JP2632852B2 - デジタルｓｓｂ変調器 - Google Patents
デジタルｓｓｂ変調器Info
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- JP2632852B2 JP2632852B2 JP62146246A JP14624687A JP2632852B2 JP 2632852 B2 JP2632852 B2 JP 2632852B2 JP 62146246 A JP62146246 A JP 62146246A JP 14624687 A JP14624687 A JP 14624687A JP 2632852 B2 JP2632852 B2 JP 2632852B2
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- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03C—MODULATION
- H03C1/00—Amplitude modulation
- H03C1/52—Modulators in which carrier or one sideband is wholly or partially suppressed
- H03C1/60—Modulators in which carrier or one sideband is wholly or partially suppressed with one sideband wholly or partially suppressed
Landscapes
- Amplitude Modulation (AREA)
- Digital Transmission Methods That Use Modulated Carrier Waves (AREA)
Description
【発明の詳細な説明】 （イ）産業上の利用分野 この発明はデジタル方式のSSB変調器に関する。
（ロ）従来技術 従来より、アナログ回路のPSN（Phase Shift Networ
k）方式を用いたSSB（Single Side Band）変調器が多く
提案されていた。第５図はPSN方式のSSB変調器のブロッ
ク図である。音声信号１は２系統の移相器30、31に供給
される。この移相器30、31は必要な音声帯域において、
90度の位相差シフトを行なう。すなわち、移相器30の出
力信号E1は E1＝cos（ωｔ＋φ） 移相器31の出力信号E2は E2＝sin（ωｔ＋φ） となり、乗算器32、34に供給される。
k）方式を用いたSSB（Single Side Band）変調器が多く
提案されていた。第５図はPSN方式のSSB変調器のブロッ
ク図である。音声信号１は２系統の移相器30、31に供給
される。この移相器30、31は必要な音声帯域において、
90度の位相差シフトを行なう。すなわち、移相器30の出
力信号E1は E1＝cos（ωｔ＋φ） 移相器31の出力信号E2は E2＝sin（ωｔ＋φ） となり、乗算器32、34に供給される。
乗算器32、34は上記の移相器出力信号E1、E2と信号発
生器33、35より出力されるそれぞれ互いに直交するキャ
リヤ信号sinωct、cos ωctを乗算し、平衡変調を行な
い、加減算器36の出力信号Eoutは、 Eout＝cos（ωｔ＋φ）・sin ωct ±sin（ωｔ＋φ）・cos ωct となる。プラス（＋）の場合USB（Upper Side Band）と
なり、マイナス（−）の場合LSB（Lower Side Band）の
SSB変調波となる。
生器33、35より出力されるそれぞれ互いに直交するキャ
リヤ信号sinωct、cos ωctを乗算し、平衡変調を行な
い、加減算器36の出力信号Eoutは、 Eout＝cos（ωｔ＋φ）・sin ωct ±sin（ωｔ＋φ）・cos ωct となる。プラス（＋）の場合USB（Upper Side Band）と
なり、マイナス（−）の場合LSB（Lower Side Band）の
SSB変調波となる。
例えば、USB変調信号は、 Eout＝cos（ωｔ＋φ）・sin ωct ＋sin（ωｔ＋φ）・cos ωct ＝sin（（ω＋ωｃ）ｔ＋φ） となる。
サイド・バンド抑圧は移相器30、31でそれぞれ90度位
相差を作ることによって抑圧し、キャリヤ抑圧は乗算器
32、34で信号発生器33、35からのキャリヤ信号sin ω
ct、cos ωctによる平衡変調のキャリヤ・サプレッショ
ンによって抑圧している。
相差を作ることによって抑圧し、キャリヤ抑圧は乗算器
32、34で信号発生器33、35からのキャリヤ信号sin ω
ct、cos ωctによる平衡変調のキャリヤ・サプレッショ
ンによって抑圧している。
一方、このアナログSSB変調器に対し、デジタルSSB変
調器も提案されている。
調器も提案されている。
デジタルSSB変調器は、アナログ変調信号を一旦デジ
タル信号に変換し、デジタル移相器で90度位相差シフト
を行ない、デジタル平衡変調器でキャリヤ・サプレッド
のDSB（Double Side Band）信号を作り、加減算器を用
いてUSBまたはLSBのデジタルSBB信号を出力し、D/Aコン
バータによってアナログ信号に変換するデジタルSSB変
調器である。
タル信号に変換し、デジタル移相器で90度位相差シフト
を行ない、デジタル平衡変調器でキャリヤ・サプレッド
のDSB（Double Side Band）信号を作り、加減算器を用
いてUSBまたはLSBのデジタルSBB信号を出力し、D/Aコン
バータによってアナログ信号に変換するデジタルSSB変
調器である。
