JPS63160448A - 搬送波再生回路 - Google Patents
搬送波再生回路Info
- Publication number
- JPS63160448A JPS63160448A JP62308834A JP30883487A JPS63160448A JP S63160448 A JPS63160448 A JP S63160448A JP 62308834 A JP62308834 A JP 62308834A JP 30883487 A JP30883487 A JP 30883487A JP S63160448 A JPS63160448 A JP S63160448A
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- signal
- carrier
- bandpass filter
- phase
- multiplier
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Granted
Links
- 230000001172 regenerating effect Effects 0.000 title 1
- 238000005070 sampling Methods 0.000 claims description 28
- 238000011084 recovery Methods 0.000 claims description 12
- 230000008929 regeneration Effects 0.000 claims description 7
- 238000011069 regeneration method Methods 0.000 claims description 7
- 230000008878 coupling Effects 0.000 claims 1
- 238000010168 coupling process Methods 0.000 claims 1
- 238000005859 coupling reaction Methods 0.000 claims 1
- 230000011664 signaling Effects 0.000 claims 1
- 230000004044 response Effects 0.000 description 10
- 238000010586 diagram Methods 0.000 description 6
- 230000006872 improvement Effects 0.000 description 5
- 230000010363 phase shift Effects 0.000 description 5
- 230000008859 change Effects 0.000 description 4
- 238000000034 method Methods 0.000 description 4
- 230000001629 suppression Effects 0.000 description 4
- 230000007704 transition Effects 0.000 description 4
- 230000003321 amplification Effects 0.000 description 2
- 230000008901 benefit Effects 0.000 description 2
- 230000001427 coherent effect Effects 0.000 description 2
- 239000013256 coordination polymer Substances 0.000 description 2
- 230000003111 delayed effect Effects 0.000 description 2
- 238000003199 nucleic acid amplification method Methods 0.000 description 2
- 101000860173 Myxococcus xanthus C-factor Proteins 0.000 description 1
- 230000002411 adverse Effects 0.000 description 1
- 238000001297 coherence probe microscopy Methods 0.000 description 1
- 238000005094 computer simulation Methods 0.000 description 1
- 230000002596 correlated effect Effects 0.000 description 1
- 230000001419 dependent effect Effects 0.000 description 1
- 238000001514 detection method Methods 0.000 description 1
- 239000000284 extract Substances 0.000 description 1
- 230000008569 process Effects 0.000 description 1
- 238000001228 spectrum Methods 0.000 description 1
Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
- H04L27/00—Modulated-carrier systems
- H04L27/18—Phase-modulated carrier systems, i.e. using phase-shift keying
- H04L27/22—Demodulator circuits; Receiver circuits
- H04L27/227—Demodulator circuits; Receiver circuits using coherent demodulation
- H04L27/2275—Demodulator circuits; Receiver circuits using coherent demodulation wherein the carrier recovery circuit uses the received modulated signals
- H04L27/2276—Demodulator circuits; Receiver circuits using coherent demodulation wherein the carrier recovery circuit uses the received modulated signals using frequency multiplication or harmonic tracking
-
- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
- H04L27/00—Modulated-carrier systems
- H04L27/18—Phase-modulated carrier systems, i.e. using phase-shift keying
- H04L27/20—Modulator circuits; Transmitter circuits
- H04L27/2003—Modulator circuits; Transmitter circuits for continuous phase modulation
- H04L27/2007—Modulator circuits; Transmitter circuits for continuous phase modulation in which the phase change within each symbol period is constrained
