JP3522725B2 - 直交復調器および直交復調方法 - Google Patents
直交復調器および直交復調方法Info
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- JP3522725B2 JP3522725B2 JP2001515598A JP2001515598A JP3522725B2 JP 3522725 B2 JP3522725 B2 JP 3522725B2 JP 2001515598 A JP2001515598 A JP 2001515598A JP 2001515598 A JP2001515598 A JP 2001515598A JP 3522725 B2 JP3522725 B2 JP 3522725B2
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- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
- H04L27/00—Modulated-carrier systems
- H04L27/32—Carrier systems characterised by combinations of two or more of the types covered by groups H04L27/02, H04L27/10, H04L27/18 or H04L27/26
- H04L27/34—Amplitude- and phase-modulated carrier systems, e.g. quadrature-amplitude modulated carrier systems
- H04L27/38—Demodulator circuits; Receiver circuits
- H04L27/389—Demodulator circuits; Receiver circuits with separate demodulation for the phase and amplitude components
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- Engineering & Computer Science (AREA)
- Computer Networks & Wireless Communication (AREA)
- Signal Processing (AREA)
- Digital Transmission Methods That Use Modulated Carrier Waves (AREA)
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】この発明は、自動車電話等の
受信機に用いられる直交復調器に関するものであり、詳
細には、フェージング等により受信レベルが大きく変動
する場合においても適用可能な直交復調器および直交復
調方法に関するものである。
受信機に用いられる直交復調器に関するものであり、詳
細には、フェージング等により受信レベルが大きく変動
する場合においても適用可能な直交復調器および直交復
調方法に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】以下、従来の直交復調器について説明す
る。たとえば、自動車電話をはじめとするディジタル無
線通信においては、送信側が、ベースバンド信号を高周
波信号（搬送波）に変調し、その信号を受信側に対して
送信する。このとき、伝送路においては、マルチパス伝
搬によりデータシンボルに対して無視できないような遅
延波が生じることがある。そのため、このような環境で
は、符号シンボルにわたって符号間干渉が生じることか
ら、この符号間干渉を克服するために、受信側にて適応
等化器を用いる必要がある。しかしながら、適応等化器
を用いる場合には、受信側で直交検波器を実現して、振
幅情報を正確に再生する必要があり、この場合、フェー
ジング等で受信レベルが大きく変動する際には、高精度
の自動利得制御（ＡＧＣ：Automatic Gain Control）回
路が必要となる。
る。たとえば、自動車電話をはじめとするディジタル無
線通信においては、送信側が、ベースバンド信号を高周
波信号（搬送波）に変調し、その信号を受信側に対して
送信する。このとき、伝送路においては、マルチパス伝
搬によりデータシンボルに対して無視できないような遅
延波が生じることがある。そのため、このような環境で
は、符号シンボルにわたって符号間干渉が生じることか
ら、この符号間干渉を克服するために、受信側にて適応
等化器を用いる必要がある。しかしながら、適応等化器
を用いる場合には、受信側で直交検波器を実現して、振
幅情報を正確に再生する必要があり、この場合、フェー
ジング等で受信レベルが大きく変動する際には、高精度
の自動利得制御（ＡＧＣ：Automatic Gain Control）回
路が必要となる。
【０００３】そこで、上記ＡＧＣを必要としない直交復
調器として、たとえば、変調信号の振幅を非線形圧縮し
た後でディジタル化し、その後、非線形圧縮の逆変換演
算を施すことで直交信号を得ることにより、広いダイナ
ミックレンジを確保可能な直交復調器がある。第１０図
は、このような特徴をもつ第２７４８５３６号公報に記
載された従来の直交信号復調装置（以降、直交復調器と
呼ぶ）の構成を示す図である。
調器として、たとえば、変調信号の振幅を非線形圧縮し
