JP3489795B2 - 復調装置 - Google Patents
復調装置Info
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Description
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明は、振幅変調された信号を
復調する復調装置に関するものである。
復調する復調装置に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】従来、振幅変調された信号は、フェージ
ングによって生じる振幅歪の影響が大きいので、移動体
の通信には不向きとされていた。しかし、近年、振幅変
調の一種であるＳＳＢ（Single Side Band) 信号の復調
にあたって、ＦＭ信号の場合と同様にリミッタを適用す
ることによって振幅歪を除去できるとともに、必要な帯
域幅がＳＳＢ信号の場合と同様に狭くてよい方式として
ＲＺＳＳＢ（Real Zero SSB ）方式が提案されている。
ＲＺＳＳＢ方式には以下の特徴がある。 (1) 必要な周波数帯域幅は情報帯域幅に等しい。 (2) フェージング等による振幅歪はリミッタで除去でき
るので、従来のAGC 回路が不要になる。 (3) 復調信号の周波数特性が優れている。 (4) 従来のＳＳＢ通信機よりも回路構成が簡単である。 (5) スペクトラム利用率が高い。 しかし、従来のＲＺＳＳＢ信号を復調する場合には、周
波数検波した出力に、２次以上の歪が含まれているた
め、この歪を除去するためには、2 次以上の歪を除去で
きる高度なリニアライザを必要とする。このためのリニ
アライザとしては、ヒルベルト変換器あるいは全域通過
フィルタを用いたものがある。出願人は、全域通過フィ
ルタを用いたリニアライザを、特願平５−３３６８２９
号として既に出願した。これは、互いの位相差が tan
((θa −θb)/2) ＝±１で表される第１と第２の全域通
過フィルタを含む９０度ディジタル移相器と、前記９０
度ディジタル移相器の２つの出力を乗算する乗算回路
と、第１と第２の全域通過フィルタのいずれか一方の出
力をフィルタリングする第３の全域通過フィルタと、第
３の全域通過フィルタの出力と乗算回路の出力とを加算
する加算回路とから構成されたものである。このリニア
ライザによれば、偶数次歪は除去でき、奇数次歪も６ｄ
Ｂ改善することができた。
ングによって生じる振幅歪の影響が大きいので、移動体
の通信には不向きとされていた。しかし、近年、振幅変
調の一種であるＳＳＢ（Single Side Band) 信号の復調
にあたって、ＦＭ信号の場合と同様にリミッタを適用す
ることによって振幅歪を除去できるとともに、必要な帯
域幅がＳＳＢ信号の場合と同様に狭くてよい方式として
ＲＺＳＳＢ（Real Zero SSB ）方式が提案されている。
ＲＺＳＳＢ方式には以下の特徴がある。 (1) 必要な周波数帯域幅は情報帯域幅に等しい。 (2) フェージング等による振幅歪はリミッタで除去でき
るので、従来のAGC 回路が不要になる。 (3) 復調信号の周波数特性が優れている。 (4) 従来のＳＳＢ通信機よりも回路構成が簡単である。 (5) スペクトラム利用率が高い。 しかし、従来のＲＺＳＳＢ信号を復調する場合には、周
波数検波した出力に、２次以上の歪が含まれているた
め、この歪を除去するためには、2 次以上の歪を除去で
きる高度なリニアライザを必要とする。このためのリニ
アライザとしては、ヒルベルト変換器あるいは全域通過
フィルタを用いたものがある。出願人は、全域通過フィ
ルタを用いたリニアライザを、特願平５−３３６８２９
号として既に出願した。これは、互いの位相差が tan
((θa −θb)/2) ＝±１で表される第１と第２の全域通
過フィルタを含む９０度ディジタル移相器と、前記９０
度ディジタル移相器の２つの出力を乗算する乗算回路
と、第１と第２の全域通過フィルタのいずれか一方の出
力をフィルタリングする第３の全域通過フィルタと、第
３の全域通過フィルタの出力と乗算回路の出力とを加算
する加算回路とから構成されたものである。このリニア
ライザによれば、偶数次歪は除去でき、奇数次歪も６ｄ
Ｂ改善することができた。
【０００３】
【発明が解決しようとする課題】特願平５−３３６８２
９号の全域通過フィルタを用いたリニアライザでは奇数
次歪を６ｄＢは改善できたが、それ以上の改善は困難で
ある。また、ヒルベルト変換器を用いたリニアライザ
は、以下に述べるようにかなり複雑であるという問題が
ある。ＲＺＳＳＢの検波信号は次式（１）に示される。 Ｖ(t) ＝mg#(t)−m2(g#(t)g(t)) −m3(g#3(t)/3 −g2(t)g#(t)) ＋Ｏ(m4) ・・・（１） 但し、 g#(t)はg(t)のヒルベルト変換をあらわす。以下
においても同様。前式（１）の歪を除去するために、次
式（２）に示された処理を行うリニアライザが必要であ
る。 Ｖ0(t)＝Ｖ(t) −Ｖ(t) Ｖ#(t)＋Ｖ(t) Ｖ#2(t)/2 −Ｖ3(t)/6・・・・（２） 前式（２）に示されたリニアライザを実現するために
は、ヒルベルト変換器が必要となるが、ヒルベルト変換
器の構造はかなり複雑になる。さらに、低周波域におい
て、満足のできる位相特性を持つヒルベルト変換器の設
計は非常に困難である。このような事情から、前式
（２）に示されたリニアライザの実現は非常に困難であ
