JP2541588B2 - 搬送波再生回路 - Google Patents
搬送波再生回路Info
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- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
- H04L27/00—Modulated-carrier systems
- H04L27/18—Phase-modulated carrier systems, i.e. using phase-shift keying
- H04L27/22—Demodulator circuits; Receiver circuits
- H04L27/227—Demodulator circuits; Receiver circuits using coherent demodulation
- H04L27/2275—Demodulator circuits; Receiver circuits using coherent demodulation wherein the carrier recovery circuit uses the received modulated signals
- H04L27/2276—Demodulator circuits; Receiver circuits using coherent demodulation wherein the carrier recovery circuit uses the received modulated signals using frequency multiplication or harmonic tracking
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- H04L27/18—Phase-modulated carrier systems, i.e. using phase-shift keying
- H04L27/20—Modulator circuits; Transmitter circuits
- H04L27/2003—Modulator circuits; Transmitter circuits for continuous phase modulation
- H04L27/2007—Modulator circuits; Transmitter circuits for continuous phase modulation in which the phase change within each symbol period is constrained
- H04L27/2017—Modulator circuits; Transmitter circuits for continuous phase modulation in which the phase change within each symbol period is constrained in which the phase changes are non-linear, e.g. generalized and Gaussian minimum shift keying, tamed frequency modulation
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Description
【発明の詳細な説明】 本発明はクロックパルス再生器と、被変調搬送波信号
から第Ｎ高調波を発生する逓倍係数Ｎ（Ｎ＝2,3…）を
有する周波数逓倍器と、該逓倍器に結合され前記第Ｎ高
調波を分離する第１帯域フィルタと、該第１帯域フィル
タに接続された除数Ｎを有する分周器とを具え、有理変
調指数を有するパルス符号連続位相被変調搬送波信号か
ら搬送波信号を抽出する搬送波再生回路に関するもので
ある。
から第Ｎ高調波を発生する逓倍係数Ｎ（Ｎ＝2,3…）を
有する周波数逓倍器と、該逓倍器に結合され前記第Ｎ高
調波を分離する第１帯域フィルタと、該第１帯域フィル
タに接続された除数Ｎを有する分周器とを具え、有理変
調指数を有するパルス符号連続位相被変調搬送波信号か
ら搬送波信号を抽出する搬送波再生回路に関するもので
ある。
パルス符号連続位相被変調搬送波信号から搬送波信号
を抽出する斯る搬送波再生回路は「Globecom82,Global
Telecommunication Conference,Miami,29th November−
2nd December,1982」の“Conference Papers"に発表さ
れているJ.Aulin及びC.E.Sundbergの論文“Synchroniza
tion properties of continuous phase modulation"か
ら既知である。
を抽出する斯る搬送波再生回路は「Globecom82,Global
Telecommunication Conference,Miami,29th November−
2nd December,1982」の“Conference Papers"に発表さ
れているJ.Aulin及びC.E.Sundbergの論文“Synchroniza
tion properties of continuous phase modulation"か
ら既知である。
連続位相変調は、被変調搬送波信号が一定振幅を有
し、非線形増幅を可能にするため、及びこれら搬送波信
号は通常小さい帯域幅を有するために使用されている。
この変調のカテゴリーには、特にTFM（Tamed Frequency
Modulation）、Q3RC（Quadrivalent Three−bit Corre
lated Cos inusoidal Modulation）及びCORPSK（Correl
ative Phase Shift Keying）が含まれる。
し、非線形増幅を可能にするため、及びこれら搬送波信
号は通常小さい帯域幅を有するために使用されている。
この変調のカテゴリーには、特にTFM（Tamed Frequency
Modulation）、Q3RC（Quadrivalent Three−bit Corre
lated Cos inusoidal Modulation）及びCORPSK（Correl
ative Phase Shift Keying）が含まれる。
上述の方法で抽出された搬送波信号には一般に大きな
ジッタ値が生ずることが明らかにされている。