- H04L27/2017—Modulator circuits; Transmitter circuits for continuous phase modulation in which the phase change within each symbol period is constrained in which the phase changes are non-linear, e.g. generalized and Gaussian minimum shift keying, tamed frequency modulation
Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【発明の詳細な説明】
本発明はクロックパルス再生器と、被変調搬送波信号か
ら第Ｎ高調波を発生する逓倍係数Ｎ（Ｎ＝２．３・・・
）を有する逓倍器と、該逓倍器に結合され前記第Ｎ高調
波を分離する第１帯域フィルタと、該第１帯域フィルタ
に接続された除数Ｎを有する分周器とを具え、有理変調
指数を有するパルス符号連続位相被変調搬送波信号から
搬送波信号を抽出する搬送波再生回路に関するものであ
る。
ら第Ｎ高調波を発生する逓倍係数Ｎ（Ｎ＝２．３・・・
）を有する逓倍器と、該逓倍器に結合され前記第Ｎ高調
波を分離する第１帯域フィルタと、該第１帯域フィルタ
に接続された除数Ｎを有する分周器とを具え、有理変調
指数を有するパルス符号連続位相被変調搬送波信号から
搬送波信号を抽出する搬送波再生回路に関するものであ
る。
パルス符号連続位相被変ｍｒｔａ送波信号から搬送波信
号を抽出する斯る搬送波再生回路はｒＧ１ｏｂｅｃｏｍ
８２． Ｇｌｏｂａｌ Ｔｅｌｅｃｏｍｍｕｎｉｃａｔ
ｉｏｎ Ｃｏｎｆｅｒｅｎｃｅ。
号を抽出する斯る搬送波再生回路はｒＧ１ｏｂｅｃｏｍ
８２． Ｇｌｏｂａｌ Ｔｅｌｅｃｏｍｍｕｎｉｃａｔ
ｉｏｎ Ｃｏｎｆｅｒｅｎｃｅ。
Ｍｉａｍｉ、 ２９ｔｈ Ｎｏｖｅｍｂｅｒ−２ｎｄ
Ｄｅｃｅｍｂｅｒ＋ １９８２Ｊの”Ｃｏｎｆｅｒｅｎ
ｃｅ Ｐａｐｅｒｓ ”に発表されているＪ、Ａｕ１ｉ
ｎ及びＣ，Ｅ、 Ｓｕｎｄｂｅｒｇの論文” ５ｙｎｃ
ｈｒｏｎｉｚａｔｉｏｎｐｒｏｐｅｒｔｉｅｓ ｏｆ
ｃｏｎｔｉｎｕｏｕｓ ｐｈａｓｅ ｍｏｄｕｌａｔｉ
ｏｎ”から既知である。
Ｄｅｃｅｍｂｅｒ＋ １９８２Ｊの”Ｃｏｎｆｅｒｅｎ
ｃｅ Ｐａｐｅｒｓ ”に発表されているＪ、Ａｕ１ｉ
ｎ及びＣ，Ｅ、 Ｓｕｎｄｂｅｒｇの論文” ５ｙｎｃ
ｈｒｏｎｉｚａｔｉｏｎｐｒｏｐｅｒｔｉｅｓ ｏｆ
ｃｏｎｔｉｎｕｏｕｓ ｐｈａｓｅ ｍｏｄｕｌａｔｉ
ｏｎ”から既知である。
連続位相変調は、被変調搬送波信号が一定振幅を有し、
非線形増幅を可能にするため、及びこれら搬送波信号は
通常小さい帯域幅を有するために使用されている。この
変調のカテゴリーには、特にＴＰＭ （Ｔａｍｅｄ Ｆ
ｒｅｑｕｅｎｃｙ Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ）、Ｑ３ＲＣ
（Ｑｕａｄｒｉｖａｌｅｎｔ Ｔｈｒｅｅ−ｂｉｔ Ｃ
ｏｒｒｅｌａｔｅｄ Ｃｏ５１ｎｕｓｏｊｄａｌ Ｍｏ
ｄｕｌａｔｉｏｎ）及びＣ０ＲＰＳＫ（Ｃｏｒｒｅｌａ
ｔｉｖｅＰｈａｓｅ ５ｈｉｆｔ Ｋｅｙｉｎｇ）が含
まれる。
非線形増幅を可能にするため、及びこれら搬送波信号は
通常小さい帯域幅を有するために使用されている。この
変調のカテゴリーには、特にＴＰＭ （Ｔａｍｅｄ Ｆ
ｒｅｑｕｅｎｃｙ Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ）、Ｑ３ＲＣ
（Ｑｕａｄｒｉｖａｌｅｎｔ Ｔｈｒｅｅ−ｂｉｔ Ｃ
ｏｒｒｅｌａｔｅｄ Ｃｏ５１ｎｕｓｏｊｄａｌ Ｍｏ
ｄｕｌａｔｉｏｎ）及びＣ０ＲＰＳＫ（Ｃｏｒｒｅｌａ
ｔｉｖｅＰｈａｓｅ ５ｈｉｆｔ Ｋｅｙｉｎｇ）が含
まれる。
上述の方法で抽出された搬送波信号には一般に大きなジ
ッタ値が生ずることが明らかにされている。
ッタ値が生ずることが明らかにされている。
本発明の目的は、連続位相被変調搬送波信号から搬送波
信号を再生する際に、発生するジッタを簡単に強く低減
することにある。
信号を再生する際に、発生するジッタを簡単に強く低減
することにある。
本発明は頭書に記載した種類の搬送波再生回路において
、前記逓倍器と第１帯域フィルタとの間にサンプリング
回路を挿入し、これをクロックパルス再生器に接続して
クロックパルス再生器からのクロックパルス信号の制御
の下で第Ｎ高調波をデータ信号の１ツンポル時間につき
少（とも１つの予め決められた瞬時において瞬時サンプ
リングし、これらの瞬時サンプリング信号値のみを前記
第１帯域フィルタに供給するようにしたことを特徴とす
る。
、前記逓倍器と第１帯域フィルタとの間にサンプリング
回路を挿入し、これをクロックパルス再生器に接続して
クロックパルス再生器からのクロックパルス信号の制御
の下で第Ｎ高調波をデータ信号の１ツンポル時間につき
少（とも１つの予め決められた瞬時において瞬時サンプ
リングし、これらの瞬時サンプリング信号値のみを前記
第１帯域フィルタに供給するようにしたことを特徴とす
る。
米国特許第３８３５４０４号明細書から、逓倍器と、こ
れに接続され逓倍された搬送波信号をクロックパルスの
制御の下でサンプリングするサンプリング回路と、この
サンプリング回路に接続された帯域フィルタと分周器か
ら成る縦続回路とを具えた搬送波再生回路が既知である
。しかし、この特許明細書ではＰＳＫ信号に対する搬送
波再生回路について、ビット遷移点において生ずる搬送
波信号の位相遷移によるジッタを被変調搬送波信号の順
次の位相偏移間の間隔より小さいができるだけ大きい有
限のパルス幅を有するクロックパルスでサンプリングす
ることにより除去することが論じられている。
れに接続され逓倍された搬送波信号をクロックパルスの
制御の下でサンプリングするサンプリング回路と、この
サンプリング回路に接続された帯域フィルタと分周器か
ら成る縦続回路とを具えた搬送波再生回路が既知である
。しかし、この特許明細書ではＰＳＫ信号に対する搬送
波再生回路について、ビット遷移点において生ずる搬送
波信号の位相遷移によるジッタを被変調搬送波信号の順
次の位相偏移間の間隔より小さいができるだけ大きい有
限のパルス幅を有するクロックパルスでサンプリングす
ることにより除去することが論じられている。
これに対し、本発明では連続位相被変調搬送波信号から
搬送波を抽出する際に、できるだけ信幀できる再生搬送
波信号を得るたるに、予め決められた瞬時において瞬時
サンプリングを行なうことが不可欠である。
搬送波を抽出する際に、できるだけ信幀できる再生搬送
波信号を得るたるに、予め決められた瞬時において瞬時
サンプリングを行なうことが不可欠である。
図面につき本発明を説明する。
第１図に示す搬送波再生回路１０を具える受信機によれ
ば入力端子ｌに供給される有理変調指数りを有する連続
位相被変調搬送波信号（ＣＰＭ信号）から搬送波信号を
高い信頼度で抽出し、得られる搬送波が小さな位相ジッ
タしか含まないようにすることができる。この搬送波再
生回路の説明の前に、斯るＣＰＭ信号の構造について説
明する。
ば入力端子ｌに供給される有理変調指数りを有する連続
位相被変調搬送波信号（ＣＰＭ信号）から搬送波信号を
高い信頼度で抽出し、得られる搬送波が小さな位相ジッ
タしか含まないようにすることができる。この搬送波再
生回路の説明の前に、斯るＣＰＭ信号の構造について説
明する。
ディジタル的に伝送すべき、ｍ−元ディジタルシンボル
の列（ａ、）。
の列（ａ、）。
（ａＩＩ ） ”””ａ−２・ａ−Ｉｔ ａｏ ｌ
ａｔ ｌ ａｔ ＋・・・ａ 、
（１）ここで、ａ、＝±（２ｎ＋１）及びｎ ＝ ０
．１．２ 、 ＝で表わされる情報信号は ａ （ｔ） ＝Σａ＋ｓ ｐ Ｄ −ｍＴ） （
２）により時間の関数として表わすことができる。ここ