るという問題がある。さらに、これらの方法はいずれも
フィルタの低周波域における特性の劣化の影響により、
リニアライザの特性が劣化するという問題がある。
９号の全域通過フィルタを用いたリニアライザでは奇数
次歪を６ｄＢは改善できたが、それ以上の改善は困難で
ある。また、ヒルベルト変換器を用いたリニアライザ
は、以下に述べるようにかなり複雑であるという問題が
ある。ＲＺＳＳＢの検波信号は次式（１）に示される。 Ｖ(t) ＝mg#(t)−m2(g#(t)g(t)) −m3(g#3(t)/3 −g2(t)g#(t)) ＋Ｏ(m4) ・・・（１） 但し、 g#(t)はg(t)のヒルベルト変換をあらわす。以下
においても同様。前式（１）の歪を除去するために、次
式（２）に示された処理を行うリニアライザが必要であ
る。 Ｖ0(t)＝Ｖ(t) −Ｖ(t) Ｖ#(t)＋Ｖ(t) Ｖ#2(t)/2 −Ｖ3(t)/6・・・・（２） 前式（２）に示されたリニアライザを実現するために
は、ヒルベルト変換器が必要となるが、ヒルベルト変換
器の構造はかなり複雑になる。さらに、低周波域におい
て、満足のできる位相特性を持つヒルベルト変換器の設
計は非常に困難である。このような事情から、前式
（２）に示されたリニアライザの実現は非常に困難であ
るという問題がある。さらに、これらの方法はいずれも
フィルタの低周波域における特性の劣化の影響により、
リニアライザの特性が劣化するという問題がある。
【０００４】そこで、本発明は、振幅変調された信号の
復調に用いる高品位のリニアライザを簡単に実現できる
技術を提案し、振幅変調された信号であれば何れの種類
であっても、復調においてＲＺＳＳＢ方式と同様の効果
を得ることを目的としてなされたものである。
復調に用いる高品位のリニアライザを簡単に実現できる
技術を提案し、振幅変調された信号であれば何れの種類
であっても、復調においてＲＺＳＳＢ方式と同様の効果
を得ることを目的としてなされたものである。
【０００５】
【課題を解決するための手段】請求項１の復調装置にお
いては、入力された全搬送波−両側波帯信号の振幅を制
限するリミッタと、該リミッタからの出力信号を周波数
検波する検波手段と、次式で示されるような特性を有
し、前記検波手段から出力された検波信号の歪を除去す
るリニアライザとを具備した。 Ｖo (t) ＝Ｖ(t) ＋Ｖ3 (t)／３ 請求項２の復調装置においては、前記リニアライザが、
入力された検波信号を３乗する累乗器と、該累乗器から
出力された信号に１／３を乗算する乗算器と、該乗算器
から出力された信号と前記入力された検波信号とを加算
する加算器と、からなる構成とした。請求項３の復調装
置においては、入力されたＳＳＢ信号を全搬送波−両側
波帯信号に変換する変換手段と、該変換手段による変換
出力の振幅を制限するリミッタと、該リミッタからの出
力信号を周波数検波する検波手段とを備えた。請求項４
の復調装置においては、請求項３に記載の復調装置に、
検波手段から出力された検波信号の奇数次歪を除去する
リニアライザを具備した。請求項５の復調装置において
は、次式で示されるような特性を有し、前記検波手段か
ら出力された検波信号の歪を除去するリニアライザを具
備した。 Ｖo (t) ＝Ｖ(t) ＋Ｖ3 (t)／３ （Ｖ(t)：入力信号、Ｖo (t)：出力信号） 請求項６の復調装置は、請求項３乃至５に記載の復調装
置であって、前記変換手段が、入力されたＳＳＢ信号と
２倍のキャリア周波数とを乗算して乗算信号を出力する
乗算器（２１）と、乗算信号を−１倍した信号を出力す
る増幅器（２２）と、前記キャリア周波数を分周して半
分の周波数のキャリア周波数を得る分周器（２３）と、
入力信号を1/2倍する増幅器（２４）と、乗算信号を−
１倍する増幅器（２２）の出力信号と入力信号を1/2倍
する増幅器（２４）の出力信号と分周器（２３）の出力
信号とを加算する加算器（２５）と、該加算器（２５）
の出力信号に対して、キャリア周波数の３倍の周波数に
おいて充分な除去特性を備えたバンドパスフィルタ（２
６）とを備えている。請求項７の復調装置は、請求項３
乃至５に記載の復調装置であって、前記変換手段が、入
力されたＳＳＢ信号を４倍のキャリア周波数のクロック
のタイミングでサンプリングしてディジタル信号に変換
するＡ／Ｄ変換器（７１）と、該Ａ／Ｄ変換器（７１）
から出力されたディジタル信号を前記タイミングで４系
統に分配する分配器（７２）と、分配された信号を前記
タイミングでディジタル値〔１，−１〕と乗算／加算す
る演算器（７３）と、演算された４系統のディジタル信
号を前記タイミングで重畳する重畳器（７４）と、重畳
された信号と前記Ａ／Ｄ変換器（７１）の出力とを加算
する加算器（７５）とを備えている。
いては、入力された全搬送波−両側波帯信号の振幅を制
限するリミッタと、該リミッタからの出力信号を周波数
検波する検波手段と、次式で示されるような特性を有
し、前記検波手段から出力された検波信号の歪を除去す
るリニアライザとを具備した。 Ｖo (t) ＝Ｖ(t) ＋Ｖ3 (t)／３ 請求項２の復調装置においては、前記リニアライザが、
入力された検波信号を３乗する累乗器と、該累乗器から
出力された信号に１／３を乗算する乗算器と、該乗算器
から出力された信号と前記入力された検波信号とを加算
する加算器と、からなる構成とした。請求項３の復調装
置においては、入力されたＳＳＢ信号を全搬送波−両側
波帯信号に変換する変換手段と、該変換手段による変換