デジタルSSB変調器は、デジタル信号処理方式で移相
器の位相シフトを行なうため、位相シフトが正確にでき
十分なサイド・バンド抑圧特性を得ることが可能であ
る。
器の位相シフトを行なうため、位相シフトが正確にでき
十分なサイド・バンド抑圧特性を得ることが可能であ
る。
（ハ）発明が解決しようとする問題点 しかし、上記した従来のアナログ回路のPSN方式を用
いたSSB変調器においては、広帯域にわたって正確な位
相差を移相器で作り出すためには、回路計算の結果得ら
れた精密な定数の部品が必要となる。しかもアナログ回
路で実現可能な回路は通常素子感度が高くわずかな部品
の誤差で位相のずれが生じ、サイド・バンド抑圧が十分
に取れない欠点があった。
いたSSB変調器においては、広帯域にわたって正確な位
相差を移相器で作り出すためには、回路計算の結果得ら
れた精密な定数の部品が必要となる。しかもアナログ回
路で実現可能な回路は通常素子感度が高くわずかな部品
の誤差で位相のずれが生じ、サイド・バンド抑圧が十分
に取れない欠点があった。
更に、キャリヤ抑圧の手段は、平衡変調器の精度に頼
るため、周囲環境条件等によって定数の変化が発生し、
平衡条件が崩れることが多く、キャリヤが残るという欠
点があった。
るため、周囲環境条件等によって定数の変化が発生し、
平衡条件が崩れることが多く、キャリヤが残るという欠
点があった。
このため、例えば、キャリヤ抑圧の目的でキャリヤ周
波数に合わせてノッチ・フィルタを挿入し、抑圧する方
法もあるが、ノッチ・フィルタの定数が周囲環境条件に
よって変化し、ノッチ中心周波数が変化した場合、変調
周波数の低域の部分がノッチ、フィルタによって減衰
し、変調信号の欠落が生じることもあり、ノッチ・フィ
ルタの使用は通常は困難である。
波数に合わせてノッチ・フィルタを挿入し、抑圧する方
法もあるが、ノッチ・フィルタの定数が周囲環境条件に
よって変化し、ノッチ中心周波数が変化した場合、変調
周波数の低域の部分がノッチ、フィルタによって減衰
し、変調信号の欠落が生じることもあり、ノッチ・フィ
ルタの使用は通常は困難である。
すなわち、アナログ回路においては、精密な定数でし
かも周囲環境条件に対する安定度の良い、高価な部品が
必要で、更に必要な性能を得るための調整も、手間がか
かるという欠点がある。
かも周囲環境条件に対する安定度の良い、高価な部品が
必要で、更に必要な性能を得るための調整も、手間がか
かるという欠点がある。
一方、アナログ回路をそのままデジタル化したデジタ
ルSSB変調器では、移相器の位相シフトや平衡変調をデ
ジタル信号処理方式で行なうため、使用素子による不安
定さなどは余り問題にならなくなるが、A/Dコンバータ
の直流オフセット誤差や、デジタル移相器の演算誤差に
基づくノイズ成分が変調信号の直流成分としてDC近辺に
発生し、この変調信号とキャリヤ信号とで平衡変調した
とき、残留キャリヤとして出力され、十分なキャリヤ抑
圧特性が得られないという欠点があった。
ルSSB変調器では、移相器の位相シフトや平衡変調をデ
ジタル信号処理方式で行なうため、使用素子による不安
定さなどは余り問題にならなくなるが、A/Dコンバータ
の直流オフセット誤差や、デジタル移相器の演算誤差に
基づくノイズ成分が変調信号の直流成分としてDC近辺に
発生し、この変調信号とキャリヤ信号とで平衡変調した
とき、残留キャリヤとして出力され、十分なキャリヤ抑
圧特性が得られないという欠点があった。
この発明は上記した点に鑑みてなされたものであり、
その目的とするところは、デジタルPSN方式におけるSSB
変調器において、デジタル信号処理によって生じる変調
信号のDC成分を除去するためのデジタル・ハイパス・フ
ィルタや、または平衡変調後の残留キャリヤを直接抑圧
するためのデジタル・バンドリジェクト・フィルタを通
し、キャリヤ成分を十分に抑圧したデジタルSSB変調器
を提供することにある。
その目的とするところは、デジタルPSN方式におけるSSB
変調器において、デジタル信号処理によって生じる変調
信号のDC成分を除去するためのデジタル・ハイパス・フ
ィルタや、または平衡変調後の残留キャリヤを直接抑圧
するためのデジタル・バンドリジェクト・フィルタを通
し、キャリヤ成分を十分に抑圧したデジタルSSB変調器
を提供することにある。
（ニ）問題を解決するための手段 この発明に係るデジタルSSB変調器は、この発明の第
１の手段として、 アナログ変調波音声信号をデジタル信号に変換するA/
D変換手段と、 前記A/D変換手段の出力を入力とし、それぞれの出力
が90度の位相差を持つ第１のデジタル移相器および第２
のデジタル移相器と、 前記第１のデジタル移相器および前記第２のデジタル
移相器の出力をそれぞれ入力とし、直流成分を抑圧する
第１のデジタル・ハイパス・フィルタおよび第２のデジ
タル・ハイパス・フィルタと、 前記第１のデジタル・ハイパス・フィルタの出力と第
１のキャリヤ信号を乗算する第１のデジタル乗算器と、 前記第２のデジタル・ハイパス・フィルタの出力と前
記第１のキャリヤ信号と90度の位相差を持つ第２のキャ
リヤ信号を乗算する第２のデジタル乗算器と、 前記第１のデジタル乗算器と前記第２のデジタル乗算
器のそれぞれの出力を加減算するデジタル加減算器と、 前記デジタル加減算器の出力をアナログ変調信号に変
換するD/A変換手段とを備えたことを特徴とするデジタ
ルSSB変調器である。
１の手段として、 アナログ変調波音声信号をデジタル信号に変換するA/
D変換手段と、 前記A/D変換手段の出力を入力とし、それぞれの出力
が90度の位相差を持つ第１のデジタル移相器および第２
のデジタル移相器と、 前記第１のデジタル移相器および前記第２のデジタル