で、Ｔはディジタルシンボルの持続時間及びｐ（１）は
Ｔの長さの矩形パルスを表わす。
ａｔ ｌ ａｔ ＋・・・ａ 、
（１）ここで、ａ、＝±（２ｎ＋１）及びｎ ＝ ０
．１．２ 、 ＝で表わされる情報信号は ａ （ｔ） ＝Σａ＋ｓ ｐ Ｄ −ｍＴ） （
２）により時間の関数として表わすことができる。ここ
で、Ｔはディジタルシンボルの持続時間及びｐ（１）は
Ｔの長さの矩形パルスを表わす。
これら信号は、伝送する前に、一定の振幅を有する被変
調搬送波信号に変調するのが好ましい。
調搬送波信号に変調するのが好ましい。
斯る搬送波信号の主な利点は高い効率を得るための非直
線増幅のような非直線信号処理を信号に含まれる情報に
影響を与えることなく使用することが可能になる事実に
ある。
線増幅のような非直線信号処理を信号に含まれる情報に
影響を与えることなく使用することが可能になる事実に
ある。
一定振幅を有する各ディジタル変調は
ｕ （ｔ ） ＝ｃｏｓ（ａ＋ｃｔ＋ ψ
（ｔ ） ） （３）と書き表
わされる。ここで、ωゎは搬送波信号の角周波数及びψ
（１）は時間の関数としての位相を表わす。
（ｔ ） ） （３）と書き表
わされる。ここで、ωゎは搬送波信号の角周波数及びψ
（１）は時間の関数としての位相を表わす。
ψ（１）がａ （ｔ）の関数として変化されると、次の
等式 ％式％（４） 位相シフトキーイング（ＰｓＫ）ではψ（１）がシンボ
ル時間Ｔに亘って一定に保たれ、シンボル遷移時に急激
に変化する。
等式 ％式％（４） 位相シフトキーイング（ＰｓＫ）ではψ（１）がシンボ
ル時間Ｔに亘って一定に保たれ、シンボル遷移時に急激
に変化する。
しかし、連続位相周波数シフトキーイング（ＣＰＦＳＫ
）のようなタイプの変調方式もあり、この方式に対して
は次の条件 ｄψ （ｔ）／ｄ （ｔ）＝に−ａ （む）（５）
が成立する。ここで、Ｋは定数である。連続位相周波数
シフトキーイングの場合、良好なＳ／Ｎ比を得るために
検波処理を１シンボル区間以上に亘って分布させること
ができる。
）のようなタイプの変調方式もあり、この方式に対して
は次の条件 ｄψ （ｔ）／ｄ （ｔ）＝に−ａ （む）（５）
が成立する。ここで、Ｋは定数である。連続位相周波数
シフトキーイングの場合、良好なＳ／Ｎ比を得るために
検波処理を１シンボル区間以上に亘って分布させること
ができる。
ＣＰＦＳＫの例としてはミニマムシフトキーイング（Ｍ
ＳＫ）及び正弦状シフトキーイング（ＳｊＳＫ）がある
。ＭＳＫは１シンボル時間当りπ／２の直線的な位相シ
フトを生ずる変調であり、この変調は変調指数ｈ＝０．
５で表わされ、ｈは１シンボル時間Ｔ当りの位相変化の
πアシアンの数値として定義される。
ＳＫ）及び正弦状シフトキーイング（ＳｊＳＫ）がある
。ＭＳＫは１シンボル時間当りπ／２の直線的な位相シ
フトを生ずる変調であり、この変調は変調指数ｈ＝０．
５で表わされ、ｈは１シンボル時間Ｔ当りの位相変化の
πアシアンの数値として定義される。
５ＦＳＫの場合には位相のみならず位相の第１導関数、
即ち周波数も連続である。これは側波帯の抑圧を改善す
る。
即ち周波数も連続である。これは側波帯の抑圧を改善す
る。
ＣＰＦＳＸにおいて位相シフトがシンボル区間の間にな
めらかな位相遷移が実現されるように行なわれる場合、
位相変化は最早シンボル区間に亘って一定にならず、こ
の変調は一般に連続位相変調（ＣＰＭ）と称される。各
シンボル時間に亘り生ずる位相変化のために、例えば第
１図に示すような特別の搬送波再生回路を用いて受信Ｃ
ＰＭ信号から搬送波信号を抽出する必要がある。
めらかな位相遷移が実現されるように行なわれる場合、
位相変化は最早シンボル区間に亘って一定にならず、こ
の変調は一般に連続位相変調（ＣＰＭ）と称される。各
シンボル時間に亘り生ずる位相変化のために、例えば第
１図に示すような特別の搬送波再生回路を用いて受信Ｃ
ＰＭ信号から搬送波信号を抽出する必要がある。
ＣＰＭの例には名前から自明のかさ上げ余弦変調（ＲＣ
Ｍ ： Ｒａ１ｓｅｄ Ｃｏ５１ｎｅ Ｍｏｄｕｌａｔ
ｉｏｎ）とＣＯＲＰ Ｍ （Ｃｏｒｒｅｌａｔｉｖｅ
Ｐｈａｓｅ Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ）とがある。ＣＯＲ
ＰＭを用いて一層なめらかな位相シフトを達成するため
にはシンボル時間の位相変化を１個又は複数個先行シン
ボル時間の情報にも依存させる。既知のＣＯＲＰＭには
Ｔ Ｆ Ｍ （ＴａｍｅｄＦｒｅｑｕｅｎｃｙ Ｍｏ
ｄｕｌａｔｉｏｎ ）、 ＣＯＲＰ Ｓ Ｋ （
Ｃｏｒｒｅｌａ−ｔｉｖｅ Ｐｈａｓｅ ５ｈｉｆｔ
Ｋｅｙｉｎｇ）及びＧ Ｍ Ｓ Ｋ （Ｇａｕｓａｉａ
ｎＭｏｄｉｆｉｅｄ Ｓｈｉｆｔ Ｋｅｙｉｎｇ）がある。
Ｍ ： Ｒａ１ｓｅｄ Ｃｏ５１ｎｅ Ｍｏｄｕｌａｔ
ｉｏｎ）とＣＯＲＰ Ｍ （Ｃｏｒｒｅｌａｔｉｖｅ
Ｐｈａｓｅ Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ）とがある。ＣＯＲ
ＰＭを用いて一層なめらかな位相シフトを達成するため
にはシンボル時間の位相変化を１個又は複数個先行シン
ボル時間の情報にも依存させる。既知のＣＯＲＰＭには
Ｔ Ｆ Ｍ （ＴａｍｅｄＦｒｅｑｕｅｎｃｙ Ｍｏ
ｄｕｌａｔｉｏｎ ）、 ＣＯＲＰ Ｓ Ｋ （
Ｃｏｒｒｅｌａ−ｔｉｖｅ Ｐｈａｓｅ ５ｈｉｆｔ
Ｋｅｙｉｎｇ）及びＧ Ｍ Ｓ Ｋ （Ｇａｕｓａｉａ
ｎＭｏｄｉｆｉｅｄ Ｓｈｉｆｔ Ｋｅｙｉｎｇ）がある。
本発明にとってはこれらのタイプのＣＰＭのうちで、固
定の時点において２πの整数分の１、例えば２π／ｎ（
ｎ＝±１．±２．・・・）で表わせる略々固定の位相値
が生ずるタイプのもののみが重要である。
定の時点において２πの整数分の１、例えば２π／ｎ（
ｎ＝±１．±２．・・・）で表わせる略々固定の位相値
が生ずるタイプのもののみが重要である。
これらのタイプのＣＰＭは有理変調指数りを有するＣＰ
Ｍと呼ぶことができる。このように変調された搬送波信
号が第１図に示す搬送波再生回路１０を具える受信機の
入力端子１に供給されると、この信号は慣例の如く帯域
フィルタ２（このフィルタは後の説明では第３帯域フィ
ルタとして参照される）でフィルタ処理された後に逓倍
器３に供給される。斯る逓倍器３は逓倍係数Ｎ（２／ｈ
に等しくするのが好ましい）を有する非線形素子を具え
、これにより被変調搬送波信号を逓倍して所望の高調波
を発生させる。逓倍の結果として被変調搬送波信号の位
相変化は結局同一の位相（モジュロ２π）になる。。Ｃ
ＰＭ被変調信号の既知の搬送波再生回路においてはこの
ようのにして得られた信号を狭い帯域幅（例えば受信信
号の周波数ｆｌＨの１／１００程度）を有する第１帯域
フィルタ４に直接供給して全ての不所望な高調波を除去
し、斯る後に搬送波信号の所望の高調波を除数Ｎを有す
る分周器５において分周する。このようにして再生され
た搬送波信号を第３広帯域フィルタ２に接続されたコヒ
ーレント検波器６に供給してろ波された入力信号をコヒ
ーレント復調する。
Ｍと呼ぶことができる。このように変調された搬送波信
号が第１図に示す搬送波再生回路１０を具える受信機の
入力端子１に供給されると、この信号は慣例の如く帯域
フィルタ２（このフィルタは後の説明では第３帯域フィ
ルタとして参照される）でフィルタ処理された後に逓倍
器３に供給される。斯る逓倍器３は逓倍係数Ｎ（２／ｈ
に等しくするのが好ましい）を有する非線形素子を具え
、これにより被変調搬送波信号を逓倍して所望の高調波
を発生させる。逓倍の結果として被変調搬送波信号の位
相変化は結局同一の位相（モジュロ２π）になる。。Ｃ
ＰＭ被変調信号の既知の搬送波再生回路においてはこの
ようのにして得られた信号を狭い帯域幅（例えば受信信
号の周波数ｆｌＨの１／１００程度）を有する第１帯域
フィルタ４に直接供給して全ての不所望な高調波を除去
し、斯る後に搬送波信号の所望の高調波を除数Ｎを有す
る分周器５において分周する。このようにして再生され