出力の振幅を制限するリミッタと、該リミッタからの出
力信号を周波数検波する検波手段とを備えた。請求項４
の復調装置においては、請求項３に記載の復調装置に、
検波手段から出力された検波信号の奇数次歪を除去する
リニアライザを具備した。請求項５の復調装置において
は、次式で示されるような特性を有し、前記検波手段か
ら出力された検波信号の歪を除去するリニアライザを具
備した。 Ｖo (t) ＝Ｖ(t) ＋Ｖ3 (t)／３ （Ｖ(t)：入力信号、Ｖo (t)：出力信号） 請求項６の復調装置は、請求項３乃至５に記載の復調装
置であって、前記変換手段が、入力されたＳＳＢ信号と
２倍のキャリア周波数とを乗算して乗算信号を出力する
乗算器（２１）と、乗算信号を−１倍した信号を出力す
る増幅器（２２）と、前記キャリア周波数を分周して半
分の周波数のキャリア周波数を得る分周器（２３）と、
入力信号を1/2倍する増幅器（２４）と、乗算信号を−
１倍する増幅器（２２）の出力信号と入力信号を1/2倍
する増幅器（２４）の出力信号と分周器（２３）の出力
信号とを加算する加算器（２５）と、該加算器（２５）
の出力信号に対して、キャリア周波数の３倍の周波数に
おいて充分な除去特性を備えたバンドパスフィルタ（２
６）とを備えている。請求項７の復調装置は、請求項３
乃至５に記載の復調装置であって、前記変換手段が、入
力されたＳＳＢ信号を４倍のキャリア周波数のクロック
のタイミングでサンプリングしてディジタル信号に変換
するＡ／Ｄ変換器（７１）と、該Ａ／Ｄ変換器（７１）
から出力されたディジタル信号を前記タイミングで４系
統に分配する分配器（７２）と、分配された信号を前記
タイミングでディジタル値〔１，−１〕と乗算／加算す
る演算器（７３）と、演算された４系統のディジタル信
号を前記タイミングで重畳する重畳器（７４）と、重畳
された信号と前記Ａ／Ｄ変換器（７１）の出力とを加算
する加算器（７５）とを備えている。
【０００６】
【作用】請求項１においては、まず、リミッタにおい
て、入力された全搬送波−両側波帯信号ＳDを所定の振
幅に制限して、フェージング等による振幅歪を除去す
る。検波手段においては、前記リミッタからの出力信号
を周波数検波して検波信号を出力する。そして、次式
（１１）で示される特性のリニアライザを通すことによ
り前記検波信号から、簡単に奇数次歪を除去して出力信
号を得ることができる。 Ｖo (t) ＝Ｖ(t) ＋Ｖ3 (t)／３ ・・・・・（１１） この式（１１）で示されるような特性のリニアライザ
は、簡単に実現することができるものである。このよう
にして奇数次歪が除去されるのである。請求項２では、
入力された検波信号を３乗する累乗器と、該累乗器から
出力された信号に１／３を乗算する乗算器と、該乗算器
から出力された信号と前記入力された検波信号とを加算
する加算器と、からなる構成としたので、奇数次歪が除
去されるのである。また、請求項３においては、入力さ
れた信号が全搬送波−両側波帯信号でなく、ＳＳＢ信号
（Ｒ３Ｅ，Ｈ３Ｅ，Ｊ３Ｅ）である場合には、まず、変
換手段において、入力されたＳＳＢ信号を前記同様の全
搬送波−両側波帯信号に変換する。なお、ＳＳＢ信号で
あれば基本的には電波形式は何でもよい。以降のリミッ
タと検波手段における処理は、上述と同様である。請求
項３の検波信号には、奇数次歪は含まれているが偶数次
歪は含まれていない。そこで、請求項４においては、リ
ニアライザで奇数次歪を除去することによって、高品質
の復調信号が得られるのである。次に、本願の作用を更
に詳しく説明しておく。まず、変換手段、リミッタ、検
波手段を説明する。ここでは、ＳＳＢ信号として、次式
（３）で示される帯域制限ＬＳＢ（Lower Side Band）
信号ＳL を例にとって説明する。 ＳL ＝g(t)cos(ωct)＋g#(t)sin(ωct) ・・・（３） ただし、g(t)は帯域制限された信号（｜g(t)｜≦１）、
g#(t) はg(t)のヒルベルト変換である。上記信号は、変
換手段において、２倍のキャリア周波数（２ωc）と乗
算されるので、次式で示される。 ＳLcos(２ωct)＝｛g(t)cos(ωct)＋g#(t)sin(ωct)｝cos(２ωct) ＝1/2 ｛g(t)cos(ωct)−g#(t)sin(ωct)｝ ＋1/2｛g(t)cos(３ωct)＋g#(t)sin(３ωct)｝ ・・・（４） さらに、前式（３）と前式（４）より、次式が得られ
る。 Ｓ＝m（1/2ＳL−ＳLcos(２ωct)）＋cos(ωct) ・・・（５） この式（５）で示される信号Ｓをバンドパスフィルタに
入力して、３倍のキャリア周波数の成分を除去すると、
次式で示される全搬送波ＤＳＢ（Double SideBand） 信
号ＳD が得られる。 ＳD ＝cos(ωct)＋mg#(t)sin(ωct) ・・・・（６） ただし、０＜m ＜1 。この式（６）から、 ＳD ＝A(t)cos(ωct −Φ(t)) ・・・・（７）
て、入力された全搬送波−両側波帯信号ＳDを所定の振
幅に制限して、フェージング等による振幅歪を除去す
る。検波手段においては、前記リミッタからの出力信号
を周波数検波して検波信号を出力する。そして、次式
（１１）で示される特性のリニアライザを通すことによ
り前記検波信号から、簡単に奇数次歪を除去して出力信
号を得ることができる。 Ｖo (t) ＝Ｖ(t) ＋Ｖ3 (t)／３ ・・・・・（１１） この式（１１）で示されるような特性のリニアライザ
