JP2922530B2 - デジタル変調装置 - Google Patents
デジタル変調装置Info
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Description
【発明の詳細な説明】
本発明は、デジタル信号処理技術を用いた変調装置に
関するもので、特に、振幅変調，平衡変調（以下AM系と
表す），周波数変調，及び位相変調（以下FM系と表す）
に関するものである。
関するもので、特に、振幅変調，平衡変調（以下AM系と
表す），周波数変調，及び位相変調（以下FM系と表す）
に関するものである。
従来、デジタル信号処理技術を用いてのAM系の振幅変
調，平衡変調，及びFM系の周波数変調，位相変調につい
ては、搬送波の標本化周波数と同一の周波数で変調波信
号を標本化して変調を行うことが考えられてきた。 しかしながら、この方法では、搬送波周波数は高周波
領域あるいはそれに近い周波数であり、搬送波の標本化
は、ナイキスト定理上搬送波周波数の２倍以上の周波数
で行う必要があるから、標本化周波数は高周波領域にな
らざるをえない。 この結果、以下のような問題点が発生するのである。
調，平衡変調，及びFM系の周波数変調，位相変調につい
ては、搬送波の標本化周波数と同一の周波数で変調波信
号を標本化して変調を行うことが考えられてきた。 しかしながら、この方法では、搬送波周波数は高周波
領域あるいはそれに近い周波数であり、搬送波の標本化
は、ナイキスト定理上搬送波周波数の２倍以上の周波数
で行う必要があるから、標本化周波数は高周波領域にな
らざるをえない。 この結果、以下のような問題点が発生するのである。
即ち、上述したような従来の技術では、変調波信号に
対してフィルタリング等の処理を行う場合、これらの処
理は実時間（リアルタイム）処理を行う必要があるが、
標本化周波数は高周波領域か或いはそれに近い周波数で
あるため実時間処理が困難であるという問題がある。 また、実時間処理が実現できたとしても、演算速度が
非常に高速である処理装置が要求される。このため処理
装置のコストが非常に高価になるという問題がある。 また、変調波信号に対してフィルタリングを行う場
合、通常デジタルフィルタは標本化周波数に比較して遮
断周波数が相当に低い特性の時、フィルタの伝達関数の
極は単位円に近づく。Ｚ平面上の単位円に近い極がある
と、IIRデジタルフィルタの一般的な構成では係数感度
が大きくなるから、演算誤差が大きくなるという問題が
ある。 このため、高精度の達成が困難である。 また、低周波領域である変調波信号を時間離散値に変
換するためのアナログ／デジタル変換器にも高速動作が
要求されるため高価になるという問題がある。 また、変調波信号を標本化して原信号を完全に再現す
るためには、ナイキストの標本化定理を満足する必要が
あるが、必要以上に高い標本化周波数で標本化した場合
には、無駄な標本値を扱わなければならないので、非効
率的であるという問題がある。 ここで、振幅変調，平衡変調，周波数変調および位相
変調の変調出力信号ｙ（ｔ）は、変調波信号をｘ（ｔ）
とすれば、次式で表せる。 ｙ（ｔ）＝Ａ（ｔ）・cos｛ｗ（ｔ） ＋φ（ｔ）｝ ……（１） ここで、AM系の 振幅変調のとき、 Ａ（ｔ）＝ｃ＋ax（ｔ） ｗ（ｔ），φ（ｔ）は一定 平衡変調のとき、 Ａ（ｔ）＝ax（ｔ） ｗ（ｔ），φ（ｔ）は一定 次に、FM系の 周波数変調のとき、 ｗ（ｔ）＝px（ｔ） Ａ（ｔ），φ（ｔ）は一定 位相変調のとき、 φ（ｔ）＝qx（ｔ） Ａ（ｔ）,w（ｔ）は一定 である。ここで、a,p,qは変調度調整の定数、ｃは搬送
波レベル調整の定数である。 いま、変調波信号ｘ（ｔ）の最高周波数に対し、ナイ
キストの標本化定理を満足する標本化周波数fs（＝1/T
s）で変調波信号ｘ（ｔ）を標本化したときの時間離散
形をｘ（nt）とし、搬送波を標本化周波数Fs（＝1/Tm）
で標本化したとき、時間離散系で前記（１）式を表現す
れば、 AM系の 振幅変調のとき、 ｙ（nTm）＝｛ｃ＋ax（nTs）｝ ×cos（nw0Tm ＋φ０） ……（２） 平衡変調のとき、 ｙ（nTm）＝ax（nTs） ×cos（nw0Tm ＋φ０） ……（３） FM系の 周波数変調のとき、 位相変調のとき、 ｙ（nTm）＝Ａ・cos｛nw0Tm ＋qx（nTs）｝ ……（５） である。 上記の各変調方式のブロック図の基本形を示すと、振
幅変調方式は第５図（ａ），平衡変調方式は第５図
（ｂ），周波数変調方式は第５図（ｃ），位相変調方式
は第５図（ｄ）に示すようになる。 第５図に示した各変調方式において、fcを搬送波周波
数,Fsを搬送波の標本化周波数,fvを変調波信号の周波
数,fsを変調波信号の標本化周波数とすれば、変調波信
号および搬送波のスペクトルはそれぞれ第６図（ａ）お
よび第６図（ｂ）に示すようになる。また、（２）式か
ら（５）式において表した各変調方式のスペクトル図は
