の前記関数値を示す。

第７０図には、前記遷移間隔中の関数ｇ（ｔ）の振幅お
よび位相が示しである。これらのベクトルの振幅は変化
するが、その変化はたった５ｄＢ程度のものであり、先
行技術による変調技術に比ベスライドスロープ性能が著
しく改良される。

次に、第８ａ図の説明をする。該第８ａ図は、第７ｃ図
のベクトル図を４５度だけ回転したものである。この図
は、変調信号ｆ１（ｔ）の実数部を対称的な制限値間で
変化させると共に遷移間隔の２分の１の間隔の間虚数部
を一定に保持する例えば、線１３１に沿ってｆｌ（ｔ）
を変化させることによって達成される搬送波の位相遷移
を示すものである。この２分の１の間隔が終わると変調
信号ｆ１（ｔ）が一定に保たれると共に、変調信号ｆ２
（ｔ）の虚数部が対称的制限値間、例えば線１３３に沿
って、変化する。この図から、最後のベクトル１３５は
最初のベクトル１３７に対して１８０度移相されたこと
が判る。この方法で実軸からの４５度の位相回転が実現
されるが、これは遷移間隔前後の搬送波信号間の関係に
影響を及ぼさ彦い初期位相条件にすぎない。第８ａ図に
図示の位相遷移は、時間幅ｔ１の間食の傾斜を有する線
形関数としてｆｌ（ｔ）を形成し、かつ第８ｂ図に図示
の如く時間ｔ１で始まり、等しい間隔で広がるｆ２（ｔ
）をｆｌ（ｔ）と平行に形成することによって、実現す
ることができる。

第８ａ図の遷移は、第８ｃ図に図示の回路で実現するこ
とができる。データ信号は、積分器１４１Ｖｃ印加され
ると共Ｋ、遅延線１４５を介して同一の積分器１４５に
も印加される。これらの積分器は、ツェナーダイオード
１４７ａ〜１４７ｄによって所望の正変調レベルおよび
負変調レベル間にクランプされる。第８ｄ図の式（４ａ
）〜（４ｄ）は、第８ｃ図の回路によって発生される関
数ｆ１（ｔ）、　　ｆ２（ｔ）および結果の関数ｇ（ｔ
）を示すものである。

本発明をその好適な実施例で説明してきたが、使用した
用語は説明のためのものであって制限するものではなく
、その広い観点において本発明の真の範囲および精神か
ら逸脱せずに添付の特許請求の範囲内で変更できること
が判る。

【図面の簡単な説明】

第１ａ図は搬送波信号の位相変調（但し、搬送波の反転
は図示のレベル遷移中性なわれる）に利用されるデータ
を示し、第１ｂ図は先行技術によシ搬送波信号の位相変
調に利用される二重平衡ミキサのブロック図を示し、第
２ａ図は図示の位相遷移間隔中生じた振幅の変化により
先行技術の変調方式で形成された搬送波エンベロープを
示し、第２ｂ図は先行技術により変調された搬送波信号
をフィルタリングした時に生ずる搬送波エンベロープと
前記フィルタリングされた搬送波信号をハードリミッテ
ィングした後の結果のエンベロープとを示し、第３図は
不定振幅位相変調ならびに定振幅位相変調に対する位相
遷移間隔中の位相の変化を示し、第４ａ図、第４ｂ図な
らびに第４ｃ図は位相変調された搬送波と搬送波信号の
位相反転に利用される変調信号とを示し、第５ａ図は定
位相搬送波信号の間隔を表わすパルスを示し、第５ｂ図
および第５ｃ図は定振幅の位相遷移に対して位相遷移間
隔中和用可能な信号を示し、第５ｄ図ならびに第５ｅ図
は前記第５ｂ図ならびに８５０図の定振幅位相遷移の近
似に利用可能な信号を示し、第６ａ図は定振幅位相変調
器のブロック図を示し、第６ｂ図は前記第６ａ図の動作
を説明するのに有用な式を表わし、第６ｃ図は遷移間隔
中正弦関数ならびに余弦関数を発生する変調信号発生器
のブロック図を示し、第６ｄ図は前記第６Ｃ図の発振器
に利用可能な装置のブロック図であり、第７ａ図は前記
第５ｄ図ならびに第５ｅ図の変［１号の発生に利用する
ことのできる変調信号発生器を部分的にブロック図で表
わした概略図であり、第７ｂ図は前記第７ａ図の動作を
説明するのに有用な式を表わし、第７Ｃ図は前記第５ｄ
図ならびに第５ｅ図の変調信号に対する位相遷移間隔中
の位相ならびに振幅の変化を示すフエーザー図であり、
第８ａ図は線形に変化する変ｌ１１信号に対する位相遷
移間隔中の位相ならびに振幅の変化を示す位相ベクトル
図であり、第８ｂ図は前記第８ａ図に図示の位相ならび
に振幅の変化を発生するのに利用可能な線形に変化する
信号を示し、第８ｃ図は、前記第８ａ図の線形建変化す
る電圧を発生する変調信号発生器の概略図を示し、かつ
第８ｄ図は前記第８ｃ図の動作を説明するのに有用な式
図中、３５は搬送波信号発生器、３７は信号の分割器、
３９ならびに４３は乗算器、４１は移相器、４５は変調
信号発生器、４７は加算回路、５１はクロック、５５は
タイミング発生器、５９は低域フィルタ、６１はデータ
発生器、６７ならびに６９はアナログ多重変換装置、７
０は移相器、１０７．１１３．１１７は積分器、１０９
ならびに１１１はツェナーダイオード、１１５は遅延線
、１２７は加算回路、１４１ならびに１４５は積分器、
１４３は遅延線、１４７ａならびに１４７ｂはツェナー
ダイオード、を夫々示す。特許出願人　ハニーウェル　インコーポレイテッドミ　
１ト　　　　　　　；