は、簡単に実現することができるものである。このよう
にして奇数次歪が除去されるのである。請求項２では、
入力された検波信号を３乗する累乗器と、該累乗器から
出力された信号に１／３を乗算する乗算器と、該乗算器
から出力された信号と前記入力された検波信号とを加算
する加算器と、からなる構成としたので、奇数次歪が除
去されるのである。また、請求項３においては、入力さ
れた信号が全搬送波−両側波帯信号でなく、ＳＳＢ信号
（Ｒ３Ｅ，Ｈ３Ｅ，Ｊ３Ｅ）である場合には、まず、変
換手段において、入力されたＳＳＢ信号を前記同様の全
搬送波−両側波帯信号に変換する。なお、ＳＳＢ信号で
あれば基本的には電波形式は何でもよい。以降のリミッ
タと検波手段における処理は、上述と同様である。請求
項３の検波信号には、奇数次歪は含まれているが偶数次
歪は含まれていない。そこで、請求項４においては、リ
ニアライザで奇数次歪を除去することによって、高品質
の復調信号が得られるのである。次に、本願の作用を更
に詳しく説明しておく。まず、変換手段、リミッタ、検
波手段を説明する。ここでは、ＳＳＢ信号として、次式
（３）で示される帯域制限ＬＳＢ（Lower Side Band）
信号ＳL を例にとって説明する。 ＳL ＝g(t)cos(ωct)＋g#(t)sin(ωct) ・・・（３） ただし、g(t)は帯域制限された信号（｜g(t)｜≦１）、
g#(t) はg(t)のヒルベルト変換である。上記信号は、変
換手段において、２倍のキャリア周波数（２ωc）と乗
算されるので、次式で示される。 ＳLcos(２ωct)＝｛g(t)cos(ωct)＋g#(t)sin(ωct)｝cos(２ωct) ＝1/2 ｛g(t)cos(ωct)−g#(t)sin(ωct)｝ ＋1/2｛g(t)cos(３ωct)＋g#(t)sin(３ωct)｝ ・・・（４） さらに、前式（３）と前式（４）より、次式が得られ
る。 Ｓ＝m（1/2ＳL−ＳLcos(２ωct)）＋cos(ωct) ・・・（５） この式（５）で示される信号Ｓをバンドパスフィルタに
入力して、３倍のキャリア周波数の成分を除去すると、
次式で示される全搬送波ＤＳＢ（Double SideBand） 信
号ＳD が得られる。 ＳD ＝cos(ωct)＋mg#(t)sin(ωct) ・・・・（６） ただし、０＜m ＜1 。この式（６）から、 ＳD ＝A(t)cos(ωct −Φ(t)) ・・・・（７）
【数１】
が得られる。前式（７）で表された信号ＳD を、リミッ
タによって所定の振幅に制限して、振幅の変動を無く
す。検波手段において周波数検波すると、次式で表され
る信号Ｕ(t) が得られる。 Ｕ(t) ＝−Φ’(t)／２π ・・・・（８） この式（８）にテイラーの定理を用いて展開すると次式
で表される。 Ｕ(t) ＝−｛mg#(t)− (mg#(t))3／３ ＋ (mg#(t))5／５ −・・・｝’／２π・・・（９） この式（９）で示される信号を積分して、次式（１０）
で示される検波信号Ｖ(t) が得られる。 Ｖ(t) ＝mg#(t)− (mg#(t))3／３＋Ｏ(m5) ・・・（１０） ここで、Ｏ(m5)は、無視できるレベルである５次以上の
歪の総称を示し、以下、この無視できるレベルである５
次以上の歪の総称をＯ(m5)と表す。前式（１０）によれ
ば、奇数次の歪は存在するが、偶数次の歪が存在してい
ないことが示されている。このようにして、フェージン
グによる振幅歪が除去された検波信号Ｖ(t) が得られる
のである。以上が、変換手段、リミッタ、および検波手
段の作用の説明である。次に、請求項１におけるリニア
ライザの作用を説明する。即ち、次式（１１）で示され
る特性のリニアライザを用いることにより前式（１０）
で示される検波信号Ｖ(t) から、簡単に奇数次歪を除去
して、出力信号Ｖo (t) を得ることができる。 Ｖo (t) ＝Ｖ(t) ＋Ｖ3 (t)／３ ・・・・・（１１） この式（１１）で示されるような特性のリニアライザ
は、簡単に実現することができるものである。このよう
にして、式（１１）の特性のリニアライザによって奇数
次歪が除去されるのである。
タによって所定の振幅に制限して、振幅の変動を無く
す。検波手段において周波数検波すると、次式で表され
る信号Ｕ(t) が得られる。 Ｕ(t) ＝−Φ’(t)／２π ・・・・（８） この式（８）にテイラーの定理を用いて展開すると次式
で表される。 Ｕ(t) ＝−｛mg#(t)− (mg#(t))3／３ ＋ (mg#(t))5／５ −・・・｝’／２π・・・（９） この式（９）で示される信号を積分して、次式（１０）
で示される検波信号Ｖ(t) が得られる。 Ｖ(t) ＝mg#(t)− (mg#(t))3／３＋Ｏ(m5) ・・・（１０） ここで、Ｏ(m5)は、無視できるレベルである５次以上の
歪の総称を示し、以下、この無視できるレベルである５
次以上の歪の総称をＯ(m5)と表す。前式（１０）によれ
ば、奇数次の歪は存在するが、偶数次の歪が存在してい
ないことが示されている。このようにして、フェージン
グによる振幅歪が除去された検波信号Ｖ(t) が得られる
のである。以上が、変換手段、リミッタ、および検波手
段の作用の説明である。次に、請求項１におけるリニア
ライザの作用を説明する。即ち、次式（１１）で示され
る特性のリニアライザを用いることにより前式（１０）
で示される検波信号Ｖ(t) から、簡単に奇数次歪を除去