ジッタ値が生ずることが明らかにされている。
本発明の目的は、連続位相被変調搬送波信号から搬送
波信号を再生する際に、発生するジッタを簡単に強く低
減することにある。
波信号を再生する際に、発生するジッタを簡単に強く低
減することにある。
本発明は頭書に記載した種類の搬送波再生回路におい
て、前記逓倍器と第１帯域フィルタとの間にサンプリン
グ回路を挿入し、これをクロックパルス再生器に接続し
てクロックパルス再生器からのクロックパルス信号の制
御の下で第Ｎ高調波をデータ信号の１シンボル時間につ
き少くとも１つの予め決められた時点において瞬時サン
プリングし、サンプリングしたこれらの瞬時信号値のみ
を前記第１帯域フィルタに供給するようにしたことを特
徴とする。
て、前記逓倍器と第１帯域フィルタとの間にサンプリン
グ回路を挿入し、これをクロックパルス再生器に接続し
てクロックパルス再生器からのクロックパルス信号の制
御の下で第Ｎ高調波をデータ信号の１シンボル時間につ
き少くとも１つの予め決められた時点において瞬時サン
プリングし、サンプリングしたこれらの瞬時信号値のみ
を前記第１帯域フィルタに供給するようにしたことを特
徴とする。
ここで、瞬時サンプリングとは周波数逓倍器の出力信
号の１周期の小部分の信号値のみを取り出すことを意味
する。
号の１周期の小部分の信号値のみを取り出すことを意味
する。
米国特許第3835404号明細書から、逓倍器と、これに
接続され逓倍された搬送波信号をクロックパルスの制御
の下でサンプリングするサンプリング回路と、このサン
プリング回路に接続された帯域フィルタと分周器から成
る縦続回路とを具えた搬送波再生回路が既知である。し
かし、この特許明細書ではPSK信号に対する搬送波再生
回路について、ビット遷移点において生ずる搬送波信号
の位相遷移によるジッタを、被変調搬送波信号の順次の
位相偏移間の間隔より小さいができるだけ大きい有限の
パルス幅を有するクロックパルスでサンプリングするこ
とにより除去することが論じられている。
接続され逓倍された搬送波信号をクロックパルスの制御
の下でサンプリングするサンプリング回路と、このサン
プリング回路に接続された帯域フィルタと分周器から成
る縦続回路とを具えた搬送波再生回路が既知である。し
かし、この特許明細書ではPSK信号に対する搬送波再生
回路について、ビット遷移点において生ずる搬送波信号
の位相遷移によるジッタを、被変調搬送波信号の順次の
位相偏移間の間隔より小さいができるだけ大きい有限の
パルス幅を有するクロックパルスでサンプリングするこ
とにより除去することが論じられている。
これに対し、本発明では連続位相被変調搬送波信号か
ら搬送波を抽出する際に、できるだけ信頼できる再生搬
送波信号を得るたびに、予め決められた時点において瞬
時サンプリングを行なうことが不可欠である。
ら搬送波を抽出する際に、できるだけ信頼できる再生搬
送波信号を得るたびに、予め決められた時点において瞬
時サンプリングを行なうことが不可欠である。
図面につき本発明を説明する。
第１図に示す搬送波再生回路10を具える受信機によれ
ば入力端子１に供給される有理変調指数ｈを有する連続
位相被変調搬送波信号（CPM信号）から搬送波信号を高
い信頼度で抽出し、得られる搬送波が小さな位相ジッタ
しか含まないようにすることができる。この搬送波再生
回路の説明の前に、斯るCPM信号の構造について説明す
る。
ば入力端子１に供給される有理変調指数ｈを有する連続
位相被変調搬送波信号（CPM信号）から搬送波信号を高
い信頼度で抽出し、得られる搬送波が小さな位相ジッタ
しか含まないようにすることができる。この搬送波再生
回路の説明の前に、斯るCPM信号の構造について説明す
る。
ディジタル的に伝送すべき、ｍ−元ディジタルシンボ
ルの列（am）： （am）＝…a-2,a-1,a0,a1,a2,…an （１） ここで、am＝±（2n＋１）及びｎ＝0,1,2,……で表わ
される情報信号は ａ（ｔ）＝Σamp（ｔ−mT） （２） により時間の関数として表わすことができる。ここで、
Ｔはディジタルシンボルの持続時間及びｐ（ｔ）はＴの
長さの矩形パルスを表わす。
ルの列（am）： （am）＝…a-2,a-1,a0,a1,a2,…an （１） ここで、am＝±（2n＋１）及びｎ＝0,1,2,……で表わ
される情報信号は ａ（ｔ）＝Σamp（ｔ−mT） （２） により時間の関数として表わすことができる。ここで、
Ｔはディジタルシンボルの持続時間及びｐ（ｔ）はＴの
長さの矩形パルスを表わす。
これら信号は、伝送する前に、一定の振幅を有する被
変調搬送波信号に変調するのが好ましい。斯る搬送波信
号の主な利点は高い効率を得るための非線形増幅のよう
な非線形信号処理を信号に含まれる情報に影響を与える
ことなく使用することが可能になる事実にある。
変調搬送波信号に変調するのが好ましい。斯る搬送波信
号の主な利点は高い効率を得るための非線形増幅のよう
な非線形信号処理を信号に含まれる情報に影響を与える
ことなく使用することが可能になる事実にある。
一定振幅を有する各ディジタル変調は ｕ（ｔ）＝cos（ωct＋ψ（ｔ）） （３） と書き表わされる。ここで、ωｃは搬送波信号の角周波
数及びψ（ｔ）は時間の関数としての位相を表わす。
数及びψ（ｔ）は時間の関数としての位相を表わす。
ψ（ｔ）がａ（ｔ）の関数として変化されると、次の
等式 ψ（ｔ）＝ψ｛ａ（ｔ）｝ （４） が得られる。
等式 ψ（ｔ）＝ψ｛ａ（ｔ）｝ （４） が得られる。
位相シフトキーイング（PSK）ではψ（ｔ）がシンボ
ル時間Ｔに亘って一定に保たれ、シンボル遷移時に急激
に変化する。
ル時間Ｔに亘って一定に保たれ、シンボル遷移時に急激
に変化する。
しかし、連続位相周波数シフトキーイング（CPFSK）
のようなタイプの変調方式もあり、この方式に対しては
次の条件 ｄψ（ｔ）/d（ｔ）＝Ｋ・ａ（ｔ） （５） が成立する。ここで、Ｋは定数である。連続位相周波数
シフトキーイングの場合、良好なS/N比を得るために検
波処理を１シンボル区間以上に亘って分布させることが
できる。
のようなタイプの変調方式もあり、この方式に対しては
次の条件 ｄψ（ｔ）/d（ｔ）＝Ｋ・ａ（ｔ） （５） が成立する。ここで、Ｋは定数である。連続位相周波数
シフトキーイングの場合、良好なS/N比を得るために検
波処理を１シンボル区間以上に亘って分布させることが
できる。
CPFSKの例としてはミニマムシフトキーイング（MSK）
及び正弦状シフトキーイング（SFSK）がある。MSKは１