た搬送波信号を第３広帯域フィルタ２に接続されたコヒ
ーレント検波器６に供給してろ波された入力信号をコヒ
ーレント復調する。
第２ａ〜第４ｂ図は略々有理数の変調指数を有するＣＰ
Ｍ信号のいくつかの例を示すものである。第２ａ図はＲ
Ｃ信号用送信機内の変調器（図示せず）に供給されたパ
ルスのインパルス応答ｇ （ｔ）を示す。時間を横軸に
、シンボル時間Ｔの単位でプロ・ノドし、振幅を縦軸に
、’ｌ’ −１の単位でプロットしである。この図は、
ここに示すＲＣ被変調信号のインパルス応答は２Ｔの長
さを有し、従って２ＲＣで表記されるＣＯＲＰＭ信号で
ある。第２ｂ図はこのインパルス応答により連続的に位
相変調された搬送波信号の位相シフトの波形を示す。こ
の波形は任意のデータ信号により変調された搬送波信号
の時間の関数として生ずる任意の位相変化を示すもので
あり、縦軸に沿って位相をｈπ単位でプロットしである
と共に横軸に沿って時間をシンボル時間Ｔの単位でプロ
ットしである。
Ｍ信号のいくつかの例を示すものである。第２ａ図はＲ
Ｃ信号用送信機内の変調器（図示せず）に供給されたパ
ルスのインパルス応答ｇ （ｔ）を示す。時間を横軸に
、シンボル時間Ｔの単位でプロ・ノドし、振幅を縦軸に
、’ｌ’ −１の単位でプロットしである。この図は、
ここに示すＲＣ被変調信号のインパルス応答は２Ｔの長
さを有し、従って２ＲＣで表記されるＣＯＲＰＭ信号で
ある。第２ｂ図はこのインパルス応答により連続的に位
相変調された搬送波信号の位相シフトの波形を示す。こ
の波形は任意のデータ信号により変調された搬送波信号
の時間の関数として生ずる任意の位相変化を示すもので
あり、縦軸に沿って位相をｈπ単位でプロットしである
と共に横軸に沿って時間をシンボル時間Ｔの単位でプロ
ットしである。
これらの図に示されるように、瞬時ｍＴ （ｍ＝０．１
，２． ・）における位相はｎｈｇ （ｎ＝０゜１．２
．・・・）の１つに等しい特定の値を有する。
，２． ・）における位相はｎｈｇ （ｎ＝０゜１．２
．・・・）の１つに等しい特定の値を有する。
位相が上記の瞬時において略々固定の値を有することは
、インパルス応答曲線ｇ （ｔ）の下側の面積及び従っ
て変調指数が予備変調の設計によりｈに等しい値を有す
るようにして時間Ｔにつき位相が正確にｈπの値だけ変
化し得るようにすることにより達成される。殆んどのタ
イプのＣＰＭ変調においては、逓倍器３における被変調
搬送波信号の係数２／πによる逓倍後にのみ瞬時ｍＴの
位相が一定のユニークな値（０±２πｎ）を有する。
、インパルス応答曲線ｇ （ｔ）の下側の面積及び従っ
て変調指数が予備変調の設計によりｈに等しい値を有す
るようにして時間Ｔにつき位相が正確にｈπの値だけ変
化し得るようにすることにより達成される。殆んどのタ
イプのＣＰＭ変調においては、逓倍器３における被変調
搬送波信号の係数２／πによる逓倍後にのみ瞬時ｍＴの
位相が一定のユニークな値（０±２πｎ）を有する。
尚、ＴＦＭの場合に例外が生じ、この場合には後に詳述
するように略々一定のユニークな値（（±２ｍ＋１）π
）が８の逓倍係数で生ずるのみならず４の逓倍係数でも
生ずる。
するように略々一定のユニークな値（（±２ｍ＋１）π
）が８の逓倍係数で生ずるのみならず４の逓倍係数でも
生ずる。
第３ａ図は、インパルス応答を示し、第３ｂ図はＣ０Ｒ
ＰＳＫ （２−３，１＋Ｄ）及びデュオバイナリＣＰＭ
に対する関連する波形をそれぞれ実線及び破線で示すも
のである。（２−３，１＋Ｄ）の表記において、数字２
は予備変調フィルタに供給される情報信号がバイナリで
あることを示し、数字３は予備変調フィルタの出力信号
が搬送波信号を３つの異なる位相値で変調するターナリ
であることを示し、１）−Ｄは順次の情報ビットが相関
することを示し、これは予備変調フィルタにおいて瞬時
基準化情報ビット（１で表わされる）を周期時間Ｔに亘
り遅延された先行情報ピッ） （ＤｅｌａｙのＤで表わ
される）に加える必要があるためである。
ＰＳＫ （２−３，１＋Ｄ）及びデュオバイナリＣＰＭ
に対する関連する波形をそれぞれ実線及び破線で示すも
のである。（２−３，１＋Ｄ）の表記において、数字２
は予備変調フィルタに供給される情報信号がバイナリで
あることを示し、数字３は予備変調フィルタの出力信号
が搬送波信号を３つの異なる位相値で変調するターナリ
であることを示し、１）−Ｄは順次の情報ビットが相関
することを示し、これは予備変調フィルタにおいて瞬時
基準化情報ビット（１で表わされる）を周期時間Ｔに亘
り遅延された先行情報ピッ） （ＤｅｌａｙのＤで表わ
される）に加える必要があるためである。
第３ａ図において、インパルス応答曲線ｇ （ｔ）の下
側の面積はｌ／２の値を有するため、波形の全ての分枝
が瞬時ｎＴにおいて固定の位相点を通過する。逓倍器３
（第１図）における２／ｈ＝４の逓倍により所望の高調
波の上記の瞬時における位相は０±２πｎに戻される。
側の面積はｌ／２の値を有するため、波形の全ての分枝
が瞬時ｎＴにおいて固定の位相点を通過する。逓倍器３
（第１図）における２／ｈ＝４の逓倍により所望の高調
波の上記の瞬時における位相は０±２πｎに戻される。
最後の例として第４ａ図にインパルス応答曲線ｇ（１，
）を示し、第４ｂ図にＴＦＭに対する関連する波形を実
線で示すと共にＴＦＳＸに対する関連する波形を破線で
示しである。この場合にも搬送波信号の位相はシンボル
区間の終了時に固定の値になり、本例ではｎπ／４に等
しくなる。従って、逓倍回路３（第１図）において８倍
の逓倍が必要とされる。しかし、第４ｂ図はシンボル区
間の中心において位相が常にπ／４＋ｎπ／２の値（ｎ
は整数）に近づくことを示している。従って、この信号
を逓倍器３において４倍に逓倍すると上記のサンプリン
グ点（１／２＋ｍ）Ｔにおいて所望の高調波信号の位相
を略々固定の値π＋２πｎにすることもできる。
）を示し、第４ｂ図にＴＦＭに対する関連する波形を実
線で示すと共にＴＦＳＸに対する関連する波形を破線で
示しである。この場合にも搬送波信号の位相はシンボル
区間の終了時に固定の値になり、本例ではｎπ／４に等
しくなる。従って、逓倍回路３（第１図）において８倍
の逓倍が必要とされる。しかし、第４ｂ図はシンボル区
間の中心において位相が常にπ／４＋ｎπ／２の値（ｎ
は整数）に近づくことを示している。従って、この信号
を逓倍器３において４倍に逓倍すると上記のサンプリン
グ点（１／２＋ｍ）Ｔにおいて所望の高調波信号の位相
を略々固定の値π＋２πｎにすることもできる。
後者の場合、サンプリング点（１／２＋ｍＴ）における
位相がサンプリング点ｍＴにおける固定の位相点に比べ
てπ／４＋ｎπ／２の値を正確に有さないにもかかわら
ず、信頼できる搬送波再生を４倍の逓倍により実現し得
る利点がある。
位相がサンプリング点ｍＴにおける固定の位相点に比べ
てπ／４＋ｎπ／２の値を正確に有さないにもかかわら
ず、信頼できる搬送波再生を４倍の逓倍により実現し得
る利点がある。
以上の種々の例の説明から、有理変調指数を有するＣＰ
Ｍ信号に対しては、整数倍の逓倍により搬送波信号の位
相がシフトされて所定のサンプリング点において単一の
実質的に固定の位相値が所望の高調波信号に生じ、即ち
搬送波位相がデータ系列のシンボルパターンと無関係に
なるものと結論することができる。
Ｍ信号に対しては、整数倍の逓倍により搬送波信号の位
相がシフトされて所定のサンプリング点において単一の
実質的に固定の位相値が所望の高調波信号に生じ、即ち
搬送波位相がデータ系列のシンボルパターンと無関係に
なるものと結論することができる。
逓倍器３の出力信号を慣例の方法のように狭帯域の第１
帯域フィルタ４に直接供給して搬送波を抽出すると、再
生搬送波信号中にかなりのジッタがふくまれるので不満
足な結果を生ずる。このジッタは逓倍器３後の信号中に
上述のサンプリング点の所望の位相値に加えて妨害を生
ずる多くの要素が生ずるために生ずる。