た後でディジタル化し、その後、非線形圧縮の逆変換演
算を施すことで直交信号を得ることにより、広いダイナ
ミックレンジを確保可能な直交復調器がある。第１０図
は、このような特徴をもつ第２７４８５３６号公報に記
載された従来の直交信号復調装置（以降、直交復調器と
呼ぶ）の構成を示す図である。
【０００４】第１０図において、１は受信信号入力端子
であり、２は判定値出力端子であり、１００は帯域制限
フィルタであり、５は対数増幅器であり、１０１はフィ
ルタであり、７は位相検出回路であり、１０２は量子化
回路であり、１１はレベル検出回路であり、１２は極座
標直交座標変換回路であり、１４は復調回路である。
であり、２は判定値出力端子であり、１００は帯域制限
フィルタであり、５は対数増幅器であり、１０１はフィ
ルタであり、７は位相検出回路であり、１０２は量子化
回路であり、１１はレベル検出回路であり、１２は極座
標直交座標変換回路であり、１４は復調回路である。
【０００５】上記のように構成される直交復調器におい
て、帯域制限フィルタ１００は、受信した変調信号から
信号成分が存在する特定の周波数成分だけを抽出する。
対数増幅器５では、帯域制限により抽出した受信信号か
ら、包絡振幅成分の対数変換値と、振幅を抑圧（既知の
対数変換（Log変換）を示す）した信号成分と、を出力
する。位相検出回路７では、振幅を抑圧した信号成分か
ら信号の位相成分を抽出する。量子化回路１０２では、
対数変換値を一旦フィルタ１０１に通した後、量子化す
る。レベル検出回路１１では、量子化された対数変換値
を入力し、信号の振幅レベルを検出する。極座標直交座
標変換回路１２では、検出された振幅レベルにもとづ
き、量子化された対数変換値を適切な値とするために逆
対数変換を実行し、さらに、位相成分を入力することに
より直交座標の信号に変換する。復調回路１４では、こ
の直交座標に変換された信号を入力して復調処理を行
う。
て、帯域制限フィルタ１００は、受信した変調信号から
信号成分が存在する特定の周波数成分だけを抽出する。
対数増幅器５では、帯域制限により抽出した受信信号か
ら、包絡振幅成分の対数変換値と、振幅を抑圧（既知の
対数変換（Log変換）を示す）した信号成分と、を出力
する。位相検出回路７では、振幅を抑圧した信号成分か
ら信号の位相成分を抽出する。量子化回路１０２では、
対数変換値を一旦フィルタ１０１に通した後、量子化す
る。レベル検出回路１１では、量子化された対数変換値
を入力し、信号の振幅レベルを検出する。極座標直交座
標変換回路１２では、検出された振幅レベルにもとづ
き、量子化された対数変換値を適切な値とするために逆
対数変換を実行し、さらに、位相成分を入力することに
より直交座標の信号に変換する。復調回路１４では、こ
の直交座標に変換された信号を入力して復調処理を行
う。
【０００６】第１１図は、受信した変調信号の一例を示
す図である。具体的にいうと、帯域制限フィルタ１００
で帯域制限した場合の信号を、周波数軸上で表記してい
る。なお、帯域制限フィルタ１００では、波形整形と折
り返し防止の２つの機能を実現している。この場合、帯
域制限フィルタ１００は、急峻なフィルタである必要が
あり、標本化周波数を比較的小さくとることができる。
す図である。具体的にいうと、帯域制限フィルタ１００
で帯域制限した場合の信号を、周波数軸上で表記してい
る。なお、帯域制限フィルタ１００では、波形整形と折
り返し防止の２つの機能を実現している。この場合、帯
域制限フィルタ１００は、急峻なフィルタである必要が
あり、標本化周波数を比較的小さくとることができる。
【０００７】第１２図も第１１図と同様に、受信した変
調信号の一例を示す図であり、相違点は、周波数偏差が
印加されていることである。ここでは、帯域制限フィル
タ１００を急峻な特性としているため、受信信号のスペ
クトルと帯域制限フィルタ１００の周波数特性との相対
的なずれが大きくなっている。
調信号の一例を示す図であり、相違点は、周波数偏差が
印加されていることである。ここでは、帯域制限フィル
タ１００を急峻な特性としているため、受信信号のスペ
クトルと帯域制限フィルタ１００の周波数特性との相対
的なずれが大きくなっている。
【０００８】このように、従来の直交復調器では、帯域
制限により抽出した受信信号から、包絡振幅成分の対数
変換値を求め、その対数変換値をフィルタに通した後、
量子化を行う。その際、受信信号のスペクトルに周波数
のずれがある場合は、量子化前に周波数補正を行う。そ
の後、量子化された対数変換値から信号の振幅レベルを
検出し、その振幅レベルに基づいて量子化された対数変
換値を適切な値とするために逆対数変換を行う。最後
に、先に抽出しておいた位相成分を入力することにより
直交座標の信号に変換し、この直交座標に変換された信
号を用いて復調処理を行う。
制限により抽出した受信信号から、包絡振幅成分の対数
変換値を求め、その対数変換値をフィルタに通した後、
量子化を行う。その際、受信信号のスペクトルに周波数
のずれがある場合は、量子化前に周波数補正を行う。そ
の後、量子化された対数変換値から信号の振幅レベルを
検出し、その振幅レベルに基づいて量子化された対数変
換値を適切な値とするために逆対数変換を行う。最後
に、先に抽出しておいた位相成分を入力することにより
直交座標の信号に変換し、この直交座標に変換された信
号を用いて復調処理を行う。
【０００９】
【発明が解決しようとする課題】しかしながら、前述し
た文献に記載された直交復調器においては、簡単な構成