シンボル時間当りπ/2の直線的な位相シフトを生ずる変
調であり、この変調は変調指数ｈ＝0.5で表わされ、ｈ
は１シンボル時間Ｔ当りの位相変化のπラジアンの数値
として定義される。
及び正弦状シフトキーイング（SFSK）がある。MSKは１
シンボル時間当りπ/2の直線的な位相シフトを生ずる変
調であり、この変調は変調指数ｈ＝0.5で表わされ、ｈ
は１シンボル時間Ｔ当りの位相変化のπラジアンの数値
として定義される。
SFSKの場合には位相のみならず位相の第１導関数、即
ち周波数も連続である。これは側波帯の抑圧を改善す
る。
ち周波数も連続である。これは側波帯の抑圧を改善す
る。
CPFSKにおいて位相シフトがシンボル区間の間になめ
らかな位相遷移が実現されるように行なわれる場合、位
相変化は最早シンボル区間に亘って一定にならず、この
変調は一般に連続位相変調（CPM）と称される。各シン
ボル時間に亘り生ずる位相変化のために、例えば第１図
に示すような特別の搬送波再生回路を用いて受信CPM信
号から搬送波信号を抽出する必要がある。
らかな位相遷移が実現されるように行なわれる場合、位
相変化は最早シンボル区間に亘って一定にならず、この
変調は一般に連続位相変調（CPM）と称される。各シン
ボル時間に亘り生ずる位相変化のために、例えば第１図
に示すような特別の搬送波再生回路を用いて受信CPM信
号から搬送波信号を抽出する必要がある。
CPMの例には名前から自明のかさ上げ余弦変調（RCM:R
aised Cosine Modulation）とCORPM（Correlative Phas
e Modulation）とがある。CORPMを用いて一層なめらか
な位相シフトを達成するためにはシンボル時間の位相変
化を１個又は複数個先行シンボル時間の情報にも依存さ
せる。既知のCORPMにはTFM（Tamed Frequency Modulati
on）、CORPSK（Correlative Phase Shift Keying）及び
GMSK（Gausaian Modified Shift Keying）がある。
aised Cosine Modulation）とCORPM（Correlative Phas
e Modulation）とがある。CORPMを用いて一層なめらか
な位相シフトを達成するためにはシンボル時間の位相変
化を１個又は複数個先行シンボル時間の情報にも依存さ
せる。既知のCORPMにはTFM（Tamed Frequency Modulati
on）、CORPSK（Correlative Phase Shift Keying）及び
GMSK（Gausaian Modified Shift Keying）がある。
本発明にとってはこれらのタイプのCPMのうちで、固
定の時点において２πの整数分の１、例えば２π/n（ｎ
＝±1,±2,…）で表わせる略々固定の位相値が生ずるタ
イプのもののみが重要である。
定の時点において２πの整数分の１、例えば２π/n（ｎ
＝±1,±2,…）で表わせる略々固定の位相値が生ずるタ
イプのもののみが重要である。
これらのタイプのCPMは有理変調指数ｈを有するCPMと
呼ぶことができる。このように変調された搬送波信号が
第１図に示す搬送波再生回路10を具える受信機の入力端
子１に供給されると、この信号は慣例の如く帯域フィル
タ２（このフィルタは後の説明では第３帯域フィルタと
して参照される）でフィルタ処理された後に周波数逓倍
器３に供給される。斯る逓倍器３は逓倍係数Ｎ（2/hに
等しくするのが好ましい）を有する非線形素子を具え、
これにより被変調搬送波信号を逓倍して所望の高調波を
発生させる。逓倍の結果として被変調搬送波信号の位相
変化は結局同一の位相（モジュロ２π）になる。。CPM
被変調信号の既知の搬送波再生回路においてはこのよう
のにして得られた信号を狭い帯域幅（例えば受信信号の
周波数fINの1/100程度）を有する第１帯域フィルタ４に
直接供給して全ての不所望な高調波を除去し、斯る後に
搬送波信号の所望の高調波を除数Ｎを有する分周器５に
おいて分周する。このようにして再生された搬送波信号
を第３広帯域フィルタ２に接続されたコヒーレント検波
器６に供給してろ波された入力信号をコヒーレント復調
する。
呼ぶことができる。このように変調された搬送波信号が
第１図に示す搬送波再生回路10を具える受信機の入力端
子１に供給されると、この信号は慣例の如く帯域フィル
タ２（このフィルタは後の説明では第３帯域フィルタと
して参照される）でフィルタ処理された後に周波数逓倍
器３に供給される。斯る逓倍器３は逓倍係数Ｎ（2/hに
等しくするのが好ましい）を有する非線形素子を具え、
これにより被変調搬送波信号を逓倍して所望の高調波を
発生させる。逓倍の結果として被変調搬送波信号の位相
変化は結局同一の位相（モジュロ２π）になる。。CPM
被変調信号の既知の搬送波再生回路においてはこのよう
のにして得られた信号を狭い帯域幅（例えば受信信号の
周波数fINの1/100程度）を有する第１帯域フィルタ４に
直接供給して全ての不所望な高調波を除去し、斯る後に
搬送波信号の所望の高調波を除数Ｎを有する分周器５に
おいて分周する。このようにして再生された搬送波信号
を第３広帯域フィルタ２に接続されたコヒーレント検波
器６に供給してろ波された入力信号をコヒーレント復調
する。
第2a〜第4b図は略々有理数の変調指数を有するCPM信
号のいくつかの例を示すものである。第2a図はRC信号用
送信機内の変調器（図示せず）に供給されたパルスのイ
ンパルス応答ｇ（ｔ）を示す。時間を横軸に、シンボル
時間Ｔの単位でプロットし、振幅を縦軸に、T-1の単位
でプロットしてある。この図は、ここに示すRC被変調信
号のインパルス応答は2Tの長さを有し、従って2RCで表
記されるCORPM信号である。第2b図はこのインパルス応
答により連続的に位相変調された搬送波信号の位相シフ
トの波形を示す。この波形は任意のデータ信号により変
調された搬送波信号の時間の関数として生ずる任意の位
相変化を示すものであり、縦軸に沿って位相をｈπ単位
でプロットしてあると共に横軸に沿って時間をシンボル
時間Ｔの単位でプロットしてある。
号のいくつかの例を示すものである。第2a図はRC信号用
送信機内の変調器（図示せず）に供給されたパルスのイ
ンパルス応答ｇ（ｔ）を示す。時間を横軸に、シンボル
時間Ｔの単位でプロットし、振幅を縦軸に、T-1の単位
でプロットしてある。この図は、ここに示すRC被変調信
号のインパルス応答は2Tの長さを有し、従って2RCで表
