JP2748536B2 - 直交信号復調装置 - Google Patents
直交信号復調装置Info
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- JP2748536B2 JP2748536B2 JP1106230A JP10623089A JP2748536B2 JP 2748536 B2 JP2748536 B2 JP 2748536B2 JP 1106230 A JP1106230 A JP 1106230A JP 10623089 A JP10623089 A JP 10623089A JP 2748536 B2 JP2748536 B2 JP 2748536B2
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Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03D—DEMODULATION OR TRANSFERENCE OF MODULATION FROM ONE CARRIER TO ANOTHER
- H03D1/00—Demodulation of amplitude-modulated oscillations
- H03D1/22—Homodyne or synchrodyne circuits
- H03D1/2245—Homodyne or synchrodyne circuits using two quadrature channels
Description
【発明の詳細な説明】 〔産業上の利用分野〕 本発明は直交信号復調装置に関し、特に入力ダイナミ
ックレンジが大きくしかも信号が入力される瞬間から動
作することが要求されるため自動利得制御を行うことが
困難な分野において、振幅情報を失なうことなく復調出
力を得ることができる直交信号復調装置に関する。
ックレンジが大きくしかも信号が入力される瞬間から動
作することが要求されるため自動利得制御を行うことが
困難な分野において、振幅情報を失なうことなく復調出
力を得ることができる直交信号復調装置に関する。
第２図および第３図は従来の直交信号復調装置の第１
および第２の例を示すブロック図である。
および第２の例を示すブロック図である。
第２図を参照すると、第１の従来例の直交信号復調装
置は、自動利得制御回路101と、90゜分波器102と、基準
信号発生器103と、乗算器104および105とを備えてお
り、この２つの乗算器104,105の出力は直交復調出力と
なる。
置は、自動利得制御回路101と、90゜分波器102と、基準
信号発生器103と、乗算器104および105とを備えてお
り、この２つの乗算器104,105の出力は直交復調出力と
なる。
また第３図を参照すると、第２の従来例の直交信号復
調装置は、振幅制限器201と位相検出器202とを用いて入
力振幅を制限しているため、振幅情報は失なわれて、角
度情報のみが得られるものである。
調装置は、振幅制限器201と位相検出器202とを用いて入
力振幅を制限しているため、振幅情報は失なわれて、角
度情報のみが得られるものである。
この第１の従来例では、急激な入力レベルの変化があ
ったとき、自動利得制御回路101の応答特性が問題とな
る。特に入力信号がバースト的に入力されるときには、
バースト信号の立ち上がりにおいて自動利得制御回路10
1の利得が非常に高く設定されているため、乗算器104,1
05が飽和して振幅情報が失なわれる。そこでこれを防ぐ
ために、自動利得制御を行わず全入力に対して乗算器10
4,105の飽和を防ぐようなレベル設定を行うと、レベル
低下時に乗算器104,105のオフセットによる誤差が増大
するという問題点があった。
ったとき、自動利得制御回路101の応答特性が問題とな
る。特に入力信号がバースト的に入力されるときには、
バースト信号の立ち上がりにおいて自動利得制御回路10
1の利得が非常に高く設定されているため、乗算器104,1
05が飽和して振幅情報が失なわれる。そこでこれを防ぐ
ために、自動利得制御を行わず全入力に対して乗算器10