移相器の出力をそれぞれ入力とし、直流成分を抑圧する
第１のデジタル・ハイパス・フィルタおよび第２のデジ
タル・ハイパス・フィルタと、 前記第１のデジタル・ハイパス・フィルタの出力と第
１のキャリヤ信号を乗算する第１のデジタル乗算器と、 前記第２のデジタル・ハイパス・フィルタの出力と前
記第１のキャリヤ信号と90度の位相差を持つ第２のキャ
リヤ信号を乗算する第２のデジタル乗算器と、 前記第１のデジタル乗算器と前記第２のデジタル乗算
器のそれぞれの出力を加減算するデジタル加減算器と、 前記デジタル加減算器の出力をアナログ変調信号に変
換するD/A変換手段とを備えたことを特徴とするデジタ
ルSSB変調器である。
また、この発明の第２の手段として、本デジタルSSB
変調器は、 アナログ変調波音声信号をデジタル信号に変換するA/
D変換手段と、 前記A/D変換手段の出力を入力とし、それぞれの出力
が90度の位相差を持つ第１のデジタル移相器および第２
のデジタル移相器と、 前記第１のデジタル移相器の出力と第１のキャリヤ信
号を乗算する第１のデジタル乗算器と、 前記第２のデジタル移相器の出力と前記第１のキャリ
ヤ信号と90度の位相差を持つ第２のキャリヤ信号を乗算
する第２のデジタル乗算器と、 前記第１のデジタル乗算器と前記第２のデジタル乗算
器のそれぞれの出力を加減算するデジタル加減算器と、 前記デジタル加減算器の出力を入力とし、キャリヤ周
波数を抑圧するデジタル・バンドリジェクト・フィルタ
と、 前記デジタル加減算器の出力をアナログ変調信号に変
換するD/A変換手段とを備えたことを特徴とするデジタ
ルSSB変調器である。
変調器は、 アナログ変調波音声信号をデジタル信号に変換するA/
D変換手段と、 前記A/D変換手段の出力を入力とし、それぞれの出力
が90度の位相差を持つ第１のデジタル移相器および第２
のデジタル移相器と、 前記第１のデジタル移相器の出力と第１のキャリヤ信
号を乗算する第１のデジタル乗算器と、 前記第２のデジタル移相器の出力と前記第１のキャリ
ヤ信号と90度の位相差を持つ第２のキャリヤ信号を乗算
する第２のデジタル乗算器と、 前記第１のデジタル乗算器と前記第２のデジタル乗算
器のそれぞれの出力を加減算するデジタル加減算器と、 前記デジタル加減算器の出力を入力とし、キャリヤ周
波数を抑圧するデジタル・バンドリジェクト・フィルタ
と、 前記デジタル加減算器の出力をアナログ変調信号に変
換するD/A変換手段とを備えたことを特徴とするデジタ
ルSSB変調器である。
そして、上記デジタル・ハイパス・フィルタおよびデ
ジタル・バンドリジェクト・フィルタとして、デジタル
SAWフィルタを用いたことを特徴としたデジタルSSB変調
器である。
ジタル・バンドリジェクト・フィルタとして、デジタル
SAWフィルタを用いたことを特徴としたデジタルSSB変調
器である。
（ホ）作用 アナログ変調波音声信号をA/D変換手段によりデジタ
ル信号に変換し、このデジタル変調信号をデジタル移相
器に供給する。デジタル移相器は第１のデジタル移相器
および第２のデジタル移相器からなり、同じ入力信号に
対しそれぞれの出力は90度の位相差を持ってデジタル変
調信号として出力される。
ル信号に変換し、このデジタル変調信号をデジタル移相
器に供給する。デジタル移相器は第１のデジタル移相器
および第２のデジタル移相器からなり、同じ入力信号に
対しそれぞれの出力は90度の位相差を持ってデジタル変
調信号として出力される。
このデジタル変調信号はデジタル信号処理の過程で、
A/Dコンバータの直流オフセット誤差や、デジタル移相
器の演算誤差に基づくノイズ成分により、後段の平衡変
調器で除去されない残留キャリヤとなるDC成分を含んで
いる。
A/Dコンバータの直流オフセット誤差や、デジタル移相
器の演算誤差に基づくノイズ成分により、後段の平衡変
調器で除去されない残留キャリヤとなるDC成分を含んで
いる。
この発明の第１の手段は、この残留キャリヤとなるDC
成分を、第１のデジタル移相器および第２のデジタル移
相器にそれぞれ縦続する第１のデジタル・ハイパス・フ
ィルタおよび第２のデジタル・ハイパス・フィルタによ
って除去する。
成分を、第１のデジタル移相器および第２のデジタル移
相器にそれぞれ縦続する第１のデジタル・ハイパス・フ
ィルタおよび第２のデジタル・ハイパス・フィルタによ
って除去する。
こうして、DC成分が除去され互いに90度の位相差を持
った２系統のデジタル変調信号出力は、それぞれ第１お
よび第２のデジタル乗算器の一方の入力端子に入力され
る。また第１および第２のデジタル乗算器の他方の入力
端子には、互いに直交し90度の位相差を持った第１およ
び第２のキャリヤ信号が入力される。第１および第２の
デジタル乗算器の出力は、それぞれ情報信号としては同
じ内容を持つが、変調信号およびキャリヤ信号の位相が
90度の位相差を持たせられたAM変調波となる。
った２系統のデジタル変調信号出力は、それぞれ第１お
よび第２のデジタル乗算器の一方の入力端子に入力され
る。また第１および第２のデジタル乗算器の他方の入力
端子には、互いに直交し90度の位相差を持った第１およ
び第２のキャリヤ信号が入力される。第１および第２の
デジタル乗算器の出力は、それぞれ情報信号としては同
じ内容を持つが、変調信号およびキャリヤ信号の位相が
90度の位相差を持たせられたAM変調波となる。
更に第１および第２のデジタル乗算器のそれぞれの出
力をデジタル加減算器に入力して平衡変調回路を構成す
る。ここで、90度の位相差を持たせられた２つのAM変調
波は片側のサイドバンドを打ち消しあい、平衡変調回路