して、出力信号Ｖo (t) を得ることができる。 Ｖo (t) ＝Ｖ(t) ＋Ｖ3 (t)／３ ・・・・・（１１） この式（１１）で示されるような特性のリニアライザ
は、簡単に実現することができるものである。このよう
にして、式（１１）の特性のリニアライザによって奇数
次歪が除去されるのである。
【０００７】
【実施例】以下に、本発明にかかる復調装置を、その実
施例を示した図面に基づいて詳細に説明する。図１は、
本発明にかかる復調装置１のブロック図である。図にお
いて、２は入力されたＳＳＢ信号をＤＳＢ信号に変換す
る変換器、３は変換されたＤＳＢ信号の振幅を制限する
リミッタ、４は偶数次歪の含まれない検波信号を得る周
波数検波器、５は検波信号から奇数次歪を除去するリニ
アライザである。
施例を示した図面に基づいて詳細に説明する。図１は、
本発明にかかる復調装置１のブロック図である。図にお
いて、２は入力されたＳＳＢ信号をＤＳＢ信号に変換す
る変換器、３は変換されたＤＳＢ信号の振幅を制限する
リミッタ、４は偶数次歪の含まれない検波信号を得る周
波数検波器、５は検波信号から奇数次歪を除去するリニ
アライザである。
【０００８】前記変換器２をアナログ方式で実現した例
を図２に示す。図２において、２１は入力信号と２倍の
キャリア周波数cos(2 ωc t)とを乗算して乗算信号Ｓ
mixを出力する乗算器、２２は乗算信号Ｓ mixを−１倍
した信号（−Ｓ mix）を出力する増幅器、２３は前記キ
ャリア周波数cos(2 ωc t)を分周して半分の周波数のキ
ャリア周波数cos(ωc t)を得る分周器、２４は入力信号
Ｓ L を1/2 倍する増幅器、２５は増幅器２２の出力信号
（−Ｓ mix）と増幅器２４の出力信号1/2 ＳL と、分周
器２３の出力信号cos(ωc t)とを加算する加算器であ
る。２６はキャリア周波数の３倍の周波数において充分
な除去特性を備えたバンドパスフィルタである。
を図２に示す。図２において、２１は入力信号と２倍の
キャリア周波数cos(2 ωc t)とを乗算して乗算信号Ｓ
mixを出力する乗算器、２２は乗算信号Ｓ mixを−１倍
した信号（−Ｓ mix）を出力する増幅器、２３は前記キ
ャリア周波数cos(2 ωc t)を分周して半分の周波数のキ
ャリア周波数cos(ωc t)を得る分周器、２４は入力信号
Ｓ L を1/2 倍する増幅器、２５は増幅器２２の出力信号
（−Ｓ mix）と増幅器２４の出力信号1/2 ＳL と、分周
器２３の出力信号cos(ωc t)とを加算する加算器であ
る。２６はキャリア周波数の３倍の周波数において充分
な除去特性を備えたバンドパスフィルタである。
【０００９】入力されたＳＳＢ信号ＳL を、ＳL ＝ mg
(t)cos(ωc t)＋ mg#(t)sin( ωc t) として、乗算器
２１において、２倍のキャリア周波数cos (2ωc t)と乗
算すると、得られた乗算信号Ｓ mixは、前述したように
次式で表せる。 Ｓ mix＝1/2 ｛mg(t)cos( ωc t)−mg#(t)sin(ωc t)｝
＋1/2 ｛mg(t)cos(3ωc t)＋mg#(t)sin( 3ωc t)｝ 次に増幅器２２によって信号（−Ｓ mix）を得る。ま
た、分周器２３においては、２倍のキャリア周波数cos
(2ωc t)を分周してキャリア周波数cos(ωc t)を得、増
幅器２４においては入力信号ＳL を1/2 倍して信号1/2
ＳL を得る。そして、加算器２５においては、前記信号
1/2 ＳL 、信号（−Ｓ mix）及び信号cos(ωc t)を加算
して、次式の信号を得る。 1/2 ＳL −Ｓ mix＋cos(ωc t)＝cos(ωc t)＋mg#(t)si
n(ωc t)−1/2 ｛mg(t)cos(3ωc t)＋mg#(t)sin( 3ωc
t)｝
(t)cos(ωc t)＋ mg#(t)sin( ωc t) として、乗算器
２１において、２倍のキャリア周波数cos (2ωc t)と乗
算すると、得られた乗算信号Ｓ mixは、前述したように
次式で表せる。 Ｓ mix＝1/2 ｛mg(t)cos( ωc t)−mg#(t)sin(ωc t)｝
＋1/2 ｛mg(t)cos(3ωc t)＋mg#(t)sin( 3ωc t)｝ 次に増幅器２２によって信号（−Ｓ mix）を得る。ま
た、分周器２３においては、２倍のキャリア周波数cos
(2ωc t)を分周してキャリア周波数cos(ωc t)を得、増
幅器２４においては入力信号ＳL を1/2 倍して信号1/2
ＳL を得る。そして、加算器２５においては、前記信号
1/2 ＳL 、信号（−Ｓ mix）及び信号cos(ωc t)を加算
して、次式の信号を得る。 1/2 ＳL −Ｓ mix＋cos(ωc t)＝cos(ωc t)＋mg#(t)si
n(ωc t)−1/2 ｛mg(t)cos(3ωc t)＋mg#(t)sin( 3ωc
t)｝
【００１０】この信号を前記バンドパスフィルタ２６に
入力して３倍のキャリア周波数の成分を除去すると、次
式で示される全搬送波ＤＳＢ信号ＳD が得られる。 ＳD ＝cos(ωc t)＋mg#(t)sin(ωc t) このようにして得られた信号ＳD を、リミッタ３によっ
て所定の振幅に制限して、周波数検波器４に入力して、
次式で示される検波信号Ｖ(t) を得る。 Ｖ(t) ＝mg#(t)− (mg#(t))3/3＋Ｏ(m5) ここで、歪成分｛− (mg#(t))3/3＋Ｏ(m5)｝が微小であ
れば、リニアライザがなくても充分である。しかし、更