4,105の飽和を防ぐようなレベル設定を行うと、レベル
低下時に乗算器104,105のオフセットによる誤差が増大
するという問題点があった。
また、第２の従来例では、振幅制限器201により振幅
情報が完全に失なわれる。このためすべてのダイナミッ
クレンジに亘り振幅情報が必要となる等価器などを有す
る復調器には用いることができないという問題点があっ
た。
情報が完全に失なわれる。このためすべてのダイナミッ
クレンジに亘り振幅情報が必要となる等価器などを有す
る復調器には用いることができないという問題点があっ
た。
本発明によれば、帯域制限された変調信号を入力しこ
の変調信号の振幅を非線形圧縮する振幅圧縮手段と、前
記変調信号を振幅制限する振幅制限手段と、基準信号を
発生する基準信号発生手段と、前記振幅制限手段の出力
信号と前記基準信号発生手段からの前記基準信号との位
相差を検出する位相検出手段と、前記振幅圧縮手段の出
力の振幅情報と前記位相検出手段の出力の位相情報とを
入力としこの振幅情報に前記非線形圧縮の逆変換演算を
施しこの逆変換演算により復元された振幅と位相情報と
を用いて直交信号を得る演算処理手段とを備え、前記変
調信号の振幅を前記非線形圧縮された後でディジタル化
し、前記演算処理手段において前記直交信号を得ること
により広いダイナミックレンジを有する信号の線形性を
維持しつつ直交出力を得ることを特徴とする直交信号復
調装置が得られる。
の変調信号の振幅を非線形圧縮する振幅圧縮手段と、前
記変調信号を振幅制限する振幅制限手段と、基準信号を
発生する基準信号発生手段と、前記振幅制限手段の出力
信号と前記基準信号発生手段からの前記基準信号との位
相差を検出する位相検出手段と、前記振幅圧縮手段の出
力の振幅情報と前記位相検出手段の出力の位相情報とを
入力としこの振幅情報に前記非線形圧縮の逆変換演算を
施しこの逆変換演算により復元された振幅と位相情報と
を用いて直交信号を得る演算処理手段とを備え、前記変
調信号の振幅を前記非線形圧縮された後でディジタル化
し、前記演算処理手段において前記直交信号を得ること
により広いダイナミックレンジを有する信号の線形性を
維持しつつ直交出力を得ることを特徴とする直交信号復
調装置が得られる。
また、前記演算処理手段の前記逆変換演算において、
前記非線形圧縮された前記変調信号の振幅の最大値を検
出し、この最大値を基準に線形振幅を復元することを特
徴とする直交信号復調装置が得られる。
前記非線形圧縮された前記変調信号の振幅の最大値を検
出し、この最大値を基準に線形振幅を復元することを特
徴とする直交信号復調装置が得られる。
さらに、前記振幅圧縮手段と前記振幅制限手段とを対
数増幅器で同時に実現することを特徴とする直交信号復
調装置が得られる。
数増幅器で同時に実現することを特徴とする直交信号復
調装置が得られる。
本発明では、非線形圧縮された振幅の検出および振幅
制限された信号からの位相検出出力を用いて極座標方式
で復調を行っている。極座標出力は後の信号処理のため
に直交座標に変換を行うこともできる。
制限された信号からの位相検出出力を用いて極座標方式
で復調を行っている。極座標出力は後の信号処理のため
に直交座標に変換を行うこともできる。
次に、本発明の実施例について第１図を参照して説明
する。
する。
第１図は本発明の直交信号復調装置の一実施例を示す
ブロック図である。
ブロック図である。
第１図を参照すると、本実施例の直交信号復調装置
は、図示していない帯域制限用の受信フィルタにより帯
域制限された変調信号を入力しこの変調信号の振幅を非
線形圧縮する振幅圧縮手段としての対数増幅器（LOGア
ンプ）１と、対数増幅器１により対数変換された振幅出
力の不要な高い周波数成分を除去するフィルタ２と、フ
ィルタ２の出力をディジタル化するA/D変換器３と、非
線形圧縮された振幅とは別に対数増幅器１から得られる
振幅制限された変調信号を再度振幅制限して振幅を完全
に一定のレベルにする振幅制限手段としての振幅制限器
（振幅リミッタ）４と、基準信号を発生する基準信号発
生手段としての基準信号発生器６と、振幅制限器４の出
力信号と基準信号発生器６からの基準信号との位相差を