第７図に示す通りである。即ち、第７図（ａ）は振幅変
調の場合のスペクトル図、第７図（ｂ）は平衡変調の場
合のスペクトル図、第７図（ｃ）は周波数変調および位
相変調の場合のスペクトル図である。 上記（２）式〜（５）式，第６図（ａ），第６図
（ｂ），第７図（ａ），第７図（ｂ），第７図（ｃ）に
より、搬送波の標本化周波数と異なる標本化周波数で変
調波信号の標本化を行っても変調出力信号に含まれる変
調波信号ｘ（ｔ）の情報は保存されることは明らかであ
る。 本発明にかかるデジタル変調装置は、以上の点と、一
般に変調波信号の最高周波数は搬送波周波数に比較して
数十分の一から数百分の一の周波数であることに着目し
て、A/Dコンバータや処理装置のコストを抑えると共
に、変調波信号に対するフィルタリング等の処理を軽減
させることを目的として発明されたものである。
対してフィルタリング等の処理を行う場合、これらの処
理は実時間（リアルタイム）処理を行う必要があるが、
標本化周波数は高周波領域か或いはそれに近い周波数で
あるため実時間処理が困難であるという問題がある。 また、実時間処理が実現できたとしても、演算速度が
非常に高速である処理装置が要求される。このため処理
装置のコストが非常に高価になるという問題がある。 また、変調波信号に対してフィルタリングを行う場
合、通常デジタルフィルタは標本化周波数に比較して遮
断周波数が相当に低い特性の時、フィルタの伝達関数の
極は単位円に近づく。Ｚ平面上の単位円に近い極がある
と、IIRデジタルフィルタの一般的な構成では係数感度
が大きくなるから、演算誤差が大きくなるという問題が
ある。 このため、高精度の達成が困難である。 また、低周波領域である変調波信号を時間離散値に変
換するためのアナログ／デジタル変換器にも高速動作が
要求されるため高価になるという問題がある。 また、変調波信号を標本化して原信号を完全に再現す
るためには、ナイキストの標本化定理を満足する必要が
あるが、必要以上に高い標本化周波数で標本化した場合
には、無駄な標本値を扱わなければならないので、非効
率的であるという問題がある。 ここで、振幅変調，平衡変調，周波数変調および位相
変調の変調出力信号ｙ（ｔ）は、変調波信号をｘ（ｔ）
とすれば、次式で表せる。 ｙ（ｔ）＝Ａ（ｔ）・cos｛ｗ（ｔ） ＋φ（ｔ）｝ ……（１） ここで、AM系の 振幅変調のとき、 Ａ（ｔ）＝ｃ＋ax（ｔ） ｗ（ｔ），φ（ｔ）は一定 平衡変調のとき、 Ａ（ｔ）＝ax（ｔ） ｗ（ｔ），φ（ｔ）は一定 次に、FM系の 周波数変調のとき、 ｗ（ｔ）＝px（ｔ） Ａ（ｔ），φ（ｔ）は一定 位相変調のとき、 φ（ｔ）＝qx（ｔ） Ａ（ｔ）,w（ｔ）は一定 である。ここで、a,p,qは変調度調整の定数、ｃは搬送
波レベル調整の定数である。 いま、変調波信号ｘ（ｔ）の最高周波数に対し、ナイ
キストの標本化定理を満足する標本化周波数fs（＝1/T
s）で変調波信号ｘ（ｔ）を標本化したときの時間離散
形をｘ（nt）とし、搬送波を標本化周波数Fs（＝1/Tm）
で標本化したとき、時間離散系で前記（１）式を表現す
れば、 AM系の 振幅変調のとき、 ｙ（nTm）＝｛ｃ＋ax（nTs）｝ ×cos（nw0Tm ＋φ０） ……（２） 平衡変調のとき、 ｙ（nTm）＝ax（nTs） ×cos（nw0Tm ＋φ０） ……（３） FM系の 周波数変調のとき、 位相変調のとき、 ｙ（nTm）＝Ａ・cos｛nw0Tm ＋qx（nTs）｝ ……（５） である。 上記の各変調方式のブロック図の基本形を示すと、振
幅変調方式は第５図（ａ），平衡変調方式は第５図
（ｂ），周波数変調方式は第５図（ｃ），位相変調方式
は第５図（ｄ）に示すようになる。 第５図に示した各変調方式において、fcを搬送波周波
数,Fsを搬送波の標本化周波数,fvを変調波信号の周波
数,fsを変調波信号の標本化周波数とすれば、変調波信
号および搬送波のスペクトルはそれぞれ第６図（ａ）お
よび第６図（ｂ）に示すようになる。また、（２）式か
ら（５）式において表した各変調方式のスペクトル図は
第７図に示す通りである。即ち、第７図（ａ）は振幅変
調の場合のスペクトル図、第７図（ｂ）は平衡変調の場
合のスペクトル図、第７図（ｃ）は周波数変調および位
相変調の場合のスペクトル図である。 上記（２）式〜（５）式，第６図（ａ），第６図
（ｂ），第７図（ａ），第７図（ｂ），第７図（ｃ）に
より、搬送波の標本化周波数と異なる標本化周波数で変
調波信号の標本化を行っても変調出力信号に含まれる変
調波信号ｘ（ｔ）の情報は保存されることは明らかであ
る。 本発明にかかるデジタル変調装置は、以上の点と、一
般に変調波信号の最高周波数は搬送波周波数に比較して
数十分の一から数百分の一の周波数であることに着目し
て、A/Dコンバータや処理装置のコストを抑えると共
に、変調波信号に対するフィルタリング等の処理を軽減
させることを目的として発明されたものである。