に高品質の信号を得るには、検波信号Ｖ(t) を次式で示
される特性のリニアライザ５に入力することにより、奇
数次歪が除去された出力信号Ｖo (t) を得ることができ
る。 Ｖo (t) ＝Ｖ(t) ＋Ｖ3 (t)/3 このような特性のリニアライザ５は、図３に示すように
簡単に実現することができるものである。図３におい
て、５１は入力された全搬送波ＤＳＢ信号を３乗する累
乗器、５２は３乗された信号に1/3 を乗算する乗算器、
５３は前記乗算器５２の出力と前記入力された全搬送波
ＤＳＢ信号とを加算する加算器である。このような簡単
な構成のリニアライザ５で偶数次歪も奇数次歪も無い検
波信号を得ることができるのである。
入力して３倍のキャリア周波数の成分を除去すると、次
式で示される全搬送波ＤＳＢ信号ＳD が得られる。 ＳD ＝cos(ωc t)＋mg#(t)sin(ωc t) このようにして得られた信号ＳD を、リミッタ３によっ
て所定の振幅に制限して、周波数検波器４に入力して、
次式で示される検波信号Ｖ(t) を得る。 Ｖ(t) ＝mg#(t)− (mg#(t))3/3＋Ｏ(m5) ここで、歪成分｛− (mg#(t))3/3＋Ｏ(m5)｝が微小であ
れば、リニアライザがなくても充分である。しかし、更
に高品質の信号を得るには、検波信号Ｖ(t) を次式で示
される特性のリニアライザ５に入力することにより、奇
数次歪が除去された出力信号Ｖo (t) を得ることができ
る。 Ｖo (t) ＝Ｖ(t) ＋Ｖ3 (t)/3 このような特性のリニアライザ５は、図３に示すように
簡単に実現することができるものである。図３におい
て、５１は入力された全搬送波ＤＳＢ信号を３乗する累
乗器、５２は３乗された信号に1/3 を乗算する乗算器、
５３は前記乗算器５２の出力と前記入力された全搬送波
ＤＳＢ信号とを加算する加算器である。このような簡単
な構成のリニアライザ５で偶数次歪も奇数次歪も無い検
波信号を得ることができるのである。
【００１１】このようにして、以上の構成の復調装置１
によれば、周波数検波をして偶数次歪を含んでいない検
波信号を得て、奇数次歪は簡単な構成のリニアライザで
除去できるので、従来に比較して簡単な構成で、ＲＺＳ
ＳＢ方式と同様の効果が得られる復調装置を提供できる
という効果が得られるのである。また、ヒルベルト変換
器等を要しないので、簡単な構成で上記効果が得られる
のである。なお、入力信号が全搬送波ＤＳＢ信号であれ
ば、当然変換器は不要であり、更に簡単な構成となる。
によれば、周波数検波をして偶数次歪を含んでいない検
波信号を得て、奇数次歪は簡単な構成のリニアライザで
除去できるので、従来に比較して簡単な構成で、ＲＺＳ
ＳＢ方式と同様の効果が得られる復調装置を提供できる
という効果が得られるのである。また、ヒルベルト変換
器等を要しないので、簡単な構成で上記効果が得られる
のである。なお、入力信号が全搬送波ＤＳＢ信号であれ
ば、当然変換器は不要であり、更に簡単な構成となる。
【００１２】以上の実施例においては、アナログ方式の
変換器２を示したが、以下に示すようにディジタル方式
の変換器７を用いることも可能である。ディジタル方式
の変換器は、特願平５−１９７４６６号と特願平５−２
４２８４７号とにおいて詳細に開示したデマルチプレク
サとマルチプレクサを用いた技術を応用することができ
る。図４に示したディジタル方式の変換器７において、
７１は入力信号を周波数４fcのクロックのタイミングで
サンプリングしてディジタル信号に変換するＡ／Ｄ変換
器、７２はディジタル信号を前記タイミングで４系統に
分配する分配器、７３は分配された信号を前記タイミン
グでディジタル値〔１，−１〕と乗算／加算する演算
器、７４は演算された４系統のディジタル信号を前記タ
イミングで重畳する重畳器、７５は重畳された信号と前
記Ａ／Ｄ変換器７１の出力とを加算してディジタル全搬
送波ＤＳＢ信号を出力する加算器である。
変換器２を示したが、以下に示すようにディジタル方式
の変換器７を用いることも可能である。ディジタル方式
の変換器は、特願平５−１９７４６６号と特願平５−２
４２８４７号とにおいて詳細に開示したデマルチプレク
サとマルチプレクサを用いた技術を応用することができ
る。図４に示したディジタル方式の変換器７において、
７１は入力信号を周波数４fcのクロックのタイミングで
サンプリングしてディジタル信号に変換するＡ／Ｄ変換
器、７２はディジタル信号を前記タイミングで４系統に
分配する分配器、７３は分配された信号を前記タイミン
グでディジタル値〔１，−１〕と乗算／加算する演算
器、７４は演算された４系統のディジタル信号を前記タ
イミングで重畳する重畳器、７５は重畳された信号と前
記Ａ／Ｄ変換器７１の出力とを加算してディジタル全搬
送波ＤＳＢ信号を出力する加算器である。
【００１３】図４の変換器７にて得たディジタル全搬送
波ＤＳＢ信号を、図５の構成のリニアライザ８に入力す
る。これは図３の構成をディジタル処理方式で実現した
ものである。図５において、８１は入力されたディジタ
ル全搬送波ＤＳＢ信号を３乗するディジタル累乗器、８
２は３乗されたディジタル値に1／３ を乗算するディジ
タル乗算器、８３は前記ディジタル乗算器８２の出力と
前記入力されたディジタル全搬送波ＤＳＢ信号とを加算
するディジタル加算器である。このような簡単な構成の
リニアライザ８で偶数次歪も奇数次歪も無い検波信号を
得ることができるのである。なお、ディジタル処理の場