検出する位相検出手段としての位相検出器５と、振幅制
限器４の出力信号の振幅情報と位相検出器５の出力の位
相情報とを用いて広いダイナミックレンジを有する複素
出力を得る演算処理回路７とを備えている。
は、図示していない帯域制限用の受信フィルタにより帯
域制限された変調信号を入力しこの変調信号の振幅を非
線形圧縮する振幅圧縮手段としての対数増幅器（LOGア
ンプ）１と、対数増幅器１により対数変換された振幅出
力の不要な高い周波数成分を除去するフィルタ２と、フ
ィルタ２の出力をディジタル化するA/D変換器３と、非
線形圧縮された振幅とは別に対数増幅器１から得られる
振幅制限された変調信号を再度振幅制限して振幅を完全
に一定のレベルにする振幅制限手段としての振幅制限器
（振幅リミッタ）４と、基準信号を発生する基準信号発
生手段としての基準信号発生器６と、振幅制限器４の出
力信号と基準信号発生器６からの基準信号との位相差を
検出する位相検出手段としての位相検出器５と、振幅制
限器４の出力信号の振幅情報と位相検出器５の出力の位
相情報とを用いて広いダイナミックレンジを有する複素
出力を得る演算処理回路７とを備えている。
ここで、対数増幅器１に入力する帯域制限された信号
の帯域制限に用いる上記受信フィルタとしては、一般に
良く知られているLCフィルタ，セラミックフィルタ,SAW
フィルタ,IC（集積化）フィルタなどが用いられる。
の帯域制限に用いる上記受信フィルタとしては、一般に
良く知られているLCフィルタ，セラミックフィルタ,SAW
フィルタ,IC（集積化）フィルタなどが用いられる。
また、非線形圧縮とは、一般に良く知られている対数
変換（LOG変換）のことを言い、本実施例では対数増幅
器（LOGアンプ）を用いている。入力信号振幅をＸ
（ｔ）とすると、LOGアンプの出力Ｙ（ｔ）は、Ｙ
（ｔ）＝C1・LOG（Ｘ（ｔ））＋C2となる。
変換（LOG変換）のことを言い、本実施例では対数増幅
器（LOGアンプ）を用いている。入力信号振幅をＸ
（ｔ）とすると、LOGアンプの出力Ｙ（ｔ）は、Ｙ
（ｔ）＝C1・LOG（Ｘ（ｔ））＋C2となる。
ここで、C1,C2は定数である。なお、LOGの底は任意で
あり、定数C1に含まれると考える。
あり、定数C1に含まれると考える。
例えば、LOG変換を行わない（すなわち、線形のまま
の）場合にはレベルの非常に小さい信号は有限のビット
数で表現することができずA/D変換を行った時点で振幅
情報が失なわれてしまう。一方、LOG変換を行えばレベ
ルの小さい信号を区別することができる。実際には、理
想的なLOGアンプは存在しないので、それに近似した特
性を持たせた回路として、例えば多段に継続した増幅器
を用い、各段の増幅器の出力を整流して加算する。この
種の素子はレーダなどに使用されている公知のものであ
る。
の）場合にはレベルの非常に小さい信号は有限のビット
数で表現することができずA/D変換を行った時点で振幅
情報が失なわれてしまう。一方、LOG変換を行えばレベ
ルの小さい信号を区別することができる。実際には、理
想的なLOGアンプは存在しないので、それに近似した特
性を持たせた回路として、例えば多段に継続した増幅器
を用い、各段の増幅器の出力を整流して加算する。この
種の素子はレーダなどに使用されている公知のものであ
る。
本実施例では、振幅制限には振幅制限器（振幅リミッ
タ）４を用いている。通常、この振幅リミッタにはAM−
PM変換（信号の振幅を制限するため非線形増幅を行うと
信号の位相が変動してしまう現象）の少ない回路素子
（例えば差動増幅器やダイオードリミッタなど）が用い
られる。AM−PM変換の少ない振幅リミッタであれば位相
情報は維持され、振幅制限された信号を用いて容易に位
相検出を行うことができるからである。
タ）４を用いている。通常、この振幅リミッタにはAM−
PM変換（信号の振幅を制限するため非線形増幅を行うと
信号の位相が変動してしまう現象）の少ない回路素子
（例えば差動増幅器やダイオードリミッタなど）が用い
られる。AM−PM変換の少ない振幅リミッタであれば位相
情報は維持され、振幅制限された信号を用いて容易に位
相検出を行うことができるからである。