本発明にかかるデジタル変調装置においては、振幅変
調もしくは平衡変調の場合は、 変調波アナログ信号を第１標本化周波数の変調波デジ
タル信号に変換するデジタル変換手段と、前記第１標本
化周波数とは異なる第２標本化周波数の搬送波デジタル
信号を出力する搬送波信号出力手段と、前記第２標本化
周波数の搬送波デジタル信号を前記第１標本化周波数の
変調波デジタル信号によって振幅変調もしくは平衡変調
する変調手段と、前記変調されたデジタル信号をアナロ
グ信号に変換するアナログ変換手段と、前記アナログ変
換された信号から、搬送波信号の標本化により生じた折
り返し歪みおよび変調波信号の標本化により生じた折り
返し歪みを除去する帯域通過型補間フィルタと、を備え
た。 そして、周波数変調もしくは位相変調の場合は、 変調波アナログ信号を第１標本化周波数の変調波デジ
タル信号に変換するデジタル変換手段と、前記第１標本
化周波数とは異なる第２標本化周波数の搬送波デジタル
信号を出力する搬送波信号出力手段と、前記第２標本化
周波数の搬送波デジタル信号を前記第１標本化周波数の
変調波デジタル信号によって周波数変調もしくは位相変
調する変調手段と、前記変調されたデジタル信号をアナ
ログ信号に変換するアナログ変換手段と、前記アナログ
変換された信号から、搬送波信号の標本化により生じた
折り返し歪みおよび変調波信号の標本化により生じた折
り返し歪みを除去する帯域通過型補間フィルタと、を備
えた。
調もしくは平衡変調の場合は、 変調波アナログ信号を第１標本化周波数の変調波デジ
タル信号に変換するデジタル変換手段と、前記第１標本
化周波数とは異なる第２標本化周波数の搬送波デジタル
信号を出力する搬送波信号出力手段と、前記第２標本化
周波数の搬送波デジタル信号を前記第１標本化周波数の
変調波デジタル信号によって振幅変調もしくは平衡変調
する変調手段と、前記変調されたデジタル信号をアナロ
グ信号に変換するアナログ変換手段と、前記アナログ変
換された信号から、搬送波信号の標本化により生じた折
り返し歪みおよび変調波信号の標本化により生じた折り
返し歪みを除去する帯域通過型補間フィルタと、を備え
た。 そして、周波数変調もしくは位相変調の場合は、 変調波アナログ信号を第１標本化周波数の変調波デジ
タル信号に変換するデジタル変換手段と、前記第１標本
化周波数とは異なる第２標本化周波数の搬送波デジタル
信号を出力する搬送波信号出力手段と、前記第２標本化
周波数の搬送波デジタル信号を前記第１標本化周波数の
変調波デジタル信号によって周波数変調もしくは位相変
調する変調手段と、前記変調されたデジタル信号をアナ
ログ信号に変換するアナログ変換手段と、前記アナログ
変換された信号から、搬送波信号の標本化により生じた
折り返し歪みおよび変調波信号の標本化により生じた折
り返し歪みを除去する帯域通過型補間フィルタと、を備
えた。
本発明にかかるデジタル変調装置では、 AM系としては、第３図（ａ）に示すように、変調波信
号標本化周波数fsによって標本化された変調波デジタル
信号を変調波信号出力手段101から出力し、搬送波信号
標本化周波数Fsにて標本化された搬送波デジタル信号を
搬送波信号出力手段102から出力し、前記搬送波デジタ
ル信号を前記変調波デジタル信号によって振幅変調若し
くは平衡変調する変調手段103を備えたデジタル変調装
置において、前記変調波信号標本化周波数fsと前記搬送
波信号標本化周波数Fsとは異なる周波数としても、上記
（２）式，（３）式，第６図（ａ），第６図（ｂ），第
７図（ａ），および第７図（ｂ）により明らかなよう
に、搬送波の標本化周波数と異なる標本化周波数で変調
波信号の標本化を行うとき、変調出力信号に変調波信号
ｘ（ｔ）の情報が保存される。 また、第３図（ｂ）に示すように、入力されたアナロ
グ信号をデジタル変換手段104にて変調波信号標本化周
波数にてデジタル信号へ変換し、前記デジタル信号を演
算処理手段105にて演算処理して変調波デジタル信号と
しても良い。 また、FM系としては、第４図（ａ）に示すように、変
調波信号標本化周波数fsによって標本化された変調波デ
ジタル信号を変調波信号出力手段110から出力し、変調
波信号標本化周波数Fsにて標本化された搬送波デジタル
信号を搬送波信号出力手段111にて発生させ、前記搬送
波デジタル信号を前記変調波デジタル信号によって周波
数変調若しくは位相変調する変調手段112を備えたデジ
タル変調装置において、前記変調波信号標本化周波数fs
と前記搬送波信号標本化周波数Fsとを異なる周波数とし
ても、上記（４）式，（５）式，第６図（ａ），第６図
（ｂ），および第７図（ｃ）により明らかなように、搬
送波の標本化周波数と異なる標本化周波数で変調波信号
の標本化を行うとき、変調出力信号に変調波信号ｘ
（ｔ）の情報が保存される。 また、第４図（ｂ）に示すように、入力されたアナロ
グ信号をデジタル変換手段113において前記変調波信号