の出力は、キャリヤが抑圧されたデジタルSSB信号とな
る。
力をデジタル加減算器に入力して平衡変調回路を構成す
る。ここで、90度の位相差を持たせられた２つのAM変調
波は片側のサイドバンドを打ち消しあい、平衡変調回路
の出力は、キャリヤが抑圧されたデジタルSSB信号とな
る。
ここで、デジタル加減算器において２つの入力信号を
加算するか減算するかを選択することにより、USBのSSB
信号またはLSBのSSB信号が選択される。
加算するか減算するかを選択することにより、USBのSSB
信号またはLSBのSSB信号が選択される。
デジタル信号処理方式で作り出されたデジタルSSB信
号は、D/AコンバータによりアナログSSB信号に変換され
て出力される。
号は、D/AコンバータによりアナログSSB信号に変換され
て出力される。
この発明の第２の手段は、上記デジタル・ハイパス・
フィルタによってデジタル信号処理の過程で生じるDC成
分を除去する代わりに、デジタル加減算器の後にデジタ
ル・バンドリジェクト・フィルタを設けて、デジタル信
号処理により生じたDC成分による残留キャリヤを、デジ
タルSSB信号を生成してから除去するものである。
フィルタによってデジタル信号処理の過程で生じるDC成
分を除去する代わりに、デジタル加減算器の後にデジタ
ル・バンドリジェクト・フィルタを設けて、デジタル信
号処理により生じたDC成分による残留キャリヤを、デジ
タルSSB信号を生成してから除去するものである。
また、上記デジタル・ハイパス・フィルタやデジタル
・バンドリジェクト・フィルタとしてデジタルSAWフィ
ルタを使用し、デジタルSAWフィルタのレジスタＤの使
用個数、および帰還利得を表わす定数αの値を設定し、
DC成分およびキャリヤ成分の除去を行なう。
・バンドリジェクト・フィルタとしてデジタルSAWフィ
ルタを使用し、デジタルSAWフィルタのレジスタＤの使
用個数、および帰還利得を表わす定数αの値を設定し、
DC成分およびキャリヤ成分の除去を行なう。
（ヘ）実施例 この発明に係るデジタルSSB変調器の実施例を第１図
ないし第４図に基づいて説明する。
ないし第４図に基づいて説明する。
第１図はデジタルSSB変調器のブロック図である。変
調信号である音声信号１は、A/Dコンバータ２によって
デジタル信号に変換され、２系統のデジタル移相器３、
４に供給される。この２系統の移相器３、４は必要な音
声帯域において90度の位相差シフトを行ない、移相器３
の出力信号をsin（ωｔ＋φ）とすると、移相器４に出
力信号はcos（ωｔ＋φ）となる。それぞれの出力信号
は、デジタル・ハイパス・フィルタ５、６に供給され、
DC成分を除去することによって、SSB信号になったとき
のキャリヤ漏れを抑える。
調信号である音声信号１は、A/Dコンバータ２によって
デジタル信号に変換され、２系統のデジタル移相器３、
４に供給される。この２系統の移相器３、４は必要な音
声帯域において90度の位相差シフトを行ない、移相器３
の出力信号をsin（ωｔ＋φ）とすると、移相器４に出
力信号はcos（ωｔ＋φ）となる。それぞれの出力信号
は、デジタル・ハイパス・フィルタ５、６に供給され、
DC成分を除去することによって、SSB信号になったとき
のキャリヤ漏れを抑える。
乗算器７、９は上記デジタル・ハイパス・フィルタ
５、６の出力信号と、デジタル信号発生器８、10の出力
信号を乗算し平衡変調を行なう。このデジタル信号発生
器８、10の出力信号は、それぞれ互いに直行するキャリ
ヤ信号 sin ωct、cos ωctを乗算器７、９に供給す
る。それぞれの乗算器７、９の出力信号は加減算器11に
より加減算が行なわれ、USBまたはLSBのSSB信号を作り
出す。
５、６の出力信号と、デジタル信号発生器８、10の出力
信号を乗算し平衡変調を行なう。このデジタル信号発生
器８、10の出力信号は、それぞれ互いに直行するキャリ
ヤ信号 sin ωct、cos ωctを乗算器７、９に供給す
る。それぞれの乗算器７、９の出力信号は加減算器11に
より加減算が行なわれ、USBまたはLSBのSSB信号を作り
出す。
このデジタルSSB信号はD/Aコンバータ12でアナログ信
号に変換され、アナログSSB信号を出力する。
号に変換され、アナログSSB信号を出力する。
第２図は他の実施例のブロック図である。第１図のデ
ジタル・ハイパス・フィルタ５、６の代わりに、加減算
器11の後にデジタル・バンドリジェクト・フィルタ13を
挿入した構成である。
ジタル・ハイパス・フィルタ５、６の代わりに、加減算
器11の後にデジタル・バンドリジェクト・フィルタ13を
挿入した構成である。
加減算器11でUSBまたはLSBのSSB信号を作り出した
後、直接キャリヤ周波数に合わせたデジタル・バンドリ
ジェクト・フィルタ13によりキャリヤを抑圧し、D/Aコ
ンバータ12でアナログ信号に変換し、アナログSSB信号
を出力する。
後、直接キャリヤ周波数に合わせたデジタル・バンドリ
ジェクト・フィルタ13によりキャリヤを抑圧し、D/Aコ
ンバータ12でアナログ信号に変換し、アナログSSB信号
を出力する。
第１図、第２図に用いられたデジタル・ハイパス・フ
ィルタ５、６およびデジタル・バンドリジェクト・フィ
ルタ13はデジタルSAWフィルタで実現することができ
る。デジタルSAWフィルタの具体的な回路構成を第３図
に示す。
ィルタ５、６およびデジタル・バンドリジェクト・フィ
ルタ13はデジタルSAWフィルタで実現することができ
る。デジタルSAWフィルタの具体的な回路構成を第３図
に示す。
このデジタルSAWフィルタの伝達関数（Ｚ関数）およ
びその周波数応答関数は次式（１）、（２）で表わされ
る。
