JPS63311804A

JPS63311804A - デジタルｓｓｂ変調器

Info

Publication number: JPS63311804A
Application number: JP62146246A
Authority: JP
Inventors: Nobumitsu Asahi; 朝日　伸光; Seishi Kawase; 川瀬　誠史
Original assignee: Kenwood KK
Current assignee: Kenwood KK
Priority date: 1987-06-13
Filing date: 1987-06-13
Publication date: 1988-12-20
Anticipated expiration: 2012-07-23
Also published as: JP2632852B2; US5115468A

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】（イ）産業上の利用分野この発明はデジタル方式のＳＳＢ変７ＪＪ器に関する。

（ロ）従来技術従来より、アナログ回路のＰＳＮ　（Ｐｈａｓｅ　　Ｓ
ｈｉｆｔＮｅｔｗｏｒｋ）方式を用いたＳＳＢ　（Ｓｉ
ｎｇｌｅ　５ｉｄｅ　Ｂａｎｄ）変調器か多く提案され
ていた。第５図はＰＳＮ方式のＳＳＢ変調泰のブロック
図である。音声信号ｌは２系統の移相器３０．３１に供
給される。この移相器：ｌＯ，３１は必要な音声帯域に
おいて、９０度の位相差シフトを行なう、すなわち、移
相器３０の出力信号Ｅ１はＥ　、−ｃｏｓ（ωｔ＋φ）
移相器３１の出力信号Ｅ２はＥ　ｔ−５ｉｎ（ｕ＋　ｌ
＋＄　）となり、乗算器３２．３４に供給される。

乗算器３２．３４は上記の移相器出力信号Ｅ　、、Ｅ　
。

と信号発生器：Ｉ３，３５より出力されるそれぞれ互に
（ａ交するキャリヤ信号ｓｉｎωｅｔ、ｃｏｓωｅｔを
乗算し、平衡変調を行い、加減算器３６の出力信号Ｅ　
、、Ｌは、Ｅ　ｏｕＬ−Ｃｏｓ（ωｊ＋φ）・ｓｉｎ　ωｅｔ±５
ｉｎ（ωｔ＋φ）・ＣＯＳω　ｅｔとなる、プラス（＋）の場合ＵＳＢ（Ｕｐｐｅｒ　５ｉ
ｄｅＢａｎｄ）となり、マイナス（−）の場合ＬＳＢ　
（Ｌｏｗｅｒ　５ｉｄｅＢａｎｄ）のＳＳＢ変調波とな
る。

例えば、　ＵＳＢ変調信号は、Ｅｏｕｔ−ＣＱＳ（ωｔ＋φ）　　ｓｉｎ　　ωｃｔ＋
５ｉｎ（ωｔ÷φ）ｃｏｓ　　ωｃｔ＝　５ｉｎ（（ω
◆　ωｅ）Ｌ＋φ）となる。

サイド・バンド抑圧は移相器：ｌｏ、：１１でそれぞれ
９０度位相差を作ることによって抑圧し、キャリヤ抑圧
は乗算器３２．３４で信号発生器３］、３５からのキャ
リヤ信号ｓｉｎω、ｔ、ｃｏｓωｅｔによる平衡変調の
キャリヤ・サプレッションによって抑圧している。

一方、このアナログＳＳＢ変調器に対し、デジタルＳＳ
Ｂ変調器も提案されている。

デジタルＳＳＢ変調器は、アナログ変調信号を−Ｈデジ
タル信号に変換し、デジタル移相器で９０度位相差シフ
トを行い、デジタル平衡変調器でキャリヤ・サブレット
のＤＳＢ（Ｄｏｕｂｌｅ　５ｉｄｅ　Ｒａｎｄ）信号を
作り、加減算器を用いてｕＳＢまたはＬＳＢのデジタル
変調信号を出力し、　Ｄ／Ａコンバータによっテアナロ
グ信号に変換するデジタルＳＳＢ変調器である。

デジタルＳＳＢ変調器は、デジタル信号処理方式で移相
器の位相シフトを行うため１位相シフトが正確にてき十
分なサイト・バンド抑圧特性を得ることが可能である。

（ハ）発明が解決しようとする問題点しかし、上記した従来のものにおいては、広帯域にわた
って正確な９０度の位相差を移相器で作り出すことかむ
ずかしく、サイド・バンド抑圧が十分に取れない欠点が
あった。更に、キャリヤ抑圧の手段は、平衡変調器の精
度に頼るため１周囲環境条件等によって定数の変化が発
生し、平衡条件か砕れることか多く、キャリヤが残ると
いう欠点かあった。