標本化周波数fsにてデジタル信号へ変換し、前記デジタ
ル信号を演算処理手段114において演算処理して変調波
デジタル信号としても良い。 上記において、搬送波fcからfs離れたところに変調波
信号ｘ（ｔ）の標本化により追加された折り返し歪が存
在するようになる。これは第６図（ａ）に示すように原
信号fvを周波数fsで標本化を行った場合fvに原信号のス
ペクトルがそのまま保存され、周波数fsを中心にして上
下対称に、即ちfs±fvのところに標本化により追加され
た原信号のスペクトルがfsの間隔で無限に並び、この折
り返し歪を含んだ信号が変調波信号になるからである。 この変調波信号ｘ（ｔ）の標本化による折り返し歪は
D/A変換器の後段に接続する帯域通過型補間フィルタの
特性を、AM系の振幅変調と平衡変調の場合には、第８図
（ｂ）に示すように変調波信号ｘ（ｔ）の最高周波数を
通過させるだけの帯域幅を持ち、且つ、折り返し歪を許
容できるレベルまで減衰させることができる特性とすれ
ば良い。 また、第７図（ｃ）に示すように、FM系の周波数変
調，位相変調の場合には、理論的には側波帯は無限の周
波数広がりを有するが、変調出力信号に与える歪が許容
できる通過帯域幅を持ち、且つ、折り返し歪を許容でき
るレベルまで減衰させることができる特性を持った第８
図（ａ）と同特性の帯域通過型補間フィルタを接続する
ことによって簡単に除去することができる。 また、FM系の周波数変調，位相変調の場合には、変調
波信号周波数，変調度に応じて側波帯が変化するが、最
も占有周波数帯域幅が広くなる条件において帯域通過型
補間フィルタの通過帯域内に変調波信号ｘ（ｔ）の標本
化による折り返し歪が許容できないレベルで入ってくる
ことがないように変調波信号ｘ（ｔ）の標本化周波数fs
の設定を行えばよい。このようにして、本発明にかかる
デジタル変調装置によれば、変調波信号の標本化周波数
fsは、搬送波の標本化周波数Fsと異なる周波数に設定し
ても高精度の変調ができるのである。
号標本化周波数fsによって標本化された変調波デジタル
信号を変調波信号出力手段101から出力し、搬送波信号
標本化周波数Fsにて標本化された搬送波デジタル信号を
搬送波信号出力手段102から出力し、前記搬送波デジタ
ル信号を前記変調波デジタル信号によって振幅変調若し
くは平衡変調する変調手段103を備えたデジタル変調装
置において、前記変調波信号標本化周波数fsと前記搬送
波信号標本化周波数Fsとは異なる周波数としても、上記
（２）式，（３）式，第６図（ａ），第６図（ｂ），第
７図（ａ），および第７図（ｂ）により明らかなよう
に、搬送波の標本化周波数と異なる標本化周波数で変調
波信号の標本化を行うとき、変調出力信号に変調波信号
ｘ（ｔ）の情報が保存される。 また、第３図（ｂ）に示すように、入力されたアナロ
グ信号をデジタル変換手段104にて変調波信号標本化周
波数にてデジタル信号へ変換し、前記デジタル信号を演
算処理手段105にて演算処理して変調波デジタル信号と
しても良い。 また、FM系としては、第４図（ａ）に示すように、変
調波信号標本化周波数fsによって標本化された変調波デ
ジタル信号を変調波信号出力手段110から出力し、変調
波信号標本化周波数Fsにて標本化された搬送波デジタル
信号を搬送波信号出力手段111にて発生させ、前記搬送
波デジタル信号を前記変調波デジタル信号によって周波
数変調若しくは位相変調する変調手段112を備えたデジ
タル変調装置において、前記変調波信号標本化周波数fs
と前記搬送波信号標本化周波数Fsとを異なる周波数とし
ても、上記（４）式，（５）式，第６図（ａ），第６図
（ｂ），および第７図（ｃ）により明らかなように、搬
送波の標本化周波数と異なる標本化周波数で変調波信号
の標本化を行うとき、変調出力信号に変調波信号ｘ
（ｔ）の情報が保存される。 また、第４図（ｂ）に示すように、入力されたアナロ
グ信号をデジタル変換手段113において前記変調波信号
標本化周波数fsにてデジタル信号へ変換し、前記デジタ
ル信号を演算処理手段114において演算処理して変調波
デジタル信号としても良い。 上記において、搬送波fcからfs離れたところに変調波
信号ｘ（ｔ）の標本化により追加された折り返し歪が存
在するようになる。これは第６図（ａ）に示すように原
信号fvを周波数fsで標本化を行った場合fvに原信号のス
ペクトルがそのまま保存され、周波数fsを中心にして上
下対称に、即ちfs±fvのところに標本化により追加され
た原信号のスペクトルがfsの間隔で無限に並び、この折
り返し歪を含んだ信号が変調波信号になるからである。 この変調波信号ｘ（ｔ）の標本化による折り返し歪は
D/A変換器の後段に接続する帯域通過型補間フィルタの
特性を、AM系の振幅変調と平衡変調の場合には、第８図
（ｂ）に示すように変調波信号ｘ（ｔ）の最高周波数を
通過させるだけの帯域幅を持ち、且つ、折り返し歪を許