帯域フィルタ４に直接供給して搬送波を抽出すると、再
生搬送波信号中にかなりのジッタがふくまれるので不満
足な結果を生ずる。このジッタは逓倍器３後の信号中に
上述のサンプリング点の所望の位相値に加えて妨害を生
ずる多くの要素が生ずるために生ずる。
このジッタを低減するために、本発明搬送波再生回路１
０では逓倍器３と第１帯域フィルタ４との間にサンプリ
ング手段７を挿入する。このサンプリング手段７をクロ
ック信号再生器８からのクロツク信号で制御する。この
クロック信号再生器８は広帯域フィルタ２に接続され、
広帯域フィルタ２の出力信号から既知のようにして正確
なりロック信号を再生する。斯るクロック信号再生器は
例えば前述の論文に記載されている。
０では逓倍器３と第１帯域フィルタ４との間にサンプリ
ング手段７を挿入する。このサンプリング手段７をクロ
ック信号再生器８からのクロツク信号で制御する。この
クロック信号再生器８は広帯域フィルタ２に接続され、
広帯域フィルタ２の出力信号から既知のようにして正確
なりロック信号を再生する。斯るクロック信号再生器は
例えば前述の論文に記載されている。
クロック信号再生器８は図示してない遅延手段（例えば
遅延線）を具え、この遅延手段は遅延されたクロックパ
ルスが各シンボル区間において特定のＣＰＭ信号に対し
所望のサンプリング瞬時に発生ずるような遅延時間を有
している。受信機を数タイプのＣＰＭ信号に適応させる
必要がある場合には、数個の切換可能な遅延手段よりも
単一の可調整遅延手段を用いる方が有利である。
遅延線）を具え、この遅延手段は遅延されたクロックパ
ルスが各シンボル区間において特定のＣＰＭ信号に対し
所望のサンプリング瞬時に発生ずるような遅延時間を有
している。受信機を数タイプのＣＰＭ信号に適応させる
必要がある場合には、数個の切換可能な遅延手段よりも
単一の可調整遅延手段を用いる方が有利である。
被変調搬送波信号の位相は１シンボル区間につき１回、
場合により２回所望の値を有するだけであるから、位相
はこれらの点でのみサンプルすることが必須の要件であ
る。このことは、瞬時サンプルパルスより広いサンプリ
ングパルスによるサンプリングは再生搬送波信号の精度
に悪影舌を与えることを意味する。
場合により２回所望の値を有するだけであるから、位相
はこれらの点でのみサンプルすることが必須の要件であ
る。このことは、瞬時サンプルパルスより広いサンプリ
ングパルスによるサンプリングは再生搬送波信号の精度
に悪影舌を与えることを意味する。
逓倍器３とサンプリング手段７との間にｆｌ、４程度の
帯域幅を有するのが好ましい比較的広帯域の第２帯域フ
ィルタ９を挿入して所望の高調波のスペクトルを分離す
ることにより一層の改善が得られる。
帯域幅を有するのが好ましい比較的広帯域の第２帯域フ
ィルタ９を挿入して所望の高調波のスペクトルを分離す
ることにより一層の改善が得られる。
サンプリングにより達成される有理変調指数を有する単
一のＣＰＭ信号、特にＴＦＭ信号の改善についてコンピ
ュータシェミレーションを示す下記の表を参照して更に
説明する。
一のＣＰＭ信号、特にＴＦＭ信号の改善についてコンピ
ュータシェミレーションを示す下記の表を参照して更に
説明する。
表の第１個には第１図の再生回路に供給されるＴＦＭ信
号のＳ／Ｎ比を示しである。
号のＳ／Ｎ比を示しである。
表の他の３つの欄には１５６受信データシンボルの最後
の１３６データシンボルに亘る再生搬送波信号の位相誤
差の平均２乗値Ａφｒ＋ｍｓと、受信機の捕捉時間Ｔａ
ｅｑ（シンボル時間Ｔの単位で表わしである）とを示し
である（捕捉は位相誤差が５゜以下の場合に得られる）
。詳しく言うと、これら３つの欄の第１の欄は逓倍係数
Ｎ＝４で、サンプリングを用いない場合の上述の値を示
し、第２欄は逓倍係数Ｎ＝４で、シンボル区間の中心で
の瞬時サンプリングを用いる場合の上述の値を示し、第
３ａは逓倍係数Ｎ＝８で、シンボル区間の終了時での瞬
時サンプリングを用いる場合の上述の値を示す。
の１３６データシンボルに亘る再生搬送波信号の位相誤
差の平均２乗値Ａφｒ＋ｍｓと、受信機の捕捉時間Ｔａ
ｅｑ（シンボル時間Ｔの単位で表わしである）とを示し
である（捕捉は位相誤差が５゜以下の場合に得られる）
。詳しく言うと、これら３つの欄の第１の欄は逓倍係数
Ｎ＝４で、サンプリングを用いない場合の上述の値を示
し、第２欄は逓倍係数Ｎ＝４で、シンボル区間の中心で
の瞬時サンプリングを用いる場合の上述の値を示し、第
３ａは逓倍係数Ｎ＝８で、シンボル区間の終了時での瞬
時サンプリングを用いる場合の上述の値を示す。
「
この表からＴＦＭ信号に対してビットインターバルの中
心での瞬時サンプリングを用いる場合（Ｎ＝４）、サン
プリングを用いない場合に比較して位相ジッタの抑圧に
著しい改善が達成されるものと結論することができる。
心での瞬時サンプリングを用いる場合（Ｎ＝４）、サン
プリングを用いない場合に比較して位相ジッタの抑圧に
著しい改善が達成されるものと結論することができる。
このことは特に実際の殆んどの場合に重要なＳ／Ｎ比に
対して言える。具体的に言うと、例えば１０ｄＢのＳ／
Ｎにおいて位相ジッタ抑圧の改善は６ ｄＢにのぼる。
対して言える。具体的に言うと、例えば１０ｄＢのＳ／
Ｎにおいて位相ジッタ抑圧の改善は６ ｄＢにのぼる。
シンボル区間の終了時における瞬時サンプリング（Ｎ＝
８）を用いる場合（この場合には位相はπ／４の整数倍
に正確に等しくなる）、シンボル区間の中心におけるサ
ンプリング（Ｎ＝４）の場合よりジッタ抑圧が特に約１
２ｄＢより大きいＳ／Ｎ比まで遥かに良くなる。しかし
、１０ｄＢのＳ／Ｎ比では高い逓倍係数の場合Ｓ／Ｎ比
の損失を生じ始め、再生搬送波信号中の位相ジッタが急
激に上昇する。
８）を用いる場合（この場合には位相はπ／４の整数倍
に正確に等しくなる）、シンボル区間の中心におけるサ
ンプリング（Ｎ＝４）の場合よりジッタ抑圧が特に約１
２ｄＢより大きいＳ／Ｎ比まで遥かに良くなる。しかし
、１０ｄＢのＳ／Ｎ比では高い逓倍係数の場合Ｓ／Ｎ比
の損失を生じ始め、再生搬送波信号中の位相ジッタが急
激に上昇する。
Ｓ／Ｎ比の実用値に対しては逓倍係数４でセンターサン
プリングが好適である。上述の例から、ＴＦＭ信号に対
し示したものと同様の改善が有理変調指数を有する他の
ＣＰＭ信号に対しても同様に生ずること明らかである。
プリングが好適である。上述の例から、ＴＦＭ信号に対
し示したものと同様の改善が有理変調指数を有する他の
ＣＰＭ信号に対しても同様に生ずること明らかである。
第１図は有理変調指数を有する連続位相変調用の本発明
搬送波再生回路を具える受信機のブロック図、 第２ａ図はインパルス応答を示す図、 第２ｂ図は２ＲＣ信号の波形を示す図、第３ａ図はイン
パルス応答を示す図、 第３ｂ図はＣ０ＲＰＳＫ （２−３，１＋Ｄ）及びｈ
＝０．５のデュオバイナリＣＰＭに対するそれぞれの波
形を示す図、 第４ａ図はインパルス応答を示す図、 第４ｂ図はＴＦＭ及びＴＦＳＫに対するそれぞれの波形
を示す図である。 １・・・入力端子 ２・・・帯域フィルタ３・
・・逓倍器 ４・・・（第１）帯域フィルタ ５・・・分周器 ６・・・コヒーレント検波
器７・・・サンプリング回路 ８・・・クロック信号再生器 ９・・・（第２）帯域フィルタ １０・・・搬送波再生回路 特許出願人 エヌ・ベー・フィリップス・フルーイ
ランペンファプリケン
搬送波再生回路を具える受信機のブロック図、 第２ａ図はインパルス応答を示す図、 第２ｂ図は２ＲＣ信号の波形を示す図、第３ａ図はイン
パルス応答を示す図、 第３ｂ図はＣ０ＲＰＳＫ （２−３，１＋Ｄ）及びｈ
＝０．５のデュオバイナリＣＰＭに対するそれぞれの波
形を示す図、 第４ａ図はインパルス応答を示す図、 第４ｂ図はＴＦＭ及びＴＦＳＫに対するそれぞれの波形
を示す図である。 １・・・入力端子 ２・・・帯域フィルタ３・
・・逓倍器 ４・・・（第１）帯域フィルタ ５・・・分周器 ６・・・コヒーレント検波