記されるCORPM信号である。第2b図はこのインパルス応
答により連続的に位相変調された搬送波信号の位相シフ
トの波形を示す。この波形は任意のデータ信号により変
調された搬送波信号の時間の関数として生ずる任意の位
相変化を示すものであり、縦軸に沿って位相をｈπ単位
でプロットしてあると共に横軸に沿って時間をシンボル
時間Ｔの単位でプロットしてある。
これらの図に示されるように、時点mT（ｍ＝0,1,2,
…）における位相はnhπ（ｎ＝0,1,2,…）の１つに等し
い特定の値を有する。位相が上記の時点において略々固
定の値を有することは、インパルス応答曲線ｇ（ｔ）の
下側の面積及び従って変調指数が予備変調の設計により
ｈに等しい値を有するようにして時間Ｔにつき位相が正
確にｈπの値だけ変化し得るようにすることにより達成
される。殆んどのタイプのCPM変調においては、逓倍器
３における被変調搬送波信号の係数2/hによる逓倍後に
のみ時点mTの位相が一定のユニークな値（０±２πｎ）
を有する。尚、TFMの場合に例外が生じ、この場合には
後に詳述するように略々一定のユニークな値（（±2m＋
１）π）が８の逓倍係数で生ずるのみならず４の逓倍係
数でも生ずる。
…）における位相はnhπ（ｎ＝0,1,2,…）の１つに等し
い特定の値を有する。位相が上記の時点において略々固
定の値を有することは、インパルス応答曲線ｇ（ｔ）の
下側の面積及び従って変調指数が予備変調の設計により
ｈに等しい値を有するようにして時間Ｔにつき位相が正
確にｈπの値だけ変化し得るようにすることにより達成
される。殆んどのタイプのCPM変調においては、逓倍器
３における被変調搬送波信号の係数2/hによる逓倍後に
のみ時点mTの位相が一定のユニークな値（０±２πｎ）
を有する。尚、TFMの場合に例外が生じ、この場合には
後に詳述するように略々一定のユニークな値（（±2m＋
１）π）が８の逓倍係数で生ずるのみならず４の逓倍係
数でも生ずる。
第3a図は、インパルス応答を示し、第3b図はCORPSK
（２−3,1＋Ｄ）及びデュオバイナリCPMに対する関連す
る波形をそれぞれ実線及び破線で示すものである。（２
−3,1＋Ｄ）の表記において、数字２は予備変調フィル
タに供給される情報信号がバイナリであることを示し、
数字３は予備変調フィルタの出力信号が搬送波信号を３
つの異なる位相値で変調するターナリ（３値信号）であ
ることを示し、１＋Ｄは順次の情報ビットが相関するこ
とを示し、これは予備変調フィルタにおいて瞬時基準化
情報ビット（１で表わされる）を周期時間Ｔに亘り遅延
された先行情報ビット（DelayのＤで表わされる）に加
える必要があるためである。
（２−3,1＋Ｄ）及びデュオバイナリCPMに対する関連す
る波形をそれぞれ実線及び破線で示すものである。（２
−3,1＋Ｄ）の表記において、数字２は予備変調フィル
タに供給される情報信号がバイナリであることを示し、
数字３は予備変調フィルタの出力信号が搬送波信号を３
つの異なる位相値で変調するターナリ（３値信号）であ
ることを示し、１＋Ｄは順次の情報ビットが相関するこ
とを示し、これは予備変調フィルタにおいて瞬時基準化
情報ビット（１で表わされる）を周期時間Ｔに亘り遅延
された先行情報ビット（DelayのＤで表わされる）に加
える必要があるためである。
第3a図において、インパルス応答曲線ｇ（ｔ）の下側
の面積は図に点線で示す長方形の面積にほぼ等しく、1/
4T×2T＝1/2の値（無次元数）を有するため、波形の全
ての分枝が時点nTにおいて固定の位相点を通過する。逓
倍器３（第１図）における2/h＝４の逓倍により所望の
高調波の上記の時点における位相は０±２πｎに戻され
る。
の面積は図に点線で示す長方形の面積にほぼ等しく、1/
4T×2T＝1/2の値（無次元数）を有するため、波形の全
ての分枝が時点nTにおいて固定の位相点を通過する。逓
倍器３（第１図）における2/h＝４の逓倍により所望の
高調波の上記の時点における位相は０±２πｎに戻され
る。
最後の例として第4a図にインパルス応答曲線ｇ（ｔ）
を示し、第4b図にTFMに対する関連する波形を実線で示
すと共にTFSKに対する関連する波形を破線で示してあ
る。この場合にも搬送波信号の位相はシンボル区間の終
了時に固定の値になり、本例ではｎπ/4に等しくなる。
従って、逓倍回路３（第１図）において８倍の逓倍が必
要とされる。しかし、第4b図はシンボル区間の中心にお
いて位相が常にπ/4＋ｎπ/2の値（ｎは整数）に近づく
ことを示している。従って、この信号を逓倍器３におい
て４倍に逓倍すると上記のサンプリング点（1/2＋ｍ）
Ｔにおいて所望の高調波信号の位相を略々固定の値π＋
２πｎにすることもできる。
を示し、第4b図にTFMに対する関連する波形を実線で示
すと共にTFSKに対する関連する波形を破線で示してあ
る。この場合にも搬送波信号の位相はシンボル区間の終
了時に固定の値になり、本例ではｎπ/4に等しくなる。
従って、逓倍回路３（第１図）において８倍の逓倍が必
要とされる。しかし、第4b図はシンボル区間の中心にお
いて位相が常にπ/4＋ｎπ/2の値（ｎは整数）に近づく
ことを示している。従って、この信号を逓倍器３におい
て４倍に逓倍すると上記のサンプリング点（1/2＋ｍ）
Ｔにおいて所望の高調波信号の位相を略々固定の値π＋
２πｎにすることもできる。
後者の場合、サンプリング点（1/2＋mT）における位
相がサンプリング点mTにおける固定の位相点に比べてπ
/4＋ｎπ/2の値を正確に有さないにもかかわらず、信頼
できる搬送波再生を４倍の逓倍により実現し得る利点が
ある。
相がサンプリング点mTにおける固定の位相点に比べてπ
/4＋ｎπ/2の値を正確に有さないにもかかわらず、信頼
できる搬送波再生を４倍の逓倍により実現し得る利点が
ある。
以上の種々の例の説明から、有理変調指数を有するCP
M信号に対しては、整数倍の逓倍により搬送波信号の位
相がシフトされて所定のサンプリング点において単一の
実質的に固定の位相値が所望の高調波信号に生じ、即ち
搬送波位相がデータ系列のシンボルパターンと無関係に
なるものと結論することができる。
M信号に対しては、整数倍の逓倍により搬送波信号の位
相がシフトされて所定のサンプリング点において単一の
実質的に固定の位相値が所望の高調波信号に生じ、即ち
搬送波位相がデータ系列のシンボルパターンと無関係に
なるものと結論することができる。
逓倍器３の出力信号を慣例の方法のように狭帯域の第
１帯域フィルタ４に直接供給して搬送波を抽出すると、