容できるレベルまで減衰させることができる特性とすれ
ば良い。 また、第７図（ｃ）に示すように、FM系の周波数変
調，位相変調の場合には、理論的には側波帯は無限の周
波数広がりを有するが、変調出力信号に与える歪が許容
できる通過帯域幅を持ち、且つ、折り返し歪を許容でき
るレベルまで減衰させることができる特性を持った第８
図（ａ）と同特性の帯域通過型補間フィルタを接続する
ことによって簡単に除去することができる。 また、FM系の周波数変調，位相変調の場合には、変調
波信号周波数，変調度に応じて側波帯が変化するが、最
も占有周波数帯域幅が広くなる条件において帯域通過型
補間フィルタの通過帯域内に変調波信号ｘ（ｔ）の標本
化による折り返し歪が許容できないレベルで入ってくる
ことがないように変調波信号ｘ（ｔ）の標本化周波数fs
の設定を行えばよい。このようにして、本発明にかかる
デジタル変調装置によれば、変調波信号の標本化周波数
fsは、搬送波の標本化周波数Fsと異なる周波数に設定し
ても高精度の変調ができるのである。
以下に、本発明にかかるデジタル変調装置の好適な実
施例を図面に基づいて詳細に説明する。 第１図は本発明にかかるデジタル変調装置を用いたFM
系の実施例としての周波数変調装置のブロック図、第２
図は本発明にかかるデジタル変調装置を用いたAM系とし
てのSSB変調装置のブロック図である。 第１図において、 ｘは変調波信号として入力されたアナログ信号、１は
増幅器、２はアンチエイリアシングフィルタ、３は標本
化周波数をfs（＝1/Ts）としたA/Dコンバータ、４はデ
ジタルフィルタ、５は標本化周波数をFS（＝1/Tm）とし
たcos変換回路、６はD/Aコンバータ、７は帯域通過型補
間フィルタ、８は増幅制限器、ｙは変調出力信号であ
る。 アナログ信号ｘは、増幅器１にて所定のレベルに増幅
され、アンチエイリアシングフィルタ２にて1/2Ts以上
の高域成分を除去されて、標本化周波数が（1/Ts）のA/
Dコンバータ３にてデジタル信号に変換される。 そして、前記A/Dコンバータ３から出力されるデジタ
ル信号はデジタルフィルタ４を介してcos変換回路５に
供給され、標本化周波数（1/Tm）でcos変換され、前記D
/Aコンバータ６にてアナログ信号に変換され、搬送波の
標本化により生じた折り返し歪および変調波信号の標本
化により生じた折り返し歪を除去する帯域通過型補間フ
ィルタ７にてフィルタリングされて、振幅制限器８にお
いて、変調波信号の標本化により生じた折り返し歪を除
去したことにより生じた残留AM成分が除去され、変調出
力信号ｙとして出力される。 ここで、前記A/Dコンバータ３における標本化周波数f
s（＝1/Ts）と、前記cos変換回路５における標本化周波
数Fs（＝1/Tm）とは異なるようにした。 次に、前記帯域通過型補間フィルタ７について説明す
る。 第７図（ａ），第７図（ｂ）で明らかであるように、
搬送波fcからfs離れたところにアナログ信号ｘの標本化
により追加された折り返し歪が存在するようになる。 これは第６図（ａ）に示すように原信号fvを周波数fs
で標本化を行った場合、原信号fvのスペクトルがそのま
ま保存され、周波数fsを中心にして上下対象に、即ちfs
±fvのところに標本化により追加された原信号のスペク
トルがfsの間隔で無限に並び、この折り返し歪を含んだ
信号が変調波信号になるからである。 このアナログ信号ｘの標本化による折り返し歪はD/A
コンバータ６の後段に接続する帯域通過型補間フィルタ
７の特性を第８図（ａ）に示すように、変調出力信号ｙ
に与える歪が許容できる通過帯域幅を持ち、且つ、折り
返し歪を許容できるレベルまで減衰させることができる
特性にするか、或いは、D/Aコンバータ６の後段に接続
する補間フィルタに低域通過フィルタと高域通過フィル
タを直列接続して第８図（ａ）と同等の特性を得ること
によって帯域通過型補間フィルタを実現することもでき
る。 また、FM系の周波数変調，位相変調の場合には、変調
波信号周波数、変調度に応じて側波帯が変化するが、最
も占有周波数帯域幅が広くなる条件において帯域通過型
補間フィルタの通過帯域内にアナログ信号ｘの標本化に
よる折り返し歪が許容できないレベルで入ってくること
がないようにアナログ信号ｘの標本化周波数fsの設定を
行えば良い。 第２図にブロック図を示した本発明にかかるデジタル
変調装置のAM系としての実施例のSSB変調回路において
も同様である。 なお、第２図において、 ｘは変調波信号として入力されるアナログ信号、11は
増幅器、12はアンチエイリアシングフィルタ、13は標本
化周波数をfs（＝1/Ts）としたA/Dコンバータ、14はデ
ジタルフィルタ、15は標本化周波数をFs（＝1/Tm）とし
たキャリア発生回路、16は乗算器、17はローパスフィル
タ、18はD/Aコンバータ、19は帯域通過型補間フィル
タ、ｙは変調出力信号である。 このようなAM系の振幅変調と平衡変調の場合には、帯