合には、ＤＳＰを用いて実現することも可能である。い
ずれにせよ、帯域制限されたＳＳＢ信号に対して、逆サ
イドバンドＳＳＢ成分とキャリア成分を生成し、全搬送
波ＤＳＢ信号を生成し、この全搬送波ＤＳＢ信号をリミ
ッタと周波数検波手段によって復調すれば、簡単な構成
のリニアライザで奇数次の歪を除去できるのである。ま
た、入力される信号は、ＳＳＢ信号であれば電波形式は
何でもよい。そして、振幅変調された信号の場合には、
従来はフェージング等の影響を受けやすいので移動体通
信には適用しにくかったが、本発明によって、リミッタ
と周波数検波手段を用いることによってＲＺＳＳＢ方式
と同様にフェージング等の影響を受けにくくなるので、
移動体通信に適用しやすくなるという効果も得られる。
波ＤＳＢ信号を、図５の構成のリニアライザ８に入力す
る。これは図３の構成をディジタル処理方式で実現した
ものである。図５において、８１は入力されたディジタ
ル全搬送波ＤＳＢ信号を３乗するディジタル累乗器、８
２は３乗されたディジタル値に1／３ を乗算するディジ
タル乗算器、８３は前記ディジタル乗算器８２の出力と
前記入力されたディジタル全搬送波ＤＳＢ信号とを加算
するディジタル加算器である。このような簡単な構成の
リニアライザ８で偶数次歪も奇数次歪も無い検波信号を
得ることができるのである。なお、ディジタル処理の場
合には、ＤＳＰを用いて実現することも可能である。い
ずれにせよ、帯域制限されたＳＳＢ信号に対して、逆サ
イドバンドＳＳＢ成分とキャリア成分を生成し、全搬送
波ＤＳＢ信号を生成し、この全搬送波ＤＳＢ信号をリミ
ッタと周波数検波手段によって復調すれば、簡単な構成
のリニアライザで奇数次の歪を除去できるのである。ま
た、入力される信号は、ＳＳＢ信号であれば電波形式は
何でもよい。そして、振幅変調された信号の場合には、
従来はフェージング等の影響を受けやすいので移動体通
信には適用しにくかったが、本発明によって、リミッタ
と周波数検波手段を用いることによってＲＺＳＳＢ方式
と同様にフェージング等の影響を受けにくくなるので、
移動体通信に適用しやすくなるという効果も得られる。
【００１４】
【発明の効果】このようにして、請求項１の復調装置に
よれば、リミッタと周波数検波を適用することにより、
ＲＺＳＳＢ方式と同様にフェージングの影響を受けにく
い等の効果が得られるとともに、簡単な構成のリニアラ
イザで奇数次歪を除去して、高品質の信号が得られるの
で、優れた特性の復調装置を簡単な構成即ち低コストで
コンパクトに提供できるという効果が得られる。さら
に、請求項２の復調装置によれば、簡単な構成のリニア
ライザで偶数次歪も奇数次歪も無い検波信号を得ること
ができる。また、請求項３の復調装置によれば、入力さ
れたＳＳＢ信号を全搬送波−両側波帯信号に変換してか
ら処理し、リミッタと周波数検波手段によって復調する
ので、ＳＳＢ信号でも、ＲＺＳＳＢ方式と同様にフェー
ジングの影響を受けにくい等の効果が得られる。また、
請求項４、５の復調装置によれば、請求項３の検波手段
によって得た検波信号の奇数次歪を簡単な構成のリニア
ライザで除去して、更に高品質の信号が得られるので、
優れた特性の復調装置を簡単な構成即ち低コストでコン
パクトに提供できるという効果が得られる。請求項６に
よれば、アナログ処理によって上記効果の得られる復調
装置を提供することができる。請求項７によれば、デジ
タル処理によって上記効果の得られる復調装置を提供す
ることができる。
よれば、リミッタと周波数検波を適用することにより、
ＲＺＳＳＢ方式と同様にフェージングの影響を受けにく
い等の効果が得られるとともに、簡単な構成のリニアラ
イザで奇数次歪を除去して、高品質の信号が得られるの
で、優れた特性の復調装置を簡単な構成即ち低コストで
コンパクトに提供できるという効果が得られる。さら
に、請求項２の復調装置によれば、簡単な構成のリニア
ライザで偶数次歪も奇数次歪も無い検波信号を得ること
ができる。また、請求項３の復調装置によれば、入力さ
れたＳＳＢ信号を全搬送波−両側波帯信号に変換してか
ら処理し、リミッタと周波数検波手段によって復調する
ので、ＳＳＢ信号でも、ＲＺＳＳＢ方式と同様にフェー
ジングの影響を受けにくい等の効果が得られる。また、
請求項４、５の復調装置によれば、請求項３の検波手段
によって得た検波信号の奇数次歪を簡単な構成のリニア
ライザで除去して、更に高品質の信号が得られるので、
優れた特性の復調装置を簡単な構成即ち低コストでコン
パクトに提供できるという効果が得られる。請求項６に
よれば、アナログ処理によって上記効果の得られる復調
装置を提供することができる。請求項７によれば、デジ
タル処理によって上記効果の得られる復調装置を提供す
ることができる。
【図１】本発明にかかる復調装置の実施例のブロック図
である。
である。
【図２】同復調装置に用いる変換器をアナログ方式で実
現した場合のブロック図である。
現した場合のブロック図である。
【図３】図２の変換器に組み合わせるリニアライザのブ
ロック図である。
ロック図である。
【図４】同復調装置に用いる変換器をディジタル方式で
実現した場合のブロック図である。
実現した場合のブロック図である。
【図５】図４の変換器に組み合わせるリニアライザのブ
ロック図である。
ロック図である。
１ 復調装置
２ 変換器（変換手段）
３ リミッタ
４ 周波数検波器（検波手段）
５ リニアライザ