再生搬送波信号中にかなりのジッタがふくまれるので不
満足な結果を生ずる。このジッタは逓倍器３後の信号中
に上述のサンプリング点の所望の位相値に加えて妨害を
生ずる多くの要素が生ずるために生ずる。
１帯域フィルタ４に直接供給して搬送波を抽出すると、
再生搬送波信号中にかなりのジッタがふくまれるので不
満足な結果を生ずる。このジッタは逓倍器３後の信号中
に上述のサンプリング点の所望の位相値に加えて妨害を
生ずる多くの要素が生ずるために生ずる。
このジッタを低減するために、本発明搬送波再生回路
10では逓倍器３と第１帯域フィルタ４との間にサンプリ
ング手段７を挿入する。このサンプリング手段７をクロ
ック信号再生器８からのクロック信号で制御する。この
クロック信号再生器８は広帯域フィルタ２に接続され、
広帯域フィルタ２の出力信号から既知のようにして正確
なクロック信号を再生する。斯るクロック信号再生器は
例えば前述の論文に記載されている。
10では逓倍器３と第１帯域フィルタ４との間にサンプリ
ング手段７を挿入する。このサンプリング手段７をクロ
ック信号再生器８からのクロック信号で制御する。この
クロック信号再生器８は広帯域フィルタ２に接続され、
広帯域フィルタ２の出力信号から既知のようにして正確
なクロック信号を再生する。斯るクロック信号再生器は
例えば前述の論文に記載されている。
クロック信号再生器８は図示してない遅延手段（例え
ば遅延線）を具え、この遅延手段は遅延されたクロック
パルスが各シンボル区間において特定のCPM信号に対し
所望のサンプリング瞬時に発生するような遅延時間を有
している。受信機を数タイプのCPM信号に適応させる必
要がある場合には、数個の切換可能な遅延手段よりも単
一の可調整遅延手段を用いる方が有利である。
ば遅延線）を具え、この遅延手段は遅延されたクロック
パルスが各シンボル区間において特定のCPM信号に対し
所望のサンプリング瞬時に発生するような遅延時間を有
している。受信機を数タイプのCPM信号に適応させる必
要がある場合には、数個の切換可能な遅延手段よりも単
一の可調整遅延手段を用いる方が有利である。
上述したように、被変調搬送波信号の位相は、１シン
ボル区間につき１つの時点（第２図及び第３図の場
合）、場合により２つの時点（第４図の場合）において
所望の位相値、即ち周波数逓倍器の出力信号が所定の位
相になる位相値を有するのみである。例えば、第２図及
び第３図のCPM信号の場合には、変調指数ｈ＝1/2及び逓
倍係数Ｎ＝４のとき、CPM信号の位相が時点mTにおいて
のみｎ・2/πの所望の値を有し、これらの時点において
のみ周波数逓倍器の出力信号の位相が±２πｎの所定値
になる。この場合には周波数逓倍器の出力信号をこれら
の時点でのみ瞬時サンプリングすることが必須の要件で
ある。このことは、瞬時サンプルパルスより広いサンプ
リングパルスによるサンプリングは再生搬送波信号の精
度に悪影響を与えることを意味する。
ボル区間につき１つの時点（第２図及び第３図の場
合）、場合により２つの時点（第４図の場合）において
所望の位相値、即ち周波数逓倍器の出力信号が所定の位
相になる位相値を有するのみである。例えば、第２図及
び第３図のCPM信号の場合には、変調指数ｈ＝1/2及び逓
倍係数Ｎ＝４のとき、CPM信号の位相が時点mTにおいて
のみｎ・2/πの所望の値を有し、これらの時点において
のみ周波数逓倍器の出力信号の位相が±２πｎの所定値
になる。この場合には周波数逓倍器の出力信号をこれら
の時点でのみ瞬時サンプリングすることが必須の要件で
ある。このことは、瞬時サンプルパルスより広いサンプ
リングパルスによるサンプリングは再生搬送波信号の精
度に悪影響を与えることを意味する。
逓倍器３とサンプリング手段７との間にfIN程度の帯
域幅を有するのが好ましい比較的広帯域の第２帯域フィ
ルタ９を挿入して所望の高調波のスペクトルを分離する
ことにより一層の改善が得られる。
域幅を有するのが好ましい比較的広帯域の第２帯域フィ
ルタ９を挿入して所望の高調波のスペクトルを分離する
ことにより一層の改善が得られる。
サンプリングにより達成される有理変調指数を有する
単一のCPM信号、特にTFM信号の改善についてコンピュー
タシュミレーションを示す下記の表を参照して更に説明
する。
単一のCPM信号、特にTFM信号の改善についてコンピュー
タシュミレーションを示す下記の表を参照して更に説明
する。
表の第１欄には第１図の再生回路に供給されるTFM信
号のS/N比を示してある。
号のS/N比を示してある。
表の他の３つの欄には156受信データシンボルの最後
の136データシンボルに亘る再生搬送波信号の位相誤差
の平均２乗値Δφrmsと、受信機の捕捉時間Tacq（シン
ボル時間Ｔの単位で表わしてある）とを示してある（捕
捉は位相誤差が５゜以下の場合に得られる）。詳しく言
うと、これら３つの欄の第１の欄は逓倍係数Ｎ＝４で、
サンプリングを用いない場合の上述の値を示し、第２欄
は逓倍係数Ｎ＝４で、シンボル区間の中心での瞬時サン
プリングを用いる場合の上述の値を示し、第３欄は逓倍
係数Ｎ＝８で、シンボル区間の終了時での瞬時サンプリ
ングを用いる場合の上述の値を示す。
の136データシンボルに亘る再生搬送波信号の位相誤差
の平均２乗値Δφrmsと、受信機の捕捉時間Tacq（シン
ボル時間Ｔの単位で表わしてある）とを示してある（捕
捉は位相誤差が５゜以下の場合に得られる）。詳しく言
うと、これら３つの欄の第１の欄は逓倍係数Ｎ＝４で、
サンプリングを用いない場合の上述の値を示し、第２欄
は逓倍係数Ｎ＝４で、シンボル区間の中心での瞬時サン
プリングを用いる場合の上述の値を示し、第３欄は逓倍
係数Ｎ＝８で、シンボル区間の終了時での瞬時サンプリ
ングを用いる場合の上述の値を示す。
この表からTFM信号に対してビットインターバルの中
心での瞬時サンプリングを用いる場合（Ｎ＝４）、サン
プリングを用いない場合に比較して位相ジッタの抑圧に
著しい改善が達成されるものと結論することができる。
このことは特に実際の殆んどの場合に重要なS/N比に対
して言える。具体的に言うと、例えば10dBのS/Nにおい
て位相ジッタ抑圧の改善は6dBにのぼる。シンボル区間
の終了時における瞬時サンプリング（Ｎ＝８）を用いる
場合（この場合には位相はπ/4の整数倍に正確に等しく
なる）、シンボル区間の中心におけるサンプリング（Ｎ
＝４）の場合よりジッタ抑圧が特に約12dBより大きいS/
N比まで遥かに良くなる。しかし、10dBのS/N比では高い