で実現可能なアナログフィルタを用いて、急峻な特性を
実現することが非常に困難となる、という問題があっ
た。
た文献に記載された直交復調器においては、簡単な構成
で実現可能なアナログフィルタを用いて、急峻な特性を
実現することが非常に困難となる、という問題があっ
た。
【００１０】また、上記従来の直交復調器においては、
受信信号が第１２図に示すような周波数偏差を含む場
合、いかに周波数補正を行っても大幅な特性劣化が生じ
ることになる、という問題があった。たとえば、第１３
図は、周波数偏差を有する信号成分を第１２図に示すよ
うに帯域制限した後、周波数補正を行い、その結果を周
波数軸上で表現した図である。この場合、補正後の受信
信号は、所望の信号成分が大きく削られた上、さらに、
信号の折り返し成分が干渉として混入している。また、
復調回路で周波数補正を行う場合には、複素数の受信信
号に対して複素数の位相補正値を乗算する必要があり、
周波数補正分の回路規模の増加が避けられない、という
問題もあった。
受信信号が第１２図に示すような周波数偏差を含む場
合、いかに周波数補正を行っても大幅な特性劣化が生じ
ることになる、という問題があった。たとえば、第１３
図は、周波数偏差を有する信号成分を第１２図に示すよ
うに帯域制限した後、周波数補正を行い、その結果を周
波数軸上で表現した図である。この場合、補正後の受信
信号は、所望の信号成分が大きく削られた上、さらに、
信号の折り返し成分が干渉として混入している。また、
復調回路で周波数補正を行う場合には、複素数の受信信
号に対して複素数の位相補正値を乗算する必要があり、
周波数補正分の回路規模の増加が避けられない、という
問題もあった。
【００１１】また、上記従来の直交復調器においては、
対数変換値を量子化しているため、振幅値を逆対数変換
した場合の量子化誤差が大きくなる、という問題があっ
た。たとえば、第１４図は、量子化回路で量子化した場
合において、信号成分と量子化雑音とを一緒に周波数軸
上で表現した図である。この場合、対数変換値が非常に
広い範囲の信号振幅を圧縮しているため、極座標直交座
標回路を用いて再度真数に戻す際に量子化数が小さい
と、この真数値中に存在する量子化雑音が無視できなく
なる。
対数変換値を量子化しているため、振幅値を逆対数変換
した場合の量子化誤差が大きくなる、という問題があっ
た。たとえば、第１４図は、量子化回路で量子化した場
合において、信号成分と量子化雑音とを一緒に周波数軸
上で表現した図である。この場合、対数変換値が非常に
広い範囲の信号振幅を圧縮しているため、極座標直交座
標回路を用いて再度真数に戻す際に量子化数が小さい
と、この真数値中に存在する量子化雑音が無視できなく
なる。
【００１２】また、上記従来の直交復調器においては、
受信信号の振幅変動が大きい場合、受信信号の振幅が小
さい区間において、極座標直交座標変換回路から出力さ
れる直交座標の信号が消失する。これは、受信信号の非
線形圧縮による量子化誤差により、直交座標信号の振幅
が０となるためである。すなわち、熱雑音が小さい場合
には、位相検出回路にて正しい位相成分を抽出可能であ
るが、このとき、振幅が０となっていれば、正しく抽出
された位相情報が直交座標の信号において消失すること
になる。これにより、位相情報のみによって復調可能な
条件において、復調特性が劣化する、という問題があっ
た。
受信信号の振幅変動が大きい場合、受信信号の振幅が小
さい区間において、極座標直交座標変換回路から出力さ
れる直交座標の信号が消失する。これは、受信信号の非
線形圧縮による量子化誤差により、直交座標信号の振幅
が０となるためである。すなわち、熱雑音が小さい場合
には、位相検出回路にて正しい位相成分を抽出可能であ
るが、このとき、振幅が０となっていれば、正しく抽出
された位相情報が直交座標の信号において消失すること
になる。これにより、位相情報のみによって復調可能な
条件において、復調特性が劣化する、という問題があっ
た。
【００１３】また、上記従来の直交復調器においては、
非線形関数により増幅した信号と振幅制限した信号と
が、異なる増幅系を通過する。すなわち、この２つの信
号は、遅延時間が異なっている。したがって、この遅延
時間の差が大きいような場合には、極座標直交座標変換
回路における振幅情報と位相情報とのタイミングに大幅
なずれが生じるため、再生された直交座標の信号がひず
み、大幅な特性劣化が生じる、という問題があった。
非線形関数により増幅した信号と振幅制限した信号と
が、異なる増幅系を通過する。すなわち、この２つの信
号は、遅延時間が異なっている。したがって、この遅延
時間の差が大きいような場合には、極座標直交座標変換
回路における振幅情報と位相情報とのタイミングに大幅
なずれが生じるため、再生された直交座標の信号がひず
み、大幅な特性劣化が生じる、という問題があった。
【００１４】また、上記従来の直交復調器においては、
バースト状の信号が到来する場合に、レベル検出回路１
１において以下の２つの問題があった。第１５図は、レ
ベル検出回路における１つ目の問題点を示す図である。
ここでは、信号出力に遅延が許容されない場合を想定し
て、対数変換値を直接レベル検出した例を示している。
この場合、信号レベルの立ち上がりで過渡応答が生じ、
バーストの先頭が利用できず、バーストの先頭にプリア
ンブルが必要となる。一方、第１６図は、レベル検出回
路における２つ目の問題点を示す図である。ここでは、
信号をすべて受信してからレベル検出を行う手法が示さ
れている。この場合、バースト全体で安定した信号を再