域通過型補間フィルタ19の特性を第８図（ｂ）に示すよ
うに、アナログ信号ｘの最高周波数を通過させるだけの
帯域幅を持ち、且つ、折り返し歪を許容できるレベルま
で減衰させることができる特性にするか、或いは、D/A
コンバータ18の後段に接続する補間フィルタに低域通過
フィルタと高域通過フィルタを直列接続して第８図
（ｂ）と同等の特性を得ることによって帯域通過型補間
フィルタを実現することもできる。
施例を図面に基づいて詳細に説明する。 第１図は本発明にかかるデジタル変調装置を用いたFM
系の実施例としての周波数変調装置のブロック図、第２
図は本発明にかかるデジタル変調装置を用いたAM系とし
てのSSB変調装置のブロック図である。 第１図において、 ｘは変調波信号として入力されたアナログ信号、１は
増幅器、２はアンチエイリアシングフィルタ、３は標本
化周波数をfs（＝1/Ts）としたA/Dコンバータ、４はデ
ジタルフィルタ、５は標本化周波数をFS（＝1/Tm）とし
たcos変換回路、６はD/Aコンバータ、７は帯域通過型補
間フィルタ、８は増幅制限器、ｙは変調出力信号であ
る。 アナログ信号ｘは、増幅器１にて所定のレベルに増幅
され、アンチエイリアシングフィルタ２にて1/2Ts以上
の高域成分を除去されて、標本化周波数が（1/Ts）のA/
Dコンバータ３にてデジタル信号に変換される。 そして、前記A/Dコンバータ３から出力されるデジタ
ル信号はデジタルフィルタ４を介してcos変換回路５に
供給され、標本化周波数（1/Tm）でcos変換され、前記D
/Aコンバータ６にてアナログ信号に変換され、搬送波の
標本化により生じた折り返し歪および変調波信号の標本
化により生じた折り返し歪を除去する帯域通過型補間フ
ィルタ７にてフィルタリングされて、振幅制限器８にお
いて、変調波信号の標本化により生じた折り返し歪を除
去したことにより生じた残留AM成分が除去され、変調出
力信号ｙとして出力される。 ここで、前記A/Dコンバータ３における標本化周波数f
s（＝1/Ts）と、前記cos変換回路５における標本化周波
数Fs（＝1/Tm）とは異なるようにした。 次に、前記帯域通過型補間フィルタ７について説明す
る。 第７図（ａ），第７図（ｂ）で明らかであるように、
搬送波fcからfs離れたところにアナログ信号ｘの標本化
により追加された折り返し歪が存在するようになる。 これは第６図（ａ）に示すように原信号fvを周波数fs
で標本化を行った場合、原信号fvのスペクトルがそのま
ま保存され、周波数fsを中心にして上下対象に、即ちfs
±fvのところに標本化により追加された原信号のスペク
トルがfsの間隔で無限に並び、この折り返し歪を含んだ
信号が変調波信号になるからである。 このアナログ信号ｘの標本化による折り返し歪はD/A
コンバータ６の後段に接続する帯域通過型補間フィルタ
７の特性を第８図（ａ）に示すように、変調出力信号ｙ
に与える歪が許容できる通過帯域幅を持ち、且つ、折り
返し歪を許容できるレベルまで減衰させることができる
特性にするか、或いは、D/Aコンバータ６の後段に接続
する補間フィルタに低域通過フィルタと高域通過フィル
タを直列接続して第８図（ａ）と同等の特性を得ること
によって帯域通過型補間フィルタを実現することもでき
る。 また、FM系の周波数変調，位相変調の場合には、変調
波信号周波数、変調度に応じて側波帯が変化するが、最
も占有周波数帯域幅が広くなる条件において帯域通過型
補間フィルタの通過帯域内にアナログ信号ｘの標本化に
よる折り返し歪が許容できないレベルで入ってくること
がないようにアナログ信号ｘの標本化周波数fsの設定を
行えば良い。 第２図にブロック図を示した本発明にかかるデジタル
変調装置のAM系としての実施例のSSB変調回路において
も同様である。 なお、第２図において、 ｘは変調波信号として入力されるアナログ信号、11は
増幅器、12はアンチエイリアシングフィルタ、13は標本
化周波数をfs（＝1/Ts）としたA/Dコンバータ、14はデ
ジタルフィルタ、15は標本化周波数をFs（＝1/Tm）とし
たキャリア発生回路、16は乗算器、17はローパスフィル
タ、18はD/Aコンバータ、19は帯域通過型補間フィル
タ、ｙは変調出力信号である。 このようなAM系の振幅変調と平衡変調の場合には、帯
域通過型補間フィルタ19の特性を第８図（ｂ）に示すよ
うに、アナログ信号ｘの最高周波数を通過させるだけの
帯域幅を持ち、且つ、折り返し歪を許容できるレベルま
で減衰させることができる特性にするか、或いは、D/A
コンバータ18の後段に接続する補間フィルタに低域通過
フィルタと高域通過フィルタを直列接続して第８図
（ｂ）と同等の特性を得ることによって帯域通過型補間
フィルタを実現することもできる。
この新技術を用いることにより、変調波信号の標本化
周波数は搬送波の標本化周波数と同一にする必要がなく