逓倍係数の場合S/N比の損失を生じ始め、再生搬送波信
号中の位相ジッタが急激に上昇する。
心での瞬時サンプリングを用いる場合（Ｎ＝４）、サン
プリングを用いない場合に比較して位相ジッタの抑圧に
著しい改善が達成されるものと結論することができる。
このことは特に実際の殆んどの場合に重要なS/N比に対
して言える。具体的に言うと、例えば10dBのS/Nにおい
て位相ジッタ抑圧の改善は6dBにのぼる。シンボル区間
の終了時における瞬時サンプリング（Ｎ＝８）を用いる
場合（この場合には位相はπ/4の整数倍に正確に等しく
なる）、シンボル区間の中心におけるサンプリング（Ｎ
＝４）の場合よりジッタ抑圧が特に約12dBより大きいS/
N比まで遥かに良くなる。しかし、10dBのS/N比では高い
逓倍係数の場合S/N比の損失を生じ始め、再生搬送波信
号中の位相ジッタが急激に上昇する。
S/N比の実用値に対しては逓倍係数４でセンサーサン
プリングが好適である。上述の例から、TFM信号に対し
示したものと同様の改善が有理変調指数を有する他のCP
M信号に対しても同様に生ずること明らかである。
プリングが好適である。上述の例から、TFM信号に対し
示したものと同様の改善が有理変調指数を有する他のCP
M信号に対しても同様に生ずること明らかである。
第１図は有理変調指数を有する連続位相変調用の本発明
搬送波再生回路を具える受信機のブロック図、 第2a図はインパルス応答を示す図、 第2b図は2RC信号の波形を示す図、 第3a図はインパルス応答を示す図、 第3b図はCORPSK（２−3,1＋Ｄ）及びｈ＝0.5のデュオバ
イナリCPMに対するそれぞれの波形を示す図、 第4a図はインパルス応答を示す図、 第4b図はTFM及びTFSKに対するそれぞれの波形を示す図
である。 １……入力端子、２……帯域フィルタ ３……逓倍器 ４……（第１）帯域フィルタ ５……分周器、６……コヒーレント検波器 ７……サンプリング回路 ８……クロック信号再生器 ９……（第２）帯域フィルタ 10……搬送波再生回路
搬送波再生回路を具える受信機のブロック図、 第2a図はインパルス応答を示す図、 第2b図は2RC信号の波形を示す図、 第3a図はインパルス応答を示す図、 第3b図はCORPSK（２−3,1＋Ｄ）及びｈ＝0.5のデュオバ
イナリCPMに対するそれぞれの波形を示す図、 第4a図はインパルス応答を示す図、 第4b図はTFM及びTFSKに対するそれぞれの波形を示す図
である。 １……入力端子、２……帯域フィルタ ３……逓倍器 ４……（第１）帯域フィルタ ５……分周器、６……コヒーレント検波器 ７……サンプリング回路 ８……クロック信号再生器 ９……（第２）帯域フィルタ 10……搬送波再生回路
Claims (3)
- 【請求項１】クロックパルス再生器と、被変調搬送波信
号から第Ｎ高調波を発生する逓倍係数Ｎ（Ｎ＝2,3…）
を有する周波数逓倍器と、該逓倍器に結合され前記第Ｎ
高調波を分離する第１帯域フィルタと、該第１帯域フィ
ルタに接続された除数Ｎを有する分周器とを具え、有理
変調指数を有するパルス符号連続位相被変調搬送波信号
から搬送波信号を抽出する搬送波再生回路において、前
記逓倍器と第１帯域フィルタとの間にサンプリング回路
を挿入し、これをクロックパルス再生器に接続してクロ
ックパルス再生器からのクロックパルス信号の制御の下
で、第Ｎ高調波をデータ信号の１シンボル時間につき少
くとも１つの予め決められた時点において瞬時サンプリ
ングし、サンプリングしたこれらの瞬時信号値のみを前
記第１帯域フィルタに供給するようにしたことを特徴と
する搬送波再生回路。 - 【請求項２】前記逓倍器と前記サンプリング回路との間
に第２帯域フィルタを挿入し、この帯域フィルタは前記
第１帯域フィルタの帯域幅より遥かに広い帯域幅を有し
ていることを特徴とする特許請求の範囲第１項記載の搬
送波再生回路。 - 【請求項３】前記クロックパルス発生器は、サンプリン
グ時点を前記周波数逓倍器の出力信号の位相が所定の値
を有する時点と一致させるための可調整遅延手段を具え
ていることを特徴とする特許請求の範囲第１項記載の搬
送波再生回路。
Applications Claiming Priority (2)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| NL8603110A NL8603110A (nl) | 1986-12-08 | 1986-12-08 | Schakeling voor het terugwinnen van een draaggolf. |
| NL8603110 | 1986-12-08 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS63160448A JPS63160448A (ja) | 1988-07-04 |
| JP2541588B2 true JP2541588B2 (ja) | 1996-10-09 |
Family
ID=19848962
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP62308834A Expired - Lifetime JP2541588B2 (ja) | 1986-12-08 | 1987-12-08 | 搬送波再生回路 |
Country Status (8)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US4890302A (ja) |
| EP (1) | EP0273504B1 (ja) |
| JP (1) | JP2541588B2 (ja) |
| AU (1) | AU8214187A (ja) |
| CA (1) | CA1273680A (ja) |
| DE (1) | DE3784675T2 (ja) |
| DK (1) | DK168843B1 (ja) |
| NL (1) | NL8603110A (ja) |
Families Citing this family (33)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US5001724A (en) * | 1989-01-13 | 1991-03-19 | Hewlett-Packard Company | Method and apparatus for measuring phase accuracy and amplitude profile of a continuous-phase-modulated signal |