器７・・・サンプリング回路 ８・・・クロック信号再生器 ９・・・（第２）帯域フィルタ １０・・・搬送波再生回路 特許出願人 エヌ・ベー・フィリップス・フルーイ
ランペンファプリケン
Claims (1)
- 【特許請求の範囲】 １、クロックパルス再生器と、被変調搬送波信号から第
Ｎ高調波を発生する逓倍係数Ｎ（Ｎ＝２、３・・・）を
有する逓倍器と、該逓倍器に結合され前記第Ｎ高調波を
分離する第１帯域フィルタと、該第１帯域フィルタに接
続された除数Ｎを有する分周器とを具え、有理変調指数
を有するパルス符号連続位相被変調搬送波信号から搬送
波信号を抽出する搬送波再生回路において、前記逓倍器
と第１帯域フィルタとの間にサンプリング回路を挿入し
、これをクロックパルス再生器に接続してクロックパル
ス再生器からのクロックパルス信号の制御の下で第Ｎ高
調波をデータ信号の１ツンポル時間につき少くとも１つ
の予め決められた瞬時において瞬時サンプリングし、こ
れらの瞬時サンプリング信号値のみを前記第１帯域フィ
ルタに供給するようにしたことを特徴とする搬送波再生
回路。 ２、前記逓倍器と前記サンプリング回路との間に第２帯
域フィルタを挿入し、この帯域フィルタは前記第１帯域
フィルタの帯域幅より遥かに広い帯域幅を有しているこ
とを特徴とする特許請求の範囲第１項記載の搬送波再生
回路。 ３、前記クロックパルス再生器は可変遅延手段を具え、
有理変調指数を有する任意のタイプの連続位相被変調搬
送波信号に対し搬送波を再生し得るようにしてあること
を特徴とする特許請求の範囲第１項記載の搬送波再生回
路。
Applications Claiming Priority (2)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| NL8603110 | 1986-12-08 | ||
| NL8603110A NL8603110A (nl) | 1986-12-08 | 1986-12-08 | Schakeling voor het terugwinnen van een draaggolf. |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS63160448A true JPS63160448A (ja) | 1988-07-04 |
| JP2541588B2 JP2541588B2 (ja) | 1996-10-09 |
Family
ID=19848962
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP62308834A Expired - Lifetime JP2541588B2 (ja) | 1986-12-08 | 1987-12-08 | 搬送波再生回路 |
Country Status (8)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US4890302A (ja) |
| EP (1) | EP0273504B1 (ja) |
| JP (1) | JP2541588B2 (ja) |
| AU (1) | AU8214187A (ja) |
| CA (1) | CA1273680A (ja) |
| DE (1) | DE3784675T2 (ja) |
| DK (1) | DK168843B1 (ja) |
| NL (1) | NL8603110A (ja) |
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US7106807B2 (en) | 1999-12-17 | 2006-09-12 | Infineon Technologies Ag | Method for estimating the frequency shift of a CPFSK signal |
Families Citing this family (31)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US5001724A (en) * | 1989-01-13 | 1991-03-19 | Hewlett-Packard Company | Method and apparatus for measuring phase accuracy and amplitude profile of a continuous-phase-modulated signal |
| JP2679889B2 (ja) * | 1990-07-19 | 1997-11-19 | 株式会社テック | 無線通信装置及びその装置の受信制御方式 |
| FR2727813B1 (fr) * | 1994-12-02 | 1997-01-10 | Alcatel Telspace | Dispositif de detection de presence ou d'absence d'une porteuse modulee en numerique, recepteur et procede correspondants |
| JP3497672B2 (ja) * | 1996-09-18 | 2004-02-16 | 株式会社東芝 | アダプティブアンテナおよびマルチキャリア無線通信システム |
| FI974506A0 (fi) * | 1997-12-12 | 1997-12-12 | Nokia Telecommunications Oy | Demoduleringsfoerfarande och demodulator |
| US6061551A (en) | 1998-10-21 | 2000-05-09 | Parkervision, Inc. | Method and system for down-converting electromagnetic signals |
| US6694128B1 (en) | 1998-08-18 | 2004-02-17 | Parkervision, Inc. | Frequency synthesizer using universal frequency translation technology |
| US6091940A (en) | 1998-10-21 | 2000-07-18 | Parkervision, Inc. | Method and system for frequency up-conversion |
| US7515896B1 (en) | 1998-10-21 | 2009-04-07 | Parkervision, Inc. | Method and system for down-converting an electromagnetic signal, and transforms for same, and aperture relationships |
| US6813485B2 (en) | 1998-10-21 | 2004-11-02 | Parkervision, Inc. | Method and system for down-converting and up-converting an electromagnetic signal, and transforms for same |
| US7236754B2 (en) | 1999-08-23 | 2007-06-26 | Parkervision, Inc. | Method and system for frequency up-conversion |
| US6061555A (en) | 1998-10-21 | 2000-05-09 | Parkervision, Inc. | Method and system for ensuring reception of a communications signal |