なる。このため、変調波信号は通常音声周波数帯域ある
いは音響周波数帯域であるから、変調波信号を標本化，
量子化するA/D変換器には一般的に普及している12から1
6ビットの高分解能と優れた直線性を持ち比較的安価なP
CMオーディオ用が使用できるようになる。そして、変調
波信号に対してフィルタリング等の処理を行うデジタル
シグナルプロセッサにはＣ−MOSプロセスを採用した低
消費電力で汎用あるいはPCMオーディオ用の比較的安価
な物が使用できるようになる。これらのデジタルシグナ
ルプロセッサは16ビット×16ビット以上の乗算器を備え
ているため高精度演算が可能である。 音声あるいは音響周波数帯域である変調波信号を適切
な標本化周波数で標本化できるから従来の技術のよう
に、遮断周波数は標本化周波数に比較し相当に低くはな
らない。 これにより、IIRデジタルフィルタの伝達関数の極
が、Ｚ平面上の単位円に近づきにくいため、係数を有限
語長で表現したときの誤差が小さくなりフィルタ特性の
精度が向上するという利点がある。 これらの理由により、従来アナログで構成していた振
幅変調器，平衡変調器，周波数変調器，位相変調器，お
よび変調波信号に対するフィルタリング等の処理をデジ
タル信号処理回路に置換できるようになる。このため、
AM系であってもFM系であっても、品質の均一性が高く経
時変化のより少ない、より高品質，高品位な変調を行う
ことができる。
周波数は搬送波の標本化周波数と同一にする必要がなく
なる。このため、変調波信号は通常音声周波数帯域ある
いは音響周波数帯域であるから、変調波信号を標本化，
量子化するA/D変換器には一般的に普及している12から1
6ビットの高分解能と優れた直線性を持ち比較的安価なP
CMオーディオ用が使用できるようになる。そして、変調
波信号に対してフィルタリング等の処理を行うデジタル
シグナルプロセッサにはＣ−MOSプロセスを採用した低
消費電力で汎用あるいはPCMオーディオ用の比較的安価
な物が使用できるようになる。これらのデジタルシグナ
ルプロセッサは16ビット×16ビット以上の乗算器を備え
ているため高精度演算が可能である。 音声あるいは音響周波数帯域である変調波信号を適切
な標本化周波数で標本化できるから従来の技術のよう
に、遮断周波数は標本化周波数に比較し相当に低くはな
らない。 これにより、IIRデジタルフィルタの伝達関数の極
が、Ｚ平面上の単位円に近づきにくいため、係数を有限
語長で表現したときの誤差が小さくなりフィルタ特性の
精度が向上するという利点がある。 これらの理由により、従来アナログで構成していた振
幅変調器，平衡変調器，周波数変調器，位相変調器，お
よび変調波信号に対するフィルタリング等の処理をデジ
タル信号処理回路に置換できるようになる。このため、
AM系であってもFM系であっても、品質の均一性が高く経
時変化のより少ない、より高品質，高品位な変調を行う
ことができる。
第１図は本発明にかかるデジタル変調装置を用いた周波
数変調装置のブロック図、第２図は本発明にかかるデジ
タル変調装置を用いたSSB変調装置のブロック図、第３
図（ａ），第３図（ｂ）は本発明にかかるデジタル変調
装置の基本構成をAM系において説明するブロック図、第
４図（ａ），第４図（ｂ）は本発明にかかるデジタル変
調装置の基本構成をFM系において説明するブロック図、
第５図（ａ）は振幅変調方式の基本形のブロック図、第
５図（ｂ）は平衡変調方式の基本形のブロック図、第５
図（ｃ）は周波数変調方式の基本形のブロック図、第５
図（ｄ）は位相変調方式の基本形のブロック図、第６図
（ａ）は変調波信号を標本化した場合の周波数スペクト
ル図、第６図（ｂ）は搬送波を標本化した場合の周波数
スペクトル図、第７図（ａ）は振幅変調の場合の周波数
スペクトル図、第７図（ｂ）は平衡変調の場合の周波数
スペクトル図、第７図（ｃ）は周波数変調および位相変
調の場合の周波数スペクトル図、第８図（ａ）はFM系の
帯域通過型補間フィルタの特性、第８図（ｂ）はAM系の
帯域通過型補間フィルタの特性である。 3,13……A/Dコンバータ（デジタル変換手段）、 4,14……デジタルフィルタ（演算処理手段）、 ５……cos変換回路（搬送波信号出力手段）、 ７……帯域通過型補間フィルタ 15……キャリア発生回路（搬送波信号出力手段）、 16……乗算器（変調手段）、 101,110……変調波信号出力手段、 102,111……搬送波信号出力手段、 103,112……変調手段、 104,113……デジタル変換手段、 105,114……演算処理手段、
数変調装置のブロック図、第２図は本発明にかかるデジ
タル変調装置を用いたSSB変調装置のブロック図、第３
図（ａ），第３図（ｂ）は本発明にかかるデジタル変調
装置の基本構成をAM系において説明するブロック図、第
４図（ａ），第４図（ｂ）は本発明にかかるデジタル変
調装置の基本構成をFM系において説明するブロック図、