生することはできるが、信号出力に大きな遅延が生じ
る。
バースト状の信号が到来する場合に、レベル検出回路１
１において以下の２つの問題があった。第１５図は、レ
ベル検出回路における１つ目の問題点を示す図である。
ここでは、信号出力に遅延が許容されない場合を想定し
て、対数変換値を直接レベル検出した例を示している。
この場合、信号レベルの立ち上がりで過渡応答が生じ、
バーストの先頭が利用できず、バーストの先頭にプリア
ンブルが必要となる。一方、第１６図は、レベル検出回
路における２つ目の問題点を示す図である。ここでは、
信号をすべて受信してからレベル検出を行う手法が示さ
れている。この場合、バースト全体で安定した信号を再
生することはできるが、信号出力に大きな遅延が生じ
る。
【００１５】すなわち、上記の問題点は、以下の５つの
ようにまとめることができる。 （１）帯域制限フィルタに急峻な特性が必要となる。 （２）周波数偏差がある場合、大幅な特性劣化が生じ
る。 （３）周波数偏差の補正を行う場合、回路規模の増加が
避けられない。 （４）対数変換値を量子化するため、振幅値を逆対数変
換した場合の量子化誤差が大きくなる。 （５）受信信号の振幅変動が大きい場合、受信信号が小
さい区間において、正しく抽出された位相情報が消失す
る。 （６）非線形増幅手段から出力される２つの信号の遅延
時間差が大きい場合、再生された直交座標の信号がひず
む。 （７）バースト伝送時に十分に長いプリアンブルを与え
るか、または受信信号に大きな遅延を許容する必要があ
る。
ようにまとめることができる。 （１）帯域制限フィルタに急峻な特性が必要となる。 （２）周波数偏差がある場合、大幅な特性劣化が生じ
る。 （３）周波数偏差の補正を行う場合、回路規模の増加が
避けられない。 （４）対数変換値を量子化するため、振幅値を逆対数変
換した場合の量子化誤差が大きくなる。 （５）受信信号の振幅変動が大きい場合、受信信号が小
さい区間において、正しく抽出された位相情報が消失す
る。 （６）非線形増幅手段から出力される２つの信号の遅延
時間差が大きい場合、再生された直交座標の信号がひず
む。 （７）バースト伝送時に十分に長いプリアンブルを与え
るか、または受信信号に大きな遅延を許容する必要があ
る。
【００１６】本発明は、上記に鑑みてなされたものであ
って、フェージング等により受信レベルが大きく変動す
る場合においても、常に最適な復調特性を実現可能な直
交復調器および直交復調方法を提供することを目的とし
ている。
って、フェージング等により受信レベルが大きく変動す
る場合においても、常に最適な復調特性を実現可能な直
交復調器および直交復調方法を提供することを目的とし
ている。
【００１７】
【課題を解決するための手段】本発明にかかる直交復調
器にあっては、高周波に変調された受信信号を同相成分
と直交成分に復調する構成とし、量子化を行う際に信号
成分の折り返しが生じないように、前記受信信号に対し
て緩やかな特性を有するアナログフィルタを用いて帯域
制限を施す折り返し防止フィルタリング手段（後述する
実施の形態の折り返し防止フィルタ４に相当）と、前記
帯域制限された信号に基づいて、非線形関数にしたがっ
て増幅した信号と、位相検出が可能となるように振幅制
限した信号と、を生成する非線形増幅手段（対数増幅器
５に相当）と、前記振幅制限信号から位相成分を検出す
る位相検出手段（位相検出回路７に相当）と、外部から
指示される周波数偏差情報に基づいて、前記位相成分に
対して位相逆回転処理を行うことにより、周波数偏差を
補正する位相逆回転手段（位相逆回転回路９に相当）
と、前記増幅信号をシンボルレートより速い速度で量子
化するオーバーサンプリング量子化手段（オーバーサン
プル量子化回路６に相当）と、前記量子化された信号か
ら振幅基準レベルを検出するレベル検出手段（レベル検
出回路１１に相当）と、前記量子化された信号と前記振
幅基準レベルとを用いて、非線形関数の逆関数による変
換処理を行うことにより振幅補正を行い、さらに、前記
位相逆回転処理が行われた信号を用いて、前記振幅補正
後の信号をオーバーサンプル速度に相当する同相成分と
直交成分に変換する極座標直交座標変換手段（極座標直
交座標変換回路１２に相当）と、前記同相成分と直交成
分に対して帯域制限を施すディジタルフィルタリング手
段（ディジタルフィルタ１３に相当）と、を備えること
を特徴とする。
器にあっては、高周波に変調された受信信号を同相成分
と直交成分に復調する構成とし、量子化を行う際に信号
成分の折り返しが生じないように、前記受信信号に対し
て緩やかな特性を有するアナログフィルタを用いて帯域
制限を施す折り返し防止フィルタリング手段（後述する
実施の形態の折り返し防止フィルタ４に相当）と、前記
帯域制限された信号に基づいて、非線形関数にしたがっ
て増幅した信号と、位相検出が可能となるように振幅制
限した信号と、を生成する非線形増幅手段（対数増幅器
５に相当）と、前記振幅制限信号から位相成分を検出す
る位相検出手段（位相検出回路７に相当）と、外部から
指示される周波数偏差情報に基づいて、前記位相成分に
対して位相逆回転処理を行うことにより、周波数偏差を
補正する位相逆回転手段（位相逆回転回路９に相当）
と、前記増幅信号をシンボルレートより速い速度で量子
化するオーバーサンプリング量子化手段（オーバーサン
プル量子化回路６に相当）と、前記量子化された信号か
ら振幅基準レベルを検出するレベル検出手段（レベル検
出回路１１に相当）と、前記量子化された信号と前記振