次に、演算処理回路７の機能について説明する。
変調信号、すなわち変調情報がのっている正弦波は振
幅情報Ａと位相情報θとを担っており、その信号は複素
信号Ｒ＝Ａ・exp（ｊθ）の形式で表現可能である。こ
こで、ｊは虚数単位である。
幅情報Ａと位相情報θとを担っており、その信号は複素
信号Ｒ＝Ａ・exp（ｊθ）の形式で表現可能である。こ
こで、ｊは虚数単位である。
前述したように、演算処理回路７は振幅情報Ａと位相
情報θとを用いて広いダイナミックレンジを有する複素
出力を得る。つまり、具体的には、LOGアンプにより対
数変換された振幅をその最大値で正規化し、アンチLOG
アンプ（逆変換操作）を通して得られる線形の振幅情報
Ａと、振幅制限された信号の位相を直交復調器またはゼ
ロクロッシング計測による位相計などで計測して得られ
る位相情報θとを用いて広いダイナミックレンジを有す
る極座標形式の複素信号Ｒを得る。
情報θとを用いて広いダイナミックレンジを有する複素
出力を得る。つまり、具体的には、LOGアンプにより対
数変換された振幅をその最大値で正規化し、アンチLOG
アンプ（逆変換操作）を通して得られる線形の振幅情報
Ａと、振幅制限された信号の位相を直交復調器またはゼ
ロクロッシング計測による位相計などで計測して得られ
る位相情報θとを用いて広いダイナミックレンジを有す
る極座標形式の複素信号Ｒを得る。
ここで、振幅情報Ａに関して、非線形圧縮（LOG変
換），逆変換操作（アンチLOG変換）を行わない場合に
は、A/D変換器を用いて80dB程度のダイナミックレンジ
を得るためには16ビット程度のA/D変換器が必要とな
り、消費電力およびコストの点で不利である。一方、本
実施例で使用している対数増幅器では、少ない消費電力
で80dBに近いダイナミックレンジを得ることができてお
り、少ないビット数のA/D変換器を用いて広いダイナミ
ックレンジを得ている。
換），逆変換操作（アンチLOG変換）を行わない場合に
は、A/D変換器を用いて80dB程度のダイナミックレンジ
を得るためには16ビット程度のA/D変換器が必要とな
り、消費電力およびコストの点で不利である。一方、本
実施例で使用している対数増幅器では、少ない消費電力
で80dBに近いダイナミックレンジを得ることができてお
り、少ないビット数のA/D変換器を用いて広いダイナミ
ックレンジを得ている。
また、位相情報θの検出に関して振幅制限を行った出
力を用いることにより、ゼロクロッシング計測などによ
る位相計測が容易となる。なお、極座標はカーティシア
ン座標（Ｒ＝Ｉ＋jQの形式で、Ｉ＝Ａ・cos（θ）,Q＝
Ａ・sin（θ））に容易に変換することができ、後の処
理に便利な座標系を使用すれば良い。
力を用いることにより、ゼロクロッシング計測などによ
る位相計測が容易となる。なお、極座標はカーティシア
ン座標（Ｒ＝Ｉ＋jQの形式で、Ｉ＝Ａ・cos（θ）,Q＝
Ａ・sin（θ））に容易に変換することができ、後の処
理に便利な座標系を使用すれば良い。
続いて、本実施例の動作について説明する。
帯域制限された受信変調信号が対数増幅器１に入力さ
れると、対数増幅器１によって振幅が対数変換されて出
力されると同時に、対数変換出力を得る過程で振幅制限
された信号が得られ、それが出力される。対数変換され
た振幅出力はフィルタ２で不要な高い周波数成分が取り
除かれた後、A/D変換器３に入力されてディジタル化さ
れる。
れると、対数増幅器１によって振幅が対数変換されて出
力されると同時に、対数変換出力を得る過程で振幅制限
された信号が得られ、それが出力される。対数変換され
た振幅出力はフィルタ２で不要な高い周波数成分が取り
除かれた後、A/D変換器３に入力されてディジタル化さ
れる。
一方、対数増幅器１の振幅制限された出力は、振幅制
限器４によって再度振幅制限され、振幅が完全に一定の
レベルに制限された後、位相検出器５に入力されて基準
信号発生器６からの基準信号との位相差が検出される。
限器４によって再度振幅制限され、振幅が完全に一定の
レベルに制限された後、位相検出器５に入力されて基準
信号発生器６からの基準信号との位相差が検出される。