Claims

【特許請求の範囲】

（１）第１の所定の位相値から第２の所定の位相値への
レベル遷移期間中前記第１の所定の位相値から前記第２
の所定の位相値へ搬送波信号を移相することによつて前
記レベル遷移期間を有する受信されたデータ信号に従い
前記搬送波信号の位相を変調する移相キーイング変調装
置において、前記装置は前記搬送波信号を同じ位相およ
び振幅を有する第１の信号と第２の信号とに分割する分
割手段と、該分割手段に接続され、前記第２の信号の前
記位相を所定の位相角に偏移し、それによつて移相され
た第２の信号を発生する移相手段と、前記データ信号を
受信するように接続され、第１および第２の変調データ
信号を発生する変調信号発生手段と、前記第１の信号お
よび前記第１の変調データ信号を受信するように接続さ
れ、前記第１の変調データ信号と乗算された前記第１の
信号を表わす第１の積信号を発生する第１の乗算手段と
、前記移相された第２の信号および前記第２の変調デー
タ信号を受信するように接続され、前記第２の変調デー
タ信号と乗算された前記移相された第２の信号を表わす
第２の積信号を発生する第２の乗算手段と、および前記
第１および第２の乗算手段に接続され、前記第１ならび
に第２の積信号を加算し、前記第１ならびに第２の変調
信号に従つて変調された前記搬送波信号の位相を表わす
信号を発生する加算手段とを備えていることを特徴とす
る上記移相キーイング変調装置。
（２）特許請求の範囲第１項記載の装置において、前記
移相手段は前記所定の移相角が９０度になるように構成
されていることを特徴とする上記移相キーイング変調装
置。
（３）特許請求の範囲第２項記載の装置において、前記
変調信号発生手段は前記データ信号を積分し、所定の傾
斜を有する第１の所定の線形関数と、該第１の線形関数
が終了すると始まり、次に続くレベル遷移が開始すると
終わる一定の値の領域と、および前記一定の値の領域が
終わると開始し、前記第１の線形関数と同じ傾斜ではあ
るが反対の所定の傾斜を有する第２の所定の線形関数と
を有する前記第１の変調データ信号を発生する第１の積
分手段と、前記データ信号に応答して第１の所定の傾斜
を有する第１の所定の線形関数を発生する第２の積分手
段と、前記データ信号を受信するように接続され、遷移
期間の２分の１に対応する時間に対して前記データ信号
を遅延させ、遅延されたデータ信号を発生する遅延手段
と、前記遅延されたデータ信号に応答して前記第１の所
定の傾斜と同じ傾斜ではあるが反対の第２の所定の傾斜
を有する第２の所定の線形関数を発生する第３の積分手
段と、および前記第１ならびに第２の所定の線形関数を
受信するように接続されており、前記第１ならびに第２
の線形関数を合成し、データ遷移期間に対応する時間幅
を有しかつ前記第２の変調データ信号を含む三角パルス
を発生する加算手段とを備えていることを特徴とする上
記移相キーイング変調装置。
（４）特許請求の範囲第２項記載の装置において、前記
変調信号発生手段は前記第１の変調信号が前記遷移期間
の２倍に相当する期間を有する時間の余弦関数であるデ
ータ遷移期間に渡り振幅の変化を有すると共に前記第２
の変調信号が前記遷移期間の２倍に相当する期間を有す
る時間の正弦関数であるデータ遷移期間に渡り振幅の変
化を有するように構成されていることを特徴とする上記
移相キーイング変調装置。
（５）特許請求の範囲第４項記載の装置において、前記
変調信号発生手段は所定の周波数でクロックパルスを発
生するクロック手段と、前記クロックパルスを受信する
ように接続され、前記所定の周波数に対して第１の選択
された関係を有する第１の周波数でパルスを発生すると
共に前記所定の周波数に対して第２の選択された関係を
有する第２の周波数でデータクロックパルスを発生する
タイミング発生手段と、前記第１の周波数の前記パルス
を受信するように接続され、前記第１の周波数と同じ周
波数を有する余弦関数である時間と共に振幅が変化する
第１の信号と、および前記第１の周波数と同じ周波数を
有する正弦関数である時間と共に振幅が変化する第２の
信号とを発生する手段と、前記データ信号ならびに前記