| US6049706A (en) | 1998-10-21 | 2000-04-11 | Parkervision, Inc. | Integrated frequency translation and selectivity |
| US6370371B1 (en) | 1998-10-21 | 2002-04-09 | Parkervision, Inc. | Applications of universal frequency translation |
| US7039372B1 (en) | 1998-10-21 | 2006-05-02 | Parkervision, Inc. | Method and system for frequency up-conversion with modulation embodiments |
| US6560301B1 (en) | 1998-10-21 | 2003-05-06 | Parkervision, Inc. | Integrated frequency translation and selectivity with a variety of filter embodiments |
| US6542722B1 (en) | 1998-10-21 | 2003-04-01 | Parkervision, Inc. | Method and system for frequency up-conversion with variety of transmitter configurations |
| US6704549B1 (en) | 1999-03-03 | 2004-03-09 | Parkvision, Inc. | Multi-mode, multi-band communication system |
| US6704558B1 (en) | 1999-01-22 | 2004-03-09 | Parkervision, Inc. | Image-reject down-converter and embodiments thereof, such as the family radio service |
| US6853690B1 (en) | 1999-04-16 | 2005-02-08 | Parkervision, Inc. | Method, system and apparatus for balanced frequency up-conversion of a baseband signal and 4-phase receiver and transceiver embodiments |
| US6879817B1 (en) | 1999-04-16 | 2005-04-12 | Parkervision, Inc. | DC offset, re-radiation, and I/Q solutions using universal frequency translation technology |
| US7065162B1 (en) | 1999-04-16 | 2006-06-20 | Parkervision, Inc. | Method and system for down-converting an electromagnetic signal, and transforms for same |
| US7693230B2 (en) | 1999-04-16 | 2010-04-06 | Parkervision, Inc. | Apparatus and method of differential IQ frequency up-conversion |
| US7110444B1 (en) | 1999-08-04 | 2006-09-19 | Parkervision, Inc. | Wireless local area network (WLAN) using universal frequency translation technology including multi-phase embodiments and circuit implementations |
| US8295406B1 (en) | 1999-08-04 | 2012-10-23 | Parkervision, Inc. | Universal platform module for a plurality of communication protocols |
| US7010286B2 (en) | 2000-04-14 | 2006-03-07 | Parkervision, Inc. | Apparatus, system, and method for down-converting and up-converting electromagnetic signals |
| US7454453B2 (en) | 2000-11-14 | 2008-11-18 | Parkervision, Inc. | Methods, systems, and computer program products for parallel correlation and applications thereof |
| JP4607391B2 (ja) * | 2001-08-29 | 2011-01-05 | 株式会社日立国際電気 | 搬送波抽出回路 |
| US7072427B2 (en) | 2001-11-09 | 2006-07-04 | Parkervision, Inc. | Method and apparatus for reducing DC offsets in a communication system |
| US7460584B2 (en) | 2002-07-18 | 2008-12-02 | Parkervision, Inc. | Networking methods and systems |
| US7379883B2 (en) | 2002-07-18 | 2008-05-27 | Parkervision, Inc. | Networking methods and systems |
Citations (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US3835404A (en) * | 1971-12-01 | 1974-09-10 | Fujitsu Ltd | Extracting circuit for reproducing carrier signals from a multiphase modulated signal |
| JPS6085650A (ja) * | 1983-10-17 | 1985-05-15 | Fujitsu Ltd | キヤリアずれ補正方法 |
| JPS60113557A (ja) * | 1983-11-07 | 1985-06-20 | エヌ・ベー・フイリツプス・フルーイランペンフアブリケン | 搬送波再生回路 |
Family Cites Families (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS55132164A (en) * | 1979-03-30 | 1980-10-14 | Nec Corp | Carrier regenerating circuit for psk demodulator |
-
1986
- 1986-12-08 NL NL8603110A patent/NL8603110A/nl not_active Application Discontinuation
-
1987
- 1987-12-04 DK DK638687A patent/DK168843B1/da not_active IP Right Cessation
- 1987-12-04 CA CA000553505A patent/CA1273680A/en not_active Expired