このため、キャリヤ抑圧の目的でキャリヤ周波数に合わ
せてノツチ・フィルタを挿入し、抑圧する方法もあるが
、ノツチ・フィルタの定数が周囲環境条件によって変化
し、ノツチ中心周波数が変化した場合、変調周波数の低
域の部分がノ・ンチ・フィルタによって減衰し、変調信
号の欠落が生ずることもあるのて、ノツチ・フィルタは
使えない、という欠点があった。

また、従来のデジタルＳＳＢ変調器は、Ａ／Ｄコンバー
タの直流オフセット誤差や、デジタル移相器の演算誤差
に起因するキャリヤ成分の発生かさけられず、十分なキ
ャリヤ抑圧特性か得られないという欠点があった。

この発明は上記した点に鑑みてなされたものであり、そ
の目的とするところは、デジタルＰＳＮ方式におけるＳ
ＳＢ変調器において、キャリヤ抑圧のためのＤＣ成分を
除去するためのデジタル・ハイパス・フィルタや１発生
したキャリヤを直接抑圧するためのデジタル・パントリ
ジェクト・フィルタを通し、キャリヤ成分を十分に抑圧
したデジタルＳＳＢ変調器を提供することにある。

（ニ）問題を解決するための手段この発明に係るデジタルＳＳＢ変調器は、アナログ変調
波音声信号をデジタル信号に変換する変換手段と１ｇｏ
度の位相差をもつ２系統のデジタル移相器と、デジタル
移相器の出力と互に直交したキャリヤ信号を乗算するデ
ジタル乗算器と、それぞれ乗算器出力を互に加減算する
デジタル加減算器と、デジタル変調信号をアナログ変調
信号に変換する変換手段とを備えた、デジタル信号処理
方式のＳＳＢ変調器において、上記２系統のデジタル移相器の後に、それぞれデジタル
・ハイパス・フィルタを設けたことを特徴とするデジタ
ルＳＳＢ変調器である。

更に、上記デジタル信号処理方式のＳＳＢ変調器におい
て、加減算器の後にキャリヤ抑圧用のデジタル・バンド
リジェクト・フィルタを設けたことを特徴とするデジタ
ルＳＳＢ変ｒｉＩ器である。しかも、上記デジタル・ハ
イパス・フィルタ及びデジタル・バンドリジェクト令フ
ィルタとしてデジタルＳＡＷフィルタを用いたことを特
徴としたデジタルＳＳＢ変調器である。

（ホ）作用アナログ変調信号をデジタル信号に変換し、デジタル信
号処理方式でＳＳＢ信号を作り出している。

変調信号を２系統の移相器に供給し、それぞれの移相器
によって、正確な９０度の位相差を作り出すことにより
サイド・バンド抑圧を施し、更に。

デジタル・ハイパス・フィルタによってＤＣ成分を抑圧
し、ＳＳＢ信号のキャリヤ抑圧を行う。

こうして、９０度の位相差を生じた変調信号は、デジタ
ル乗算器によって、互い直交するキャリヤ信号をそれぞ
れ乗算し、平衡変調回路によって、キャリヤ・サブレッ
ドの被変調信号を作り、加減算器によってＬＩＳＢのＳ
ＳＢ信号、又はＬＳＢのＳＳＢ信号を作り出している。

デジタル信号処理方式て作り出されたデジタルＳＳＢ信
号は、アナロクＳＳＢ＠号に変換されて　　゛出力され
る。

上記デジタル・ハイパス・フィルタの代わりに、加減算
器の後にデジタル・バンドリジェクト・フィルタを設け
て同じ効果を出すこともてきる。また、上記デジタル・
ハイパス・フィルタやデジタル・バンドリジェクト・フ
ィルタとしてデジタルＳＡＷフィルタを使用し、デジタ
ルＳＡＷフィルタのレジスタＤの使用個数、及び帰還利
（りを表わす定数αの値を設定し、ＤＣ成分及びキャリ
ヤ成分の除去を行う。

（へ）実施例この発明に係るデジタルＳＳＢ変調器の実施例を第１図
乃至第４図に基づいて説明する。

第１図はデジタルＳＳＢ変ａＳのブロック図である。変
調信号である音声信号ｌは、＾／Ｄコンバータ２によっ
てデジタル信号に変換され、２系統のデジタル移相器３
．４に供給される。この２系統の移相器３，４は必要な
音声帯域において９０度の位相差シフトを行ない、移相
器３の出力信号を５ｉｎ（ωｔ◆φ）とすると、移相器
４の出力信号はＣ０５（ωｔ◆φ）となる、それぞれの
出力信号は、デジタル・ハイパス・フィルタ５．６に供
給され。