びその周波数応答関数は次式（１）、（２）で表わされ
る。
ただし、fs:サンプリング周波数。
フィルタ特性の振幅周波数特性は（２）式の絶対値を
取ることによって求められる。
取ることによって求められる。
上記（２）式より となる。
（３）式はm/n・fs（ｍは０および任意の自然数）の
周波数で“ゼロ”レベルとなる特性を示す。この特性を
グラフ化したものが第４図である。横軸は周波数、縦軸
はレベルを表わす。
周波数で“ゼロ”レベルとなる特性を示す。この特性を
グラフ化したものが第４図である。横軸は周波数、縦軸
はレベルを表わす。
第４図の周波数特性より明らかなように、サンプリン
グ周波数fsのｎ分の１の周波数のｍ倍でレベルが“ゼ
ロ”となる谷特性が等間隔で並ぶ周波数特性となる。
グ周波数fsのｎ分の１の周波数のｍ倍でレベルが“ゼ
ロ”となる谷特性が等間隔で並ぶ周波数特性となる。
今、サンプリング周波数fsが一定の場合は、第３図の
デジタルSAWフィルタ回路のレジスタD21の直列接続の個
数（ｎ個）が大きいほど、また、乗算器32の帰還利得を
表わす定数αが大きいほど、周波数特性の谷特性は急峻
になり、減衰帯域に対する通過帯域の割合が大きくな
る。
デジタルSAWフィルタ回路のレジスタD21の直列接続の個
数（ｎ個）が大きいほど、また、乗算器32の帰還利得を
表わす定数αが大きいほど、周波数特性の谷特性は急峻
になり、減衰帯域に対する通過帯域の割合が大きくな
る。
信号帯域幅ΔＦのSSB信号の直流成分除去、あるいは
変調後のキャリヤ成分除去に用いる場合、以下に示す条
件を満足するように、デジタルSAWフィルタのレジスタD
21の個数ｎを選択する必要がある。
変調後のキャリヤ成分除去に用いる場合、以下に示す条
件を満足するように、デジタルSAWフィルタのレジスタD
21の個数ｎを選択する必要がある。
（Ａ）SSB信号の直流成分を除去する場合 fs/n＞ΔＦ−→ｎ＜fs/ΔＦ ‥‥（４） （Ｂ）SSB信号のキャリヤ成分を除去する場合 m/n・fs＝fc−→ｎ＝ｍ・fs/fc ‥‥（５） fc/n＞ΔＦ−→ｎ＜fc/ΔＦ ‥‥（６） となるｎを選択、設定しなくてはいけない。
例えば、サンプリング周波数fs＝50kHzとし、通過帯
域幅ΔＦ＝3kHzのSSB信号のキャリヤ成分を除去する場
合、キャリヤ周波数fc＝12.5kHzとして（５）式より となる。ｍ＝1,2,3……とすると、 ｎ＝4,8,12,16…… となる。
域幅ΔＦ＝3kHzのSSB信号のキャリヤ成分を除去する場
合、キャリヤ周波数fc＝12.5kHzとして（５）式より となる。ｍ＝1,2,3……とすると、 ｎ＝4,8,12,16…… となる。
（６）式より となる。
（５）式、（６）式を共に満足するｎは ｎ＝4,8,12,16 の４通りとなり、この中からｎを選択することが必要条
件である。
件である。
今、乗算器23の帰還利得を表わす定数αが一定の値で
あった場合、通過帯域幅ΔＦはｎ＝16で最小となり、ｎ
＝４のとき最大となる。ただし周波数特性の谷特性の急
峻さ（先鋭度）は、逆にｎ＝16のとき最小となる。した
がって、通過平坦域を拡大する場合はｎ＝16とｎを大き
くすることが必要となる。
あった場合、通過帯域幅ΔＦはｎ＝16で最小となり、ｎ
＝４のとき最大となる。ただし周波数特性の谷特性の急
峻さ（先鋭度）は、逆にｎ＝16のとき最小となる。した
がって、通過平坦域を拡大する場合はｎ＝16とｎを大き
くすることが必要となる。
一方、ｎを一定とした場合、帰還利得を表わす定数α
を大きくすることによって、フィルタの周波数特性の谷
特性の急峻さ（先鋭度）を大きくし、通過平坦域を拡大
することが可能であるが、上記定数αを大きくすること
によって、デジタルSAWフィルタ回路上のキャリヤ周波
数近辺での演算誤差が増大したり、または、帰還量が大
きくなり回路動作上、不安定になり易くなる。
を大きくすることによって、フィルタの周波数特性の谷
特性の急峻さ（先鋭度）を大きくし、通過平坦域を拡大
することが可能であるが、上記定数αを大きくすること
によって、デジタルSAWフィルタ回路上のキャリヤ周波
数近辺での演算誤差が増大したり、または、帰還量が大
きくなり回路動作上、不安定になり易くなる。
実際に設計する際は、回路規模の制約と上記したフィ
ルタの周波数特性と回路上の安定度などのバランスを考
慮し、上記回路定数、回路構成のｎ、α値を決め、キャ
リヤ抑圧度の大きい、デジタルSSB変調器となってい
る。
ルタの周波数特性と回路上の安定度などのバランスを考
慮し、上記回路定数、回路構成のｎ、α値を決め、キャ
リヤ抑圧度の大きい、デジタルSSB変調器となってい
る。
（ト）発明の効果 この発明に係るデジタルSSB変調器によれば、位相シ
フト、乗算、加減算およびフィルタリングなどの信号処
理を、すべてデジタル信号で行なうため、IC化（ワンチ
ップ化）やデジタル・シグナル・プロセッサーの使用に
より、低コスト化、省スペース化ができる。またアナロ
グ方式のような精度が高く高価な部品の必要もない。
フト、乗算、加減算およびフィルタリングなどの信号処
理を、すべてデジタル信号で行なうため、IC化（ワンチ
ップ化）やデジタル・シグナル・プロセッサーの使用に
より、低コスト化、省スペース化ができる。またアナロ
グ方式のような精度が高く高価な部品の必要もない。
更に、デジタル・フィルタによる抑圧周波数の設計や
移相器の位相シフト量の精度は、アナログ方式に比べ、
大幅に正確に作り出すことができる効果がある。そのた
め十分なサイドバンド抑圧特性を得ることができる。
移相器の位相シフト量の精度は、アナログ方式に比べ、
大幅に正確に作り出すことができる効果がある。そのた