幅基準レベルとを用いて、非線形関数の逆関数による変
換処理を行うことにより振幅補正を行い、さらに、前記
位相逆回転処理が行われた信号を用いて、前記振幅補正
後の信号をオーバーサンプル速度に相当する同相成分と
直交成分に変換する極座標直交座標変換手段（極座標直
交座標変換回路１２に相当）と、前記同相成分と直交成
分に対して帯域制限を施すディジタルフィルタリング手
段（ディジタルフィルタ１３に相当）と、を備えること
を特徴とする。
【００１８】この発明によれば、帯域制限フィルタに急
峻な特性が必要なくなり、帯域制限フィルタの機能を、
緩やかな特性のアナログフィルタで容易に代用すること
ができるようになる。これにより、受信信号に周波数偏
差が印加されている場合においても、受信信号のスペク
トルと折り返し防止フィルタリング手段の周波数特性と
のずれの影響がなくなるとともに、さらに、回路の簡素
化を実現できる。また、折り返し防止フィルタリング手
段の特性を緩和することにより、受信信号に周波数偏差
がある場合に、大幅な特性劣化を回避することができ
る。また、位相検出値に対して位相逆回転を適用するこ
とにより、演算処理に伴う回路規模の増加が発生しな
い。また、対数変換値を量子化することが原因で発生す
る振幅値に対して、逆対数変換を行った場合の量子化誤
差は、高い周波数で行う量子化と、ディジタルフィルタ
による高精度なフィルタリング処理により抑圧できる。
峻な特性が必要なくなり、帯域制限フィルタの機能を、
緩やかな特性のアナログフィルタで容易に代用すること
ができるようになる。これにより、受信信号に周波数偏
差が印加されている場合においても、受信信号のスペク
トルと折り返し防止フィルタリング手段の周波数特性と
のずれの影響がなくなるとともに、さらに、回路の簡素
化を実現できる。また、折り返し防止フィルタリング手
段の特性を緩和することにより、受信信号に周波数偏差
がある場合に、大幅な特性劣化を回避することができ
る。また、位相検出値に対して位相逆回転を適用するこ
とにより、演算処理に伴う回路規模の増加が発生しな
い。また、対数変換値を量子化することが原因で発生す
る振幅値に対して、逆対数変換を行った場合の量子化誤
差は、高い周波数で行う量子化と、ディジタルフィルタ
による高精度なフィルタリング処理により抑圧できる。
【００１９】つぎの発明にかかる直交復調器にあって
は、さらに、前記振幅基準レベルの検出を行う基準とな
るタイミング情報を外部から受け取ることにより、前記
レベル検出手段の動作タイミングを制御するタイミング
制御手段（タイミング制御回路１０に相当）を備えるこ
とを特徴とする。
は、さらに、前記振幅基準レベルの検出を行う基準とな
るタイミング情報を外部から受け取ることにより、前記
レベル検出手段の動作タイミングを制御するタイミング
制御手段（タイミング制御回路１０に相当）を備えるこ
とを特徴とする。
【００２０】この発明によれば、外部からのタイミング
情報を入力することにより、レベル検出期間が短縮さ
れ、さらに、受信信号の遅延量も削減される。
情報を入力することにより、レベル検出期間が短縮さ
れ、さらに、受信信号の遅延量も削減される。
【００２１】つぎの発明にかかる直交復調器にあって
は、前記量子化された信号および前記位相成分を蓄積す
るバッファ手段を備え、前記タイミングの制御により、
前記バッファ手段に蓄積された信号から振幅基準レベル
を検出することを特徴とする。
は、前記量子化された信号および前記位相成分を蓄積す
るバッファ手段を備え、前記タイミングの制御により、
前記バッファ手段に蓄積された信号から振幅基準レベル
を検出することを特徴とする。
【００２２】この発明によれば、信号レベルの立ち上が
りで過渡応答が生じてバーストの先頭が利用できない場
合においても、バッファ手段に蓄積するための遅延によ
り過渡状態を吸収でき、バーストの先頭にプリアンブル
を設ける必要がなくなる。
りで過渡応答が生じてバーストの先頭が利用できない場
合においても、バッファ手段に蓄積するための遅延によ
り過渡状態を吸収でき、バーストの先頭にプリアンブル
を設ける必要がなくなる。
【００２３】つぎの発明にかかる直交復調器において、
前記極座標直交座標変換手段は、前記非線形関数の逆関
数による変換処理に加えて、非線形な補正を行うことを
特徴とする。
前記極座標直交座標変換手段は、前記非線形関数の逆関
数による変換処理に加えて、非線形な補正を行うことを
特徴とする。
【００２４】この発明によれば、さらに、上記変換特性
をもつ極座標直交座標変換手段を用いることで、受信信
号の落ち込み時、すなわち、受信信号の振幅が小さい区
間においても、抽出された位相成分の消失を防ぐことが
できる。
をもつ極座標直交座標変換手段を用いることで、受信信
号の落ち込み時、すなわち、受信信号の振幅が小さい区
間においても、抽出された位相成分の消失を防ぐことが
できる。
【００２５】つぎの発明にかかる直交復調器にあって
は、さらに、前記非線形関数にしたがって増幅した信号
と、前記振幅制限した信号と、の遅延時間差を補正する
遅延時間補正手段、を備えることを特徴とする。
は、さらに、前記非線形関数にしたがって増幅した信号
と、前記振幅制限した信号と、の遅延時間差を補正する
遅延時間補正手段、を備えることを特徴とする。
【００２６】この発明によれば、たとえば、遅延時間補
正手段が、位相検出手段に入力される信号、もしくは位
相検出を行うタイミングを調整することで、振幅制限し
た信号の遅延時間を調整する。これにより、離散化され
る前段階における調整が可能となり、量子化速度に対し