ＤＣ成分を除去することによって、ＳＳＢ信号になヮた
時のキャリヤ漏れを抑える。

乗算器７．９は上記デジタル・ハイパス・フィルタ５，
６の出力信号と、デジタル信号発生器８．１０の出力信
号を乗算し平衡変調を行なう、このデジタル信号発生器
８．１０の出力信号は、それぞれ互に直交するキャリヤ
信号ｓｉｎωａｔ、ｃｏｓωｃｔを乗算器７．９に供給
する。それぞれの乗算器７．９の出力信号は加減算器１
１により加減算が行われＵＳＢ又はＬＳＢのＳＳＢ信号
を作り出す。

このデジタルＳＳＢ信号はＤ／Ａコンバータ１２てアナ
ログ信号に変換され、アナログＳＳＢ信号を出力する。

第２図は他の実施例のブロック図である。第１図のデジ
タル・ハイパス・フィルタ５．６の代わりに、加減算器
１１の後にデジタル・バンドリジェクト・フィルタ１３
を挿入した構成である。

加減算器ＩＩでｕＳＢ又はＬＳＢのＳＳＢ信号を作り出
した後、直接キャリヤ周波数に合わせたデジタル・バン
ドリジェクト・フィルタ１コによりキャリヤを抑圧し、
　Ｄ／Ａコンバータ１２でアナログ信号に変換し、アナ
ログＳＳＢ信号を出力する。

第１図、第２図に用いられたデジタル・バイパス拳フィ
Ｊレタ５．６及びデジタＪし・ハントリジェクト・フィ
ルタ１３はデジタルＳＡＷフィルタで実現することがで
きる。デジタルＳＡＷフィルタの具体的な回路構成を第
３図に示す。

このデジタルＳＡＷフィルタの伝達関数（Ｚ関故）及び
その周波数応答関数は次式（＋）、（２）で表わされる
。

但し、ｆｓ　　サンプリング周波数。

フィルタ特性のＳ幅周波数特性は（２）式の絶対値をと
ることによって求められる、上記（２）式よりとなる。

（３）式は■／ｎ−ｆｓ（ａはＯおよび任意の自然数）
の周波数で“ゼロ”レベルとなる特性を示す、この特性
をグラフ化したのか第４図である。横軸は周波数、縦軸
はレベルを表す。

第４図の周波数特性より明らかなように、サンプリング
周波数ｆｓのｎ分の１の周波数の會倍でレベルが“ゼロ
”となる谷特性が等間隔で並ぶ周波数特性になる。

今、サンプリング周波数「Ｓが一定の場合は、第３１２
ＩのデジタルＳＡＷフィルタ回路のレジスタ０２１の直
列接続の個数（ｎ個）が大きいほど、また、乗３７器２
コの帰還利得を表わす定数αか大きいほど１周波数特性
の谷特性はコ峻になり、減衰帯域に対する通過帯域のＭ
合が大きくなる。

信号帯域幅ΔＦのＳＳＢ信号の直流成分除去。

あるいは変調後のキャリヤ成分除去に用いる場合、以下
に示す条件を満足するように、デジタルＳＡＷフィルタ
のレジスタ　０２１の個ｅｔｎを選択する必要がある。

（Ａ）ＳＳＢ信号の直流成分を除去する場合ｆｓ／ｎ＞
ΔＦ　−−＋）　ｎ　＜　ｆｓ／ΔＦ　・−・・（４）
（Ｂ）ＳＳＢ信号のキャリア成分を除去する場合。

ｗ／ｎ−ｆｓ−ｆｃ　　−５ｎ−−４ｓ／ｆｃ　　…−
・・−（５）ｆｃ／ｎ＞ΔＦ　−→ｎ　＜　ｆｓ／ΔＦ
−・−（６）となる　ｎを選択、設定しなければいけな
い０例えば、サンプリング周波数ｆｓ＝　５０ｋｌｌｚ
とし１通過帯域幅△Ｆ−３ｋＨｚのＳＳＢ信号のキャリ
ヤ成分を除去する場合、キャリヤ周波数ｆｃ＝　１２．
５ｋＨｚとして（５）式よりとなる。　ｓ−１，２，３・・・とすると、ｎ”４．８
．１２．１６−・− となる、（６）式よりとなる　（５）式（６）式を共に満足するｎは　ｎｉ、
８゜１２．１６の４通りとなり、この中からｎを選択す
ることか必要条件である。

今１乗算器２３の帰還利得を表わす定数αが一定の値で
あった場合１通過帯域中ΔＦはｎ−１６で最小となり、
ｎ・４の時最大となる。但し、周波数特性の谷特性の急
峻さく先鋭痩）は、逆にｎ１ｌｉの時最大となり、ｎ−
４の時最小となる。したがって１通過平担域を拡大する
場合はｎ−１６とｎを大きくすることか必要となる。

一方、ｎを一定とした場合、帰還利得を表わす定数αを
大きくすることにようて、フィルタの周波数特性の谷特
性の急峻さく先鋭度）を大きくし、通過平担域を拡大す
ることが可能であるが。