め十分なサイドバンド抑圧特性を得ることができる。
また、A/DコンバータのDCオフセット誤差やデジタル
移相器の演算誤差に起因するキャリヤの発生をデジタル
・フィルタにより積極的に抑圧するようにしたのでキャ
リヤ抑圧特性が大幅に改善され、使用状態の周囲環境条
件の影響や経年変化による影響をうけることなく、安定
な特性が維持できる。
移相器の演算誤差に起因するキャリヤの発生をデジタル
・フィルタにより積極的に抑圧するようにしたのでキャ
リヤ抑圧特性が大幅に改善され、使用状態の周囲環境条
件の影響や経年変化による影響をうけることなく、安定
な特性が維持できる。
なおデジタル回路方式の特性として、回路系全体を一
つのマスタークロックで動作させた場合、マスタークロ
ックの周波数が変動しても、変調器の動作帯域とフィル
タの動作帯域は同じ動きをするというように、アナログ
方式では得られない効果もある。
つのマスタークロックで動作させた場合、マスタークロ
ックの周波数が変動しても、変調器の動作帯域とフィル
タの動作帯域は同じ動きをするというように、アナログ
方式では得られない効果もある。
しかも、構造が簡単であって、また安価に構成するこ
とができるため、実施も容易であるなどの優れた特長を
有している。
とができるため、実施も容易であるなどの優れた特長を
有している。
第１図ないし第４図はこの発明に係るデジタルSSB変調
器の実施例を示し、第１図はブロック図、第２図は他の
実施例のブロック図である。第３図はデジタルSAWフィ
ルタの回路図、第４図はデジタルSAWフィルタの周波数
特性図である。第５図は従来のPSNアナログ方式のSSB変
調器のブロック図である。 １……音声変調波信号、２……A/Dコンバータ ３、４……移相器、５、６……デジタル・ハイパス・フ
ィルタ、７、９……乗算器、８、10……デジタル信号発
生器、11……加減算器、12……D/Aコンバータ、13……
デジタル・バンドリジェクタ・フィルタ、20……定数β
を乗算する乗算器、21……レジスタ、22……加減算器、
23……定数αを乗算する乗算器、30、31……アナログ移
相器、32、34……アナログ乗算器、33、35……アナログ
信号発生器、36……アナログ加減算器。
器の実施例を示し、第１図はブロック図、第２図は他の
実施例のブロック図である。第３図はデジタルSAWフィ
ルタの回路図、第４図はデジタルSAWフィルタの周波数
特性図である。第５図は従来のPSNアナログ方式のSSB変
調器のブロック図である。 １……音声変調波信号、２……A/Dコンバータ ３、４……移相器、５、６……デジタル・ハイパス・フ
ィルタ、７、９……乗算器、８、10……デジタル信号発
生器、11……加減算器、12……D/Aコンバータ、13……
デジタル・バンドリジェクタ・フィルタ、20……定数β
を乗算する乗算器、21……レジスタ、22……加減算器、
23……定数αを乗算する乗算器、30、31……アナログ移
相器、32、34……アナログ乗算器、33、35……アナログ
信号発生器、36……アナログ加減算器。
Claims (4)
- 【請求項１】アナログ変調波音声信号をデジタル信号に
変換するA/D変換手段と、 前記A/D変換手段の出力を入力とし、それぞれの出力が9
0度の位相差を持つ第１のデジタル位相器および第２の
デジタル位相器と、 前記第１のデジタル位相器および前記第２のデジタル位
相器の出力をそれぞれ入力とし、直流成分を抑圧する第
１のデジタル・ハイパス・フィルタおよび第２のデジタ
ル・ハイパス・フィルタと、 前記第１のデジタル・ハイパス・フィルタの出力と第１
のキャリヤ信号を乗算する第１のデジタル乗算器と、 前記第２のデジタル・ハイパス・フィルタの出力と前記
第１のキャリヤ信号を90度の位相差を持つ第２のキャリ
ヤ信号を乗算する第２のデジタル乗算器と、 前記第１のデジタル乗算器と前記第２のデジタル乗算器
のそれぞれの出力を加減算するデジタル加減算器と、 前記デジタル加減算器の出力をアナログ変調信号に変換
するD/A変換手段とを備えたことを特徴とするデジタルS
SB変調器。 - 【請求項２】前記デジタル・ハイパス・フィルタとし
て、デジタルSAWフィルタを用いたことを特徴とする特
許請求の範囲第１項記載のデジタルSSB変調器。 - 【請求項３】アナログ変調波音声信号をデジタル信号に
変換するA/D変換手段と、 前記A/D変換手段の出力を入力とし、それぞれの出力が9
0度の位相差を持つ第１のデジタル位相器および第２の
デジタル位相器と、 前記第１のデジタル位相器の出力と第１のキャリヤ信号
を乗算する第１のデジタル乗算器と、 前記第２のデジタル位相器の出力と前記第１のキャリヤ
信号と90度の位相差を持つ第２のキャリヤ信号を乗算す
る第２のデジタル乗算器と、 前記第１のデジタル乗算器と前記第２のデジタル乗算器
のそれぞれの出力を加減算するデジタル加減算器と、 前記デジタル加減算器の出力を入力とし、キャリヤ周波
数を抑圧するデジタル・バンドリジェクト・フィルタ
と、 前記デジタル・バンドリジェクト・フィルタの出力をア
ナログ変調信号に変換するD/A変換手段とを備えたこと
を特徴とするデジタルSSB変調器。 - 【請求項４】前記デジタル・バンドリジェクト・フィル
タとして、デジタルSAWフィルタを用いたことを特徴と
する特許請求の範囲第３項記載のデジタルSSB変調器。
Priority Applications (2)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP62146246A JP2632852B2 (ja) | 1987-06-13 | 1987-06-13 | デジタルｓｓｂ変調器 |