─────────────────────────────────────────────────────
フロントページの続き
(56)参考文献 特開 昭61−137431（ＪＰ，Ａ)
特開 昭61−184906（ＪＰ，Ａ)
特開 昭62−166605（ＪＰ，Ａ)
特開 昭62−98808（ＪＰ，Ａ)
特開 昭61−172413（ＪＰ，Ａ)
特開 昭56−68006（ＪＰ，Ａ)
特開 昭63−263832（ＪＰ，Ａ)
特開 平７−7327（ＪＰ，Ａ)
(58)調査した分野(Int.Cl.7，ＤＢ名)
H03D 1/22 - 1/24
H04B 1/26 - 1/30
Claims (7)
- 【請求項１】入力された全搬送波−両側波帯信号の振幅
を制限するリミッタと、 該リミッタからの出力信号を周波数検波する検波手段
と、 次式で示されるような特性を有し、前記検波手段から出
力された検波信号の歪を除去するリニアライザとを具備
したことを特徴とする復調装置。 Ｖo (t) ＝Ｖ(t) ＋Ｖ3 (t)／３ （Ｖ(t)：入力信号、Ｖo (t)：出力信号） - 【請求項２】請求項１に記載の復調装置であって、 前記リニアライザが、入力された検波信号を３乗する累
乗器と、 該累乗器から出力された信号に１／３を乗算する乗算器
と、 該乗算器から出力された信号と前記入力された検波信号
とを加算する加算器と、からなることを特徴とする復調
装置。 - 【請求項３】入力されたＳＳＢ信号を全搬送波−両側波
帯信号に変換する変換手段と、 該変換手段による変換出力の振幅を制限するリミッタ
と、 該リミッタからの出力信号を周波数検波する検波手段と
を備えたことを特徴とする復調装置。 - 【請求項４】請求項３に記載の復調装置であって、 検波手段から出力された検波信号の奇数次歪を除去する
リニアライザを具備したことを特徴とする復調装置。 - 【請求項５】請求項３に記載の復調装置であって、 次式で示されるような特性を有し、前記検波手段から出
力された検波信号の歪を除去するリニアライザを具備し
たことを特徴とする復調装置。 Ｖo (t) ＝Ｖ(t) ＋Ｖ3 (t)／３ （Ｖ(t)：入力信号、Ｖo (t)：出力信号） - 【請求項６】請求項３乃至５に記載の復調装置であっ
て、 前記変換手段が、 入力されたＳＳＢ信号と２倍のキャリア周波数とを乗算
して乗算信号を出力する乗算器（２１）と、 乗算信号を−１倍した信号を出力する増幅器（２２）
と、 前記キャリア周波数を分周して半分の周波数のキャリア
周波数を得る分周器（２３）と、 入力信号を1/2倍する増幅器（２４）と、 乗算信号を−１倍する増幅器（２２）の出力信号と入力
信号を1/2倍する増幅器（２４）の出力信号と分周器
（２３）の出力信号とを加算する加算器（２５）と、 該加算器（２５）の出力信号に対して、キャリア周波数
の３倍の周波数において充分な除去特性を備えたバンド
パスフィルタ（２６）とからなることを特徴とする復調
装置。 - 【請求項７】請求項３乃至５に記載の復調装置であっ
て、 前記変換手段が、 入力されたＳＳＢ信号を４倍のキャリア周波数のクロッ
クのタイミングでサンプリングしてディジタル信号に変
換するＡ／Ｄ変換器（７１）と、 該Ａ／Ｄ変換器（７１）から出力されたディジタル信号
を前記タイミングで４系統に分配する分配器（７２）
と、 分配された信号を前記タイミングでディジタル値〔１，
−１〕と乗算／加算する演算器（７３）と、 演算された４系統のディジタル信号を前記タイミングで
重畳する重畳器（７４）と、 重畳された信号と前記Ａ／Ｄ変換器（７１）の出力とを
加算する加算器（７５）とからなることを特徴とする復
調装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP14944594A JP3489795B2 (ja) | 1994-06-30 | 1994-06-30 | 復調装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP14944594A JP3489795B2 (ja) | 1994-06-30 | 1994-06-30 | 復調装置 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH0818344A JPH0818344A (ja) | 1996-01-19 |
| JP3489795B2 true JP3489795B2 (ja) | 2004-01-26 |
Family
ID=15475280
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP14944594A Expired - Lifetime JP3489795B2 (ja) | 1994-06-30 | 1994-06-30 | 復調装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP3489795B2 (ja) |
-
1994
- 1994-06-30 JP JP14944594A patent/JP3489795B2/ja not_active Expired - Lifetime
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPH0818344A (ja) | 1996-01-19 |
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