- 1987-12-07 DE DE8787202438T patent/DE3784675T2/de not_active Expired - Fee Related
- 1987-12-07 EP EP87202438A patent/EP0273504B1/en not_active Expired - Lifetime
- 1987-12-07 AU AU82141/87A patent/AU8214187A/en not_active Abandoned
- 1987-12-08 JP JP62308834A patent/JP2541588B2/ja not_active Expired - Lifetime
- 1987-12-08 US US07/130,361 patent/US4890302A/en not_active Expired - Fee Related
Patent Citations (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US3835404A (en) * | 1971-12-01 | 1974-09-10 | Fujitsu Ltd | Extracting circuit for reproducing carrier signals from a multiphase modulated signal |
| JPS6085650A (ja) * | 1983-10-17 | 1985-05-15 | Fujitsu Ltd | キヤリアずれ補正方法 |
| JPS60113557A (ja) * | 1983-11-07 | 1985-06-20 | エヌ・ベー・フイリツプス・フルーイランペンフアブリケン | 搬送波再生回路 |
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US7106807B2 (en) | 1999-12-17 | 2006-09-12 | Infineon Technologies Ag | Method for estimating the frequency shift of a CPFSK signal |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JP2541588B2 (ja) | 1996-10-09 |
| DK638687A (da) | 1988-06-09 |
| CA1273680A (en) | 1990-09-04 |
| NL8603110A (nl) | 1988-07-01 |
| DE3784675T2 (de) | 1993-08-26 |
| US4890302A (en) | 1989-12-26 |
| AU8214187A (en) | 1988-06-09 |
| EP0273504B1 (en) | 1993-03-10 |
| DK168843B1 (da) | 1994-06-20 |
| EP0273504A1 (en) | 1988-07-06 |
| DK638687D0 (da) | 1987-12-04 |
| DE3784675D1 (de) | 1993-04-15 |
Similar Documents
| Publication | Publication Date | Title |
|---|---|---|
| JPS63160448A (ja) | 搬送波再生回路 | |
| US4229821A (en) | System for data transmission by means of an angle-modulated carrier of constant amplitude | |
| JP2511206B2 (ja) | Ｇｍｓｋ信号復調方法及びその装置 | |
| US4064361A (en) | Correlative timing recovery in digital data transmission systems | |
| US4320345A (en) | Adaptive differential PSK demodulator | |
| US4518922A (en) | Decision-directed, automatic frequency control technique for non-coherently demodulated M-ARY frequency shift keying | |
| US4603393A (en) | Demodulator for constant envelope and continuous phase signals which are angle modulated by a train of binary symbols | |
| CA1235760A (en) | Digital signal processor | |
| EP0155048B1 (en) | Data transmission system | |
| EP0462106B1 (en) | Continuous phase shift modulation system with improved spectrum control | |
| US3387220A (en) | Apparatus and method for synchronously demodulating frequency modulated differentially coherent duobinary signals | |
| US4477916A (en) | Transmitter for angle-modulated signals | |
| EP0173362A1 (en) | Arrangement of recovering a clock signal form an angle-modulated carrier signal having a modulation index m = 0.5 | |
| JPH0746810B2 (ja) | 伝送システム | |
| Webber et al. | Implementing a/4 shift D-QPSK baseband modem using the TMS320C50 | |
| US3387213A (en) | Synchronous frequency modulation duobinary processing of digital data | |
| US5838208A (en) | Modulation of transmission data signal in sychronous with transmission clock signal | |
| JP3383717B2 (ja) | 位相変調波の復調装置 | |
| US3980971A (en) | Modulator for hybrid modulation by more and less significant digital signals in succession in each clock interval and counterpart demodulator | |
| Spaulding | A new digital coherent demodulator | |
| KR100279525B1 (ko) | 측대역 전치 필터쌍을 이용한 cap 방식을 위한 심볼 타이밍복원 장치 | |
| JP2795761B2 (ja) | Ｍｓｋ信号復調回路 | |
| JP2739318B2 (ja) | 最尤受信機 | |
| JP2587160B2 (ja) | Ｏｑｐｓｋ用逆変調型復調回路 | |
| JPS58701B2 (ja) | サドウイソウフクチヨウソウチ |