| JP2679889B2 (ja) * | 1990-07-19 | 1997-11-19 | 株式会社テック | 無線通信装置及びその装置の受信制御方式 |
| FR2727813B1 (fr) * | 1994-12-02 | 1997-01-10 | Alcatel Telspace | Dispositif de detection de presence ou d'absence d'une porteuse modulee en numerique, recepteur et procede correspondants |
| JP3497672B2 (ja) * | 1996-09-18 | 2004-02-16 | 株式会社東芝 | アダプティブアンテナおよびマルチキャリア無線通信システム |
| FI974506A0 (fi) * | 1997-12-12 | 1997-12-12 | Nokia Telecommunications Oy | Demoduleringsfoerfarande och demodulator |
| US7515896B1 (en) | 1998-10-21 | 2009-04-07 | Parkervision, Inc. | Method and system for down-converting an electromagnetic signal, and transforms for same, and aperture relationships |
| US6091940A (en) | 1998-10-21 | 2000-07-18 | Parkervision, Inc. | Method and system for frequency up-conversion |
| US6694128B1 (en) | 1998-08-18 | 2004-02-17 | Parkervision, Inc. | Frequency synthesizer using universal frequency translation technology |
| US6061551A (en) | 1998-10-21 | 2000-05-09 | Parkervision, Inc. | Method and system for down-converting electromagnetic signals |
| US6560301B1 (en) | 1998-10-21 | 2003-05-06 | Parkervision, Inc. | Integrated frequency translation and selectivity with a variety of filter embodiments |
| US7236754B2 (en) | 1999-08-23 | 2007-06-26 | Parkervision, Inc. | Method and system for frequency up-conversion |
| US6542722B1 (en) | 1998-10-21 | 2003-04-01 | Parkervision, Inc. | Method and system for frequency up-conversion with variety of transmitter configurations |
| US6370371B1 (en) | 1998-10-21 | 2002-04-09 | Parkervision, Inc. | Applications of universal frequency translation |
| US6049706A (en) | 1998-10-21 | 2000-04-11 | Parkervision, Inc. | Integrated frequency translation and selectivity |
| US7039372B1 (en) | 1998-10-21 | 2006-05-02 | Parkervision, Inc. | Method and system for frequency up-conversion with modulation embodiments |
| US6813485B2 (en) | 1998-10-21 | 2004-11-02 | Parkervision, Inc. | Method and system for down-converting and up-converting an electromagnetic signal, and transforms for same |
| US6061555A (en) | 1998-10-21 | 2000-05-09 | Parkervision, Inc. | Method and system for ensuring reception of a communications signal |
| US6704549B1 (en) | 1999-03-03 | 2004-03-09 | Parkvision, Inc. | Multi-mode, multi-band communication system |
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| US6853690B1 (en) | 1999-04-16 | 2005-02-08 | Parkervision, Inc. | Method, system and apparatus for balanced frequency up-conversion of a baseband signal and 4-phase receiver and transceiver embodiments |
| US6879817B1 (en) | 1999-04-16 | 2005-04-12 | Parkervision, Inc. | DC offset, re-radiation, and I/Q solutions using universal frequency translation technology |
| US7693230B2 (en) | 1999-04-16 | 2010-04-06 | Parkervision, Inc. | Apparatus and method of differential IQ frequency up-conversion |