A/D変換器３からのディジタル化された振幅と、位相
検出器５により検出された位相とは演算処理回路７に入
力される。演算処理回路７では、バースト信号を想定し
たときに１ブロック（パケット）の信号を蓄積し、その
最大値を基準として線形振幅に変換を行う。ここで得ら
れた線形振幅と位相角情報とにより極座標出力を得るこ
とができるが、さらに直交出力を得るため演算処理回路
７により座標変換が行われる。
検出器５により検出された位相とは演算処理回路７に入
力される。演算処理回路７では、バースト信号を想定し
たときに１ブロック（パケット）の信号を蓄積し、その
最大値を基準として線形振幅に変換を行う。ここで得ら
れた線形振幅と位相角情報とにより極座標出力を得るこ
とができるが、さらに直交出力を得るため演算処理回路
７により座標変換が行われる。
なお、本実施例では対数増幅器１と振幅制限器４とを
直列に接続しているが、両者を並列に接続して入力の変
調信号を直接振幅制限するようにしても良い。
直列に接続しているが、両者を並列に接続して入力の変
調信号を直接振幅制限するようにしても良い。
また、通常の対数増幅器では非線形圧縮された振幅と
は別に入力信号を振幅制限した信号も同時に得られるの
で、再度振幅制限器４により振幅制限することなく、対
数増幅器１の振幅制限出力をそのまま位相検出器５に入
力するようにし、特に振幅制限器４を設けない構成も可
能である。
は別に入力信号を振幅制限した信号も同時に得られるの
で、再度振幅制限器４により振幅制限することなく、対
数増幅器１の振幅制限出力をそのまま位相検出器５に入
力するようにし、特に振幅制限器４を設けない構成も可
能である。
以上説明したように本発明は、帯域制限された変調信
号を入力しこの変調信号の振幅を非線形圧縮する振幅圧
縮手段と、変調信号を振幅制限する振幅制限手段と、基
準信号を発生する基準信号発生手段と、振幅制限手段の
出力信号と基準信号発生手段からの基準信号との位相差
を検出する位相検出手段と、振幅圧縮手段の出力の振幅
情報と位相検出手段の出力の位相情報とを入力としこの
振幅情報に非線形圧縮の逆変換演算を施しこの逆変換演
算により復元された振幅と位相情報とを用いて直交信号
を得る演算処理手段とを備え、入力振幅を非線形圧縮
（対数変換）した後でディジタル化し、その後、非線形
圧縮の逆変換演算を施し、この逆変換演算によって復元
された振幅と上記位相情報とを用いて直交信号を得るこ
とにより、広いダイナミックレンジ（90dB程度）を確保
することができる。また、振幅圧縮手段としての対数増
幅器は瞬時に動作するので、バースト信号のように振幅
の予測できない信号が突然入力されたときにも振幅情報
が失なわれることは無い。さらに、本発明は振幅制限手
段（振幅リミッタ）出力を用いているため、位相情報を
検出するのにゼロクロッシング情報のみを用いることが
できるので、入力周波数を低く選ぶことにより位相検出
手段をディジタル回路で構成することもできるなどの効
果を有する。
号を入力しこの変調信号の振幅を非線形圧縮する振幅圧
縮手段と、変調信号を振幅制限する振幅制限手段と、基
準信号を発生する基準信号発生手段と、振幅制限手段の
出力信号と基準信号発生手段からの基準信号との位相差
を検出する位相検出手段と、振幅圧縮手段の出力の振幅
情報と位相検出手段の出力の位相情報とを入力としこの
振幅情報に非線形圧縮の逆変換演算を施しこの逆変換演
算により復元された振幅と位相情報とを用いて直交信号
を得る演算処理手段とを備え、入力振幅を非線形圧縮
（対数変換）した後でディジタル化し、その後、非線形
圧縮の逆変換演算を施し、この逆変換演算によって復元
された振幅と上記位相情報とを用いて直交信号を得るこ
とにより、広いダイナミックレンジ（90dB程度）を確保
することができる。また、振幅圧縮手段としての対数増
幅器は瞬時に動作するので、バースト信号のように振幅
の予測できない信号が突然入力されたときにも振幅情報
が失なわれることは無い。さらに、本発明は振幅制限手
段（振幅リミッタ）出力を用いているため、位相情報を
検出するのにゼロクロッシング情報のみを用いることが
できるので、入力周波数を低く選ぶことにより位相検出