上記定数αを大きくすることによって、デジタルＳＡＷ
フィルタ回路上のキャリヤ周波数近辺での演算誤差が増
大したり、または、帰ａ量が大きくなり回路動作上、不
安定になり易くなる。

実際に設計する際は１回路規模の制約と、上記したフィ
ルタの周波数特性と回路上の安定度などのバランスを考
慮し、上記回路定数１回路構成のｎ、α値を決め、キャ
リヤ抑圧度の大きい、デジタルＳＳＢ変調器とな９てい
る。

（ト）発明の効果この発明に係るデジタルＳＳＢ変Ｗ４器によれば１位相
シフト、乗算、加減算およびフィルターリングなどの信
号処理を、すべてデジタル信号処理て行なうため、ＩＣ
化（ワンチップ化）やデジタル・シグナル・プロセッサ
ーの使用により、低コスト化、省スペース化かてきる。

更に、デジタル・フィルタによる抑圧周波数の設計や位
相器の位相シフト量の精度はアナログ方式に比べ、大１
１に正確に作り出すことができる効果かある。そのため
十分なサイドハンド抑圧特性を得ることができる。

また、Ａ／Ｄコンバータの直接オフセット誤差やデジタ
ル・フェーズ・シックの演算誤差に起因するキャリヤの
発生をデジタル・フィルターにより積極的に抑圧するよ
うにしたのでキャリヤ抑圧特性が大幅に改善され、使用
状態の周囲環境条件の影響や経年変化による影響をうけ
ることなく、安定な特性の維持かできる。

しかも、構造が簡単であって、また安価に構成すること
かできるため、実施も容易であるなどの優れた特長を有
している。

【図面の簡単な説明】

第１図乃至第４図はこの発明に係るデジタルＳＳＢ変調
器の実施例を示し、第１図はブロック図、第２図は他の
実施例のブロック図である。第３図はデジタルＳＡＷフ
ィルタの回路図、第４　Ｉ’ＷはデジタルＳＡＷフィル
タの周波数特性図である。第５ＵｊＪは従来のＰＳＮア
ナログ方式のＳＳＢ変調器のブロフク図である。１・・・音声変調波信号、２・・・Ａ／Ｄコンパ−タコ
、４・・・移相器、５，６・・・デジタル・ハイパス・
フィルタ、７．９・・・乗算器、　８．１０・・・デジ
タル信号発生器、　Ｉ＋・・・加減算器、１２・・・Ｄ
／＾コンバータ、１３・・・デジタル・バンドリジェク
ト・フィルタ、２０・・・定数βを乗算する乗算器、２
１・・・レジスタ。２２・・・加減算器、２３・・・定数αを乗算する乗算
器、：１０，３＋・・・アナログ移相器、３２．３４・
・・アナログ乗算器、　３３．：Ｉｓ・・・アナロク信
号発生器、３ト・・アナログ加減算器。特　　許　　出　　願　　人第３図第４図レヘ゛ル ↑ 第５図

Claims

【特許請求の範囲】１、アナログ変調波音声信号をデジタル信号に変換する
変換手段と、９０度の位相差をもつ２系統のデジタル移
相器と、デジタル移相器の出力と互に直交したキャリヤ
信号を乗算するデジタル乗算器と、それぞれの乗算器出
力を互に加減算するデジタル加減算器と、デジタル変調
信号をアナログ変調信号に変換する変換手段とを備えた
、デジタル信号処理方式のＳＳＢ変調器において、上記２系統のデジタル移相器の後に、それぞれデジタル
・ハイパス・フィルタを設けたことを特徴とするデジタ
ルＳＳＢ変調器。２、前記第１項のデジタル・ハイパス・フィルタとして
、デジタルＳＡＷフィルタを用いたことを特徴とする特
許請求の範囲、第１項記載のデジタルＳＳＢ変調器。３、アナログ変調波音声信号をデジタル信号に変換する
変換手段と、９０度の位相差をもつ２系統のデジタル移
相器と、デジタル移相器の出力と互に直交したキャリヤ
信号を乗算するデジタル乗算器と、それぞれの乗算器出
力を互に加減算するデジタル加減算器と、デジタル変調
信号をアナログ変調信号に変換する変換手段とを備えた
、デジタル信号処理方式のＳＳＢ変調器において、上記加減算器の後にキャリヤ抑圧用のデジタル・バンド
リジェクト・フィルタを設けたことを特徴とするデジタ
ルＳＳＢ変調器。４、前記第３項のデジタル・バンドリジェクト・フィル
タとして、デジタルＳＡＷフィルタを用いたことを特徴
とする特許請求の範囲、第３項記載のデジタルＳＳＢ変
調器。