て微小な調整が可能となる。また、別の調整方法とし
て、たとえば、遅延時間補正手段が、量子化速度で離散
化された信号に対して処理を行う。これにより、幅広い
遅延時間調整が可能となる。
正手段が、位相検出手段に入力される信号、もしくは位
相検出を行うタイミングを調整することで、振幅制限し
た信号の遅延時間を調整する。これにより、離散化され
る前段階における調整が可能となり、量子化速度に対し
て微小な調整が可能となる。また、別の調整方法とし
て、たとえば、遅延時間補正手段が、量子化速度で離散
化された信号に対して処理を行う。これにより、幅広い
遅延時間調整が可能となる。
【００２７】つぎの発明にかかる直交復調方法にあって
は、高周波に変調された受信信号を同相成分と直交成分
に復調する処理において、量子化を行う際に信号成分の
折り返しが生じないように、前記受信信号に対して緩や
かな特性を有するアナログフィルタを用いて帯域制限を
施す第１の工程と、前記帯域制限された信号に基づい
て、非線形関数にしたがって増幅した信号と、位相検出
が可能となるように振幅制限した信号と、を生成する第
２の工程と、前記振幅制限信号から位相成分を検出する
第３の工程と、外部から指示される周波数偏差情報に基
づいて、前記位相成分に対して位相逆回転処理を行うこ
とにより、周波数偏差を補正する第４の工程と、前記増
幅信号をシンボルレートより速い速度で量子化する第５
の工程と、前記量子化された信号から振幅基準レベルを
検出する第６の工程と、前記量子化された信号と前記振
幅基準レベルとを用いて、非線形関数の逆関数による変
換処理を行うことにより振幅補正を行い、さらに、前記
位相逆回転処理が行われた信号を用いて、前記振幅補正
後の信号をオーバーサンプル速度に相当する同相成分と
直交成分に変換する第７の工程と、前記同相成分と直交
成分に対してディジタルフィルタを用いて帯域制限を施
す第８の工程と、を含むことを特徴とする。
は、高周波に変調された受信信号を同相成分と直交成分
に復調する処理において、量子化を行う際に信号成分の
折り返しが生じないように、前記受信信号に対して緩や
かな特性を有するアナログフィルタを用いて帯域制限を
施す第１の工程と、前記帯域制限された信号に基づい
て、非線形関数にしたがって増幅した信号と、位相検出
が可能となるように振幅制限した信号と、を生成する第
２の工程と、前記振幅制限信号から位相成分を検出する
第３の工程と、外部から指示される周波数偏差情報に基
づいて、前記位相成分に対して位相逆回転処理を行うこ
とにより、周波数偏差を補正する第４の工程と、前記増
幅信号をシンボルレートより速い速度で量子化する第５
の工程と、前記量子化された信号から振幅基準レベルを
検出する第６の工程と、前記量子化された信号と前記振
幅基準レベルとを用いて、非線形関数の逆関数による変
換処理を行うことにより振幅補正を行い、さらに、前記
位相逆回転処理が行われた信号を用いて、前記振幅補正
後の信号をオーバーサンプル速度に相当する同相成分と
直交成分に変換する第７の工程と、前記同相成分と直交
成分に対してディジタルフィルタを用いて帯域制限を施
す第８の工程と、を含むことを特徴とする。
【００２８】この発明によれば、帯域制限フィルタに急
峻な特性が必要なくなり、帯域制限フィルタの機能を、
緩やかな特性のアナログフィルタで容易に代用すること
ができるようになる。また、第１の工程における特性を
緩和することにより、受信信号に周波数偏差がある場合
においても、大幅な特性劣化を回避する。また、位相検
出値に対して位相逆回転を適用することにより、演算処
理に伴う回路規模の増加が発生しない。
峻な特性が必要なくなり、帯域制限フィルタの機能を、
緩やかな特性のアナログフィルタで容易に代用すること
ができるようになる。また、第１の工程における特性を
緩和することにより、受信信号に周波数偏差がある場合
においても、大幅な特性劣化を回避する。また、位相検
出値に対して位相逆回転を適用することにより、演算処
理に伴う回路規模の増加が発生しない。
【００２９】つぎの発明にかかる直交復調方法にあって
は、さらに、前記振幅基準レベルの検出を行う基準とな
るタインミング情報を外部から受け取ることにより、前
記第６の工程の動作タイミングを制御する第９の工程を
含むことを特徴とする。
は、さらに、前記振幅基準レベルの検出を行う基準とな
るタインミング情報を外部から受け取ることにより、前
記第６の工程の動作タイミングを制御する第９の工程を
含むことを特徴とする。
【００３０】この発明によれば、外部からのタイミング
情報を入力することにより、レベル検出期間が短縮さ
れ、さらに、受信信号の遅延量が削減される。
情報を入力することにより、レベル検出期間が短縮さ
れ、さらに、受信信号の遅延量が削減される。
【００３１】つぎの発明にかかる直交復調方法にあって
は、前記量子化された信号および前記位相成分を蓄積す
る第１０の工程を含み、前記タイミングの制御により、
前記第１０の工程において蓄積された信号から振幅基準
レベルを検出することを特徴とする。
は、前記量子化された信号および前記位相成分を蓄積す
る第１０の工程を含み、前記タイミングの制御により、
前記第１０の工程において蓄積された信号から振幅基準
レベルを検出することを特徴とする。
【００３２】この発明によれば、信号レベルの立ち上が
りで過渡応答が生じてバーストの先頭が利用できない場
合においても、第１０の工程における遅延により過渡状
態を吸収でき、バーストの先頭にプリアンブルを設ける
必要がなくなる。