第５図（ａ）は振幅変調方式の基本形のブロック図、第
５図（ｂ）は平衡変調方式の基本形のブロック図、第５
図（ｃ）は周波数変調方式の基本形のブロック図、第５
図（ｄ）は位相変調方式の基本形のブロック図、第６図
（ａ）は変調波信号を標本化した場合の周波数スペクト
ル図、第６図（ｂ）は搬送波を標本化した場合の周波数
スペクトル図、第７図（ａ）は振幅変調の場合の周波数
スペクトル図、第７図（ｂ）は平衡変調の場合の周波数
スペクトル図、第７図（ｃ）は周波数変調および位相変
調の場合の周波数スペクトル図、第８図（ａ）はFM系の
帯域通過型補間フィルタの特性、第８図（ｂ）はAM系の
帯域通過型補間フィルタの特性である。 3,13……A/Dコンバータ（デジタル変換手段）、 4,14……デジタルフィルタ（演算処理手段）、 ５……cos変換回路（搬送波信号出力手段）、 ７……帯域通過型補間フィルタ 15……キャリア発生回路（搬送波信号出力手段）、 16……乗算器（変調手段）、 101,110……変調波信号出力手段、 102,111……搬送波信号出力手段、 103,112……変調手段、 104,113……デジタル変換手段、 105,114……演算処理手段、
Claims (2)
- 【請求項１】変調波アナログ信号を第１標本化周波数の
変調波デジタル信号に変換するデジタル変換手段と、 前記第１標本化周波数とは異なる第２標本化周波数の搬
送波デジタル信号を出力する搬送波信号出力手段と、 前記第２標本化周波数の搬送波デジタル信号を前記第１
標本化周波数の変調波デジタル信号によって振幅変調も
しくは平衡変調する変調手段と、 前記変調されたデジタル信号をアナログ信号に変換する
アナログ変換手段と、 前記アナログ変換された信号から、搬送波信号の標本化
により生じた折り返し歪みおよび変調波信号の標本化に
より生じた折り返し歪みを除去する帯域通過型補間フィ
ルタと、 を備えたことを特徴とするデジタル変調装置。 - 【請求項２】変調波アナログ信号を第１標本化周波数の
変調波デジタル信号に変換するデジタル変換手段と、 前記第１標本化周波数とは異なる第２標本化周波数の搬
送波デジタル信号を出力する搬送波信号出力手段と、 前記第２標本化周波数の搬送波デジタル信号を前記第１
標本化周波数の変調波デジタル信号によって周波数変調
もしくは位相変調する変調手段と、 前記変調されたデジタル信号をアナログ信号に変換する
アナログ変換手段と、 前記アナログ変換された信号から、搬送波信号の標本化
により生じた折り返し歪みおよび変調波信号の標本化に
より生じた折り返し歪みを除去する帯域通過型補間フィ
ルタと、 を備えたことを特徴とするデジタル変調装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP14008689A JP2922530B2 (ja) | 1989-05-31 | 1989-05-31 | デジタル変調装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP14008689A JP2922530B2 (ja) | 1989-05-31 | 1989-05-31 | デジタル変調装置 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH034646A JPH034646A (ja) | 1991-01-10 |
| JP2922530B2 true JP2922530B2 (ja) | 1999-07-26 |
Family
ID=15260632
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP14008689A Expired - Fee Related JP2922530B2 (ja) | 1989-05-31 | 1989-05-31 | デジタル変調装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP2922530B2 (ja) |
Families Citing this family (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| CN111416784A (zh) * | 2020-04-20 | 2020-07-14 | 无锡思泰迪半导体有限公司 | 一种数字信号调制系统及方法 |
-
1989
- 1989-05-31 JP JP14008689A patent/JP2922530B2/ja not_active Expired - Fee Related
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPH034646A (ja) | 1991-01-10 |
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