| US7110444B1 (en) | 1999-08-04 | 2006-09-19 | Parkervision, Inc. | Wireless local area network (WLAN) using universal frequency translation technology including multi-phase embodiments and circuit implementations |
| US7065162B1 (en) | 1999-04-16 | 2006-06-20 | Parkervision, Inc. | Method and system for down-converting an electromagnetic signal, and transforms for same |
| US8295406B1 (en) | 1999-08-04 | 2012-10-23 | Parkervision, Inc. | Universal platform module for a plurality of communication protocols |
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| US7454453B2 (en) | 2000-11-14 | 2008-11-18 | Parkervision, Inc. | Methods, systems, and computer program products for parallel correlation and applications thereof |
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| US7072427B2 (en) | 2001-11-09 | 2006-07-04 | Parkervision, Inc. | Method and apparatus for reducing DC offsets in a communication system |
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| US7460584B2 (en) | 2002-07-18 | 2008-12-02 | Parkervision, Inc. | Networking methods and systems |
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Citations (1)
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Family Cites Families (3)
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| JPS6085650A (ja) * | 1983-10-17 | 1985-05-15 | Fujitsu Ltd | キヤリアずれ補正方法 |
| NL8303819A (nl) * | 1983-11-07 | 1985-06-03 | Philips Nv | Gesampelde costas lus. |
-
1986
- 1986-12-08 NL NL8603110A patent/NL8603110A/nl not_active Application Discontinuation
-
1987
- 1987-12-04 DK DK638687A patent/DK168843B1/da not_active IP Right Cessation
- 1987-12-04 CA CA000553505A patent/CA1273680A/en not_active Expired
- 1987-12-07 AU AU82141/87A patent/AU8214187A/en not_active Abandoned
- 1987-12-07 DE DE8787202438T patent/DE3784675T2/de not_active Expired - Fee Related
- 1987-12-07 EP EP87202438A patent/EP0273504B1/en not_active Expired - Lifetime
- 1987-12-08 JP JP62308834A patent/JP2541588B2/ja not_active Expired - Lifetime
- 1987-12-08 US US07/130,361 patent/US4890302A/en not_active Expired - Fee Related
Patent Citations (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US3835404A (en) | 1971-12-01 | 1974-09-10 | Fujitsu Ltd | Extracting circuit for reproducing carrier signals from a multiphase modulated signal |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| US4890302A (en) | 1989-12-26 |
| AU8214187A (en) | 1988-06-09 |
| DK638687A (da) | 1988-06-09 |
| EP0273504B1 (en) | 1993-03-10 |
| CA1273680A (en) | 1990-09-04 |
| JPS63160448A (ja) | 1988-07-04 |
| DK638687D0 (da) | 1987-12-04 |
| DE3784675D1 (de) | 1993-04-15 |
| DE3784675T2 (de) | 1993-08-26 |
| DK168843B1 (da) | 1994-06-20 |
| EP0273504A1 (en) | 1988-07-06 |
| NL8603110A (nl) | 1988-07-01 |
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