りで過渡応答が生じてバーストの先頭が利用できない場
合においても、第１０の工程における遅延により過渡状
態を吸収でき、バーストの先頭にプリアンブルを設ける
必要がなくなる。
【００３３】つぎの発明にかかる直交復調方法におい
て、前記第７の工程にあっては、前記非線形関数の逆関
数による変換処理に加えて、非線形な補正を行うことを
特徴とする。
て、前記第７の工程にあっては、前記非線形関数の逆関
数による変換処理に加えて、非線形な補正を行うことを
特徴とする。
【００３４】この発明によれば、さらに、上記変換特性
をもつ第７の工程を実施することで、受信信号の落ち込
み時、すなわち、受信信号の振幅が小さい区間において
も、抽出された位相成分の消失を防ぐことができる。
をもつ第７の工程を実施することで、受信信号の落ち込
み時、すなわち、受信信号の振幅が小さい区間において
も、抽出された位相成分の消失を防ぐことができる。
【００３５】つぎの発明にかかる直交復調方法にあって
は、さらに、前記非線形関数にしたがって増幅した信号
と、前記振幅制限した信号と、の遅延時間差を補正する
第１１の工程、を含むことを特徴とする。
は、さらに、前記非線形関数にしたがって増幅した信号
と、前記振幅制限した信号と、の遅延時間差を補正する
第１１の工程、を含むことを特徴とする。
【００３６】この発明によれば、たとえば、第１１の工
程にて、位相検出回路に入力される信号、もしくは位相
検出を行うタイミングを調整することで、振幅制限した
信号の遅延時間を調整する。これにより、離散化される
前段階における調整が可能となり、量子化速度に対して
微小な調整が可能となる。また、別の調整方法として、
たとえば、第１１の工程にて、量子化速度で離散化され
た信号に対して処理を行う。これにより、幅広い遅延時
間調整が可能となる。
程にて、位相検出回路に入力される信号、もしくは位相
検出を行うタイミングを調整することで、振幅制限した
信号の遅延時間を調整する。これにより、離散化される
前段階における調整が可能となり、量子化速度に対して
微小な調整が可能となる。また、別の調整方法として、
たとえば、第１１の工程にて、量子化速度で離散化され
た信号に対して処理を行う。これにより、幅広い遅延時
間調整が可能となる。
【００３７】
【発明の実施の形態】本発明をより詳細に説術するため
に、添付の図面に従ってこれを説明する。
に、添付の図面に従ってこれを説明する。
【００３８】実施の形態１．
まず本発明にかかる直交復調器の構成について説明す
る。第１図は、本発明にかかる直交復調器の実施の形態
１の構成を示す図である。第１図において、１は受信信
号入力端子であり、２は判定値出力端子であり、４は折
り返し防止フィルタであり、５は対数増幅器であり、６
はオーバーサンプル量子化回路であり、７は位相検出回
路であり、９は位相逆回転回路であり、１１はレベル検
出回路であり、１２は極座標直交座標変換回路であり、
１３はディジタルフィルタであり、１４は復調回路であ
る。
る。第１図は、本発明にかかる直交復調器の実施の形態
１の構成を示す図である。第１図において、１は受信信
号入力端子であり、２は判定値出力端子であり、４は折
り返し防止フィルタであり、５は対数増幅器であり、６
はオーバーサンプル量子化回路であり、７は位相検出回
路であり、９は位相逆回転回路であり、１１はレベル検
出回路であり、１２は極座標直交座標変換回路であり、
１３はディジタルフィルタであり、１４は復調回路であ
る。
【００３９】ここで、上記のように構成される直交復調
器の基本的な動作を簡単に説明する。まず、折り返し防
止フィルタ４では、後段のオーバーサンプル量子化回路
６において周波数折り返し（aliasing noise）が生じな
い程度に、受信信号を帯域制限して抽出する。なお、こ
こで使用されるフィルタは、既知のアナログフィルタが
用いられる。そして、対数増幅器５では、帯域制限によ
り抽出された受信信号から、包絡振幅成分の対数変換値
と、振幅を抑圧（既知の対数関数（Log変換）による振
幅変換を示す）した信号成分と、を出力する。
器の基本的な動作を簡単に説明する。まず、折り返し防
止フィルタ４では、後段のオーバーサンプル量子化回路
６において周波数折り返し（aliasing noise）が生じな
い程度に、受信信号を帯域制限して抽出する。なお、こ
こで使用されるフィルタは、既知のアナログフィルタが
用いられる。そして、対数増幅器５では、帯域制限によ
り抽出された受信信号から、包絡振幅成分の対数変換値
と、振幅を抑圧（既知の対数関数（Log変換）による振
幅変換を示す）した信号成分と、を出力する。
【００４０】つぎに、位相検出回路７では、振幅を抑圧
した信号成分から信号の位相成分を抽出し、さらに、位
相逆回転回路９では、抽出した位相成分に対して復調回
路１４等の外部からの周波数偏差の指示にしたがって位
相回転を施し、位相回転後の値を出力する。一方、オー
バーサンプル量子化回路６では、前記対数変換値をシン
ボルレートより速い速度で量子化する。
した信号成分から信号の位相成分を抽出し、さらに、位
相逆回転回路９では、抽出した位相成分に対して復調回
路１４等の外部からの周波数偏差の指示にしたがって位
相回転を施し、位相回転後の値を出力する。一方、オー
バーサンプル量子化回路６では、前記対数変換値をシン
ボルレートより速い速度で量子化する。
【００４１】つぎに、レベル検出回路１１では、量子化
された対数変換値を入力し、信号の振幅レベルを検出す
る。そして、極座標直交座標変換回路１２では、検出さ