| US07/614,552 US5115468A (en) | 1987-06-13 | 1990-05-09 | SSB digital modulator |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP62146246A JP2632852B2 (ja) | 1987-06-13 | 1987-06-13 | デジタルｓｓｂ変調器 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS63311804A JPS63311804A (ja) | 1988-12-20 |
| JP2632852B2 true JP2632852B2 (ja) | 1997-07-23 |
Family
ID=15403396
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP62146246A Expired - Fee Related JP2632852B2 (ja) | 1987-06-13 | 1987-06-13 | デジタルｓｓｂ変調器 |
Country Status (2)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US5115468A (ja) |
| JP (1) | JP2632852B2 (ja) |
Families Citing this family (18)
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| FR2698503B1 (fr) * | 1992-11-20 | 1995-01-06 | Thomson Csf | Circuit numérique pour l'extraction des signaux de phase et d'enveloppe d'un signal à bande latérale unique. |
| US5446423A (en) * | 1994-09-19 | 1995-08-29 | Motorola, Inc. | Digital single sideband modulator and method |
| FR2741764B1 (fr) * | 1995-11-23 | 1998-01-02 | Thomson Csf | Procede et dispositif pour l'elimination de residus de signal dans des modulateurs-demodulateurs de signaux en quadrature |
| US6078793A (en) * | 1997-11-06 | 2000-06-20 | Motorola Inc. | High precision controlled gain voice processing system and method |
| US6259836B1 (en) * | 1998-05-14 | 2001-07-10 | Telecommunications Research Laboratories | Optical frequency shifter and transmission system |
| US6496545B1 (en) * | 1999-02-02 | 2002-12-17 | Lucent Technologies Inc. | Single side-band mixer |
| US6628843B1 (en) * | 1999-11-24 | 2003-09-30 | Xerox Corporation | Image enhancement on JPEG compressed image data |
| AT501835A2 (de) * | 2001-08-24 | 2006-11-15 | Akg Acoustics Gmbh | Stereo multiplex encoder |
| US9042486B2 (en) * | 2013-10-31 | 2015-05-26 | Zbw Llc | Sideband suppression in angle modulated signals |
| WO2016069744A1 (en) | 2014-10-29 | 2016-05-06 | Bridger Photonics, Inc. | Accurate chirped synthetic wavelength interferometer |
| US10527412B2 (en) | 2015-10-06 | 2020-01-07 | Bridger Photonics, Inc. | Gas-mapping 3D imager measurement techniques and method of data processing |
| WO2018170478A1 (en) | 2017-03-16 | 2018-09-20 | Bridger Photonics, Inc. | Fmcw lidar methods and apparatuses including examples having feedback loops |
| US11422244B2 (en) * | 2017-09-25 | 2022-08-23 | Bridger Photonics, Inc. | Digitization systems and techniques and examples of use in FMCW LiDAR methods and apparatuses |