データクロックパルスを受信すると共に前記第１の周波
数で前記パルスを受信するように接続されており、ゲー
トパルスならびにクロックされたデータ信号を発生して
該クロックされたデータ信号が前記ゲートパルスと共に
データ遷移を生ずるようにするデータ発生手段と、前記
第１の乗算手段と接続する出力手段を有し、かつ所定の
極性を有する第１の定信号を受信する第１の入力手段と
、前記所定の極性と反対の極性を有する第２の定信号を
受信する第２の入力手段と、前記第１の信号を受信する
ように接続された第３の入力手段と、前記ゲート信号を
受信するように接続された第１の選択手段と、および前
記クロックされたデータ信号を受信するように接続され
た第２の選択手段とを有する第１の多重化手段であつて
、前記第１ならびに第２の選択手段の信号レベルに従つ
て前記第１、第２ならびに第３の入力手段を前記出力手
段に選択的に接続し、それによつて前記第１の変調信号
を前記第１の乗算手段に印加する前記第１の多重化手段
と、および前記第２の乗算手段と接続する出力手段を有
し、かつアースに接続された第１の入力手段と、前記第
２の信号を受信するように接続された第２の入力手段と
、前記ゲート信号を受信するように接続された第１の選
択手段と、および前記クロックされたデータ信号を受信
するように接続された第２の選択手段とを有する第２の
多重化手段であつて、その前記第１および第２の選択手
段の信号レベルに従つて前記第１および第２の入力手段
を出力手段に選択的に接続する前記第２の多重化手段と
を備えていることを特徴とする上記移相キーイング変調
装置。
（６）特許請求の範囲第５項記載の装置において、前記
第１の周波数は前記所定の周波数の２分の１であり、か
つ前記第２の周波数は前記所定の周波数の９分の１であ
ることを特徴とする上記移相キーイング変調装置。
（７）特許請求の範囲第２項記載の装置において、前記
変調信号発生手段は前記データ信号を受信するように接
続され、第１の飽和レベルから第２の飽和レベルへのレ
ベル遷移期間に相当する期間に渡つて前記第１の飽和レ
ベルから前記第２の飽和レベルへ積分し、それによつて
前記第１の変調関数を発生するように構成された第１の
積分器と、前記レベル遷移期間の２分の１に相当する期
間に渡つて前記第１の飽和レベルから前記第２の飽和レ
ベルへ積分するように構成された第２および第３の積分
器であつて、該第２の積分器は前記データ信号を受信す
るように接続されている前記第２および第３の積分器と
、前記データ信号を受信するよう接続された入力端子と
前記第３の積分器の入力端子に接続された出力端子とを
有し、前記レベル遷移期間の２分の１に相当する期間で
前記データ信号を遅延するように構成された遅延回路と
、および前記第２の積分器から積分された信号を受信す
るように接続された第１の入力と前記第５の積分器から
積分された信号を受信するように接続された第２の入力
とを有し、それによつてレベル遷移期間が開始すると始
まり、前記レベル遷移期間の２分の１に相当する時間が
経過するとピークに達し、かつ前記遷移期間が終了する
と終わる三角パルスを発生する差の回路網とを備えてい
ることを特徴とする上記移相キーイング変調装置。
（８）特許請求の範囲第２項記載の装置において、前記
変調信号発生手段は前記データ信号を受信するように接
続され、第１の飽和レベルから第２の飽和レベルへのレ
ベル遷移期間の２分の１に相当する第１の期間に渡つて
前記第１の飽和レベルから前記第２の飽和レベルに前記
データ信号を積分する第１の積分手段と、前記データ信
号を受信するように接続され、前記レベル遷移期間の２
分の１に相当する期間の間前記データ信号を遅延させる
遅延手段と、および前記遅延されたデータ信号を受信す
るように接続され、前記レベル遷移期間の２分の１に相
当すると共に前記第１の期間が終了すると始まる第２の
期間に渡つて前記第１の飽和レベルから前記第２の飽和
レベルへ前記遅延されたデータ信号を積分し、前記第２
の変調信号を発生する第２の積分手段とを備えているこ
とを特徴とする上記移相キーイング変調装置。