手段をディジタル回路で構成することもできるなどの効
果を有する。
第１図は本発明の直交信号復調装置の一実施例を示すブ
ロック図、第２図は従来の直交信号復調装置の第１の例
を示すブロック図、第３図は従来の直交信号復調装置の
第２の例を示すブロック図である。 １……対数増幅器、２……フィルタ、３……A/D変換
器、4,201……振幅制限器、5,202……位相検出器、6,10
3……基準信号発生器、７……演算処理回路、101……自
動利得制御回路、102……90゜分波器、104,105……乗算
器。
ロック図、第２図は従来の直交信号復調装置の第１の例
を示すブロック図、第３図は従来の直交信号復調装置の
第２の例を示すブロック図である。 １……対数増幅器、２……フィルタ、３……A/D変換
器、4,201……振幅制限器、5,202……位相検出器、6,10
3……基準信号発生器、７……演算処理回路、101……自
動利得制御回路、102……90゜分波器、104,105……乗算
器。
Claims (3)
- 【請求項１】帯域制限された変調信号を入力しこの変調
信号の振幅を非線形圧縮する振幅圧縮手段と、前記変調
信号を振幅制限する振幅制限手段と、基準信号を発生す
る基準信号発生手段と、前記振幅制限手段の出力信号と
前記基準信号発生手段からの前記基準信号との位相差を
検出する位相検出手段と、前記振幅圧縮手段の出力の振
幅情報と前記位相検出手段の出力の位相情報とを入力と
しこの振幅情報に前記非線形圧縮の逆変換演算を施しこ
の逆変換演算により復元された振幅と位相情報とを用い
て直交信号を得る演算処理手段とを備え、前記変調信号
の振幅を前記非線形圧縮された後でディジタル化し、前
記演算処理手段において前記直交信号を得ることにより
広いダイナミックレンジを有する信号の線形性を維持し
つつ直交出力を得ることを特徴とする直交信号復調装
置。 - 【請求項２】前記演算処理手段の前記逆変換演算におい
て、前記非線形圧縮された前記変調信号の振幅の最大値
を検出し、この最大値を基準に線形振幅を復元すること
を特徴とする請求項１記載の直交信号復調装置。 - 【請求項３】前記振幅圧縮手段と前記振幅制限手段とを
対数増幅器で同時に実現することを特徴とする請求項１
記載の直交信号復調装置。
Priority Applications (4)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP1106230A JP2748536B2 (ja) | 1989-04-25 | 1989-04-25 | 直交信号復調装置 |
| US07/513,826 US4988951A (en) | 1989-04-25 | 1990-04-24 | Quadrature phase demodulator capable of operating under a wide input dynamic range |
| DE69028034T DE69028034T2 (de) | 1989-04-25 | 1990-04-25 | Quadratur-Phasendemodulator für einen breiten dynamischen Bereich |
| EP90304414A EP0395368B1 (en) | 1989-04-25 | 1990-04-25 | Quadrature phase demodulator capable of operating under a wide input dynamic range |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP1106230A JP2748536B2 (ja) | 1989-04-25 | 1989-04-25 | 直交信号復調装置 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH02284547A JPH02284547A (ja) | 1990-11-21 |
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