| US11604280B2 (en) | 2017-10-02 | 2023-03-14 | Bridger Photonics, Inc. | Processing temporal segments of laser chirps and examples of use in FMCW LiDAR methods and apparatuses |
| CA3078553A1 (en) | 2017-10-17 | 2019-04-25 | Bridger Photonics, Inc. | Apparatuses and methods for a rotating optical reflector |
| WO2019099567A1 (en) | 2017-11-14 | 2019-05-23 | Bridger Photonics, Inc. | Apparatuses and methods for anomalous gas concentration detection |
| US12066353B2 (en) | 2018-02-01 | 2024-08-20 | Bridger Photonics, Inc. | Apparatuses and methods for gas flux measurements |
Family Cites Families (11)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US3212008A (en) * | 1961-06-14 | 1965-10-12 | Leonard R Kahn | Compatible single-sideband system |
| US3152305A (en) * | 1961-06-16 | 1964-10-06 | Bell Telephone Labor Inc | Bipolar binary digital data vestigial sideband system |
| US3196359A (en) * | 1962-12-11 | 1965-07-20 | Bell Telephone Labor Inc | Wide band current limiter |
| US3359496A (en) * | 1966-03-25 | 1967-12-19 | Hughes Aircraft Co | Single sideband high level rf modulator having spectrum adjustment |
| US3825834A (en) * | 1972-07-05 | 1974-07-23 | Rixon Eleronics Inc | Digital ssb transmitter |
| US3868601A (en) * | 1973-06-18 | 1975-02-25 | Us Navy | Digital single-sideband modulator |
| JPS5317252A (en) * | 1976-07-31 | 1978-02-17 | Sony Corp | Ssb modulator and demodulator |
| CH635695A5 (de) * | 1978-08-31 | 1983-04-15 | Landis & Gyr Ag | Detektor zur feststellung der anwesenheit mindestens eines elektrischen signals mit einer vorbestimmten charakteristik. |
| US4302817A (en) * | 1980-02-14 | 1981-11-24 | Motorola, Inc. | Digital Pseudo continuous tone detector |
| US4586174A (en) * | 1983-08-16 | 1986-04-29 | The Variable Speech Control Company ("Vsc") | Audio channel stacking with speech compression for narrow band transmission with provision for dialed calls |
| JPS61287304A (ja) * | 1985-06-13 | 1986-12-17 | Mitsubishi Electric Corp | 単側帯波変調器 |
-
1987
- 1987-06-13 JP JP62146246A patent/JP2632852B2/ja not_active Expired - Fee Related
-
1990
- 1990-05-09 US US07/614,552 patent/US5115468A/en not_active Expired - Lifetime
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| US5115468A (en) | 1992-05-19 |
| JPS63311804A (ja) | 1988-12-20 |
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Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| LAPS | Cancellation because of no payment of annual fees |