れた振幅レベルにもとづき、オーバーサンプルの速度で
量子化された対数変換値を適切な値とするために逆対数
変換を行い、さらに、位相の逆回転処理を施した位相成
分を、オーバーサンプルの速度に相当する直交座標の信
号に変換する。
された対数変換値を入力し、信号の振幅レベルを検出す
る。そして、極座標直交座標変換回路１２では、検出さ
れた振幅レベルにもとづき、オーバーサンプルの速度で
量子化された対数変換値を適切な値とするために逆対数
変換を行い、さらに、位相の逆回転処理を施した位相成
分を、オーバーサンプルの速度に相当する直交座標の信
号に変換する。
【００４２】最後に、ディジタルフィルタ１３では、オ
ーバーサンプル速度の直交座標に変換された信号を入力
して波形整形を行い、復調回路１４では、この波形整形
された信号を入力して復調処理を行う。
ーバーサンプル速度の直交座標に変換された信号を入力
して波形整形を行い、復調回路１４では、この波形整形
された信号を入力して復調処理を行う。
【００４３】なお、本実施の形態の構成においては、以
下に示す４つの特徴がある。まず、第１に、急峻な特性
を実現することが非常に困難な帯域制限フィルタに換え
て、実現が容易なオーバーサンプル時の折り返し防止フ
ィルタ（アナログフィルタ）を用いることとした。第２
に、周波数偏差に対する補正を、抽出した位相成分に対
して直接行うこととした。第３に、量子化速度をオーバ
ーサンプルの速度に高めることとした。第４に、オーバ
ーサンプル速度の直交検波結果を、ディジタルフィルタ
により波形整形することとした。
下に示す４つの特徴がある。まず、第１に、急峻な特性
を実現することが非常に困難な帯域制限フィルタに換え
て、実現が容易なオーバーサンプル時の折り返し防止フ
ィルタ（アナログフィルタ）を用いることとした。第２
に、周波数偏差に対する補正を、抽出した位相成分に対
して直接行うこととした。第３に、量子化速度をオーバ
ーサンプルの速度に高めることとした。第４に、オーバ
ーサンプル速度の直交検波結果を、ディジタルフィルタ
により波形整形することとした。
【００４４】以下、上記のように構成される直交復調器
における上記特徴的な動作を図面にしたがって詳細に説
明する。第２図は、受信した変調信号を標本化した場合
の一例を示す図である。具体的にいうと、折り返し防止
フィルタ４で帯域制限した信号を周波数軸上で表記して
いる。ここで使用される折り返し防止フィルタ４には、
波形整形の機能がなく、単に折り返し防止の機能だけを
実現している。この場合、折り返し防止フィルタ４は急
峻なフィルタである必要がないため、既知のアナログフ
ィルタで容易に所望の特性を実現することができる（第
１の特徴）。これにより、回路の簡素化が可能となる。
における上記特徴的な動作を図面にしたがって詳細に説
明する。第２図は、受信した変調信号を標本化した場合
の一例を示す図である。具体的にいうと、折り返し防止
フィルタ４で帯域制限した信号を周波数軸上で表記して
いる。ここで使用される折り返し防止フィルタ４には、
波形整形の機能がなく、単に折り返し防止の機能だけを
実現している。この場合、折り返し防止フィルタ４は急
峻なフィルタである必要がないため、既知のアナログフ
ィルタで容易に所望の特性を実現することができる（第
１の特徴）。これにより、回路の簡素化が可能となる。
【００４５】第３図も第２図と同様に、受信した変調信
号を標本化した場合の一例を示す図であり、相違点は、
受信信号に周波数偏差が印加されていることである。こ
こでは、折り返し防止フィルタ４を緩やかな特性として
いるため、受信信号のスペクトルと折り返し防止フィル
タ４の周波数特性とのずれの影響がほとんどない。
号を標本化した場合の一例を示す図であり、相違点は、
受信信号に周波数偏差が印加されていることである。こ
こでは、折り返し防止フィルタ４を緩やかな特性として
いるため、受信信号のスペクトルと折り返し防止フィル
タ４の周波数特性とのずれの影響がほとんどない。
【００４６】第４図は、周波数偏差を有する信号成分を
第３図に示すように帯域制限した後、周波数補正を行
い、それを周波数軸上で表現した図である。この場合、
信号成分は、周波数偏差がない場合（第２図参照）と全
く変化がなく、特性劣化が生じない。また、周波数補正
は、復調回路１４で行わず、通常、ディジタル値である
位相検出値に対して行うため（第２の特徴）、周波数偏
差を補正するための位相逆回転回路９を、ディジタルの
加算器で実現できる。すなわち、従来の直交復調器を使
用した場合の周波数補正時に復調回路１４で生じるよう
な、周波数補正分の回路規模の大幅な増加が生じない。
第３図に示すように帯域制限した後、周波数補正を行
い、それを周波数軸上で表現した図である。この場合、
信号成分は、周波数偏差がない場合（第２図参照）と全
く変化がなく、特性劣化が生じない。また、周波数補正
は、復調回路１４で行わず、通常、ディジタル値である
位相検出値に対して行うため（第２の特徴）、周波数偏
差を補正するための位相逆回転回路９を、ディジタルの
加算器で実現できる。すなわち、従来の直交復調器を使
用した場合の周波数補正時に復調回路１４で生じるよう
な、周波数補正分の回路規模の大幅な増加が生じない。
【００４７】第５図は、オーバーサンプル量子化回路６
で量子化した場合（第３の特徴）において、信号成分と
量子化雑音とを同時に周波数軸上で表現した図である。
たとえば、標本化速度を高めると、オーバーサンプル量
子化回路６で標本化周波数のすべてにわたって積分した
量子化雑音電力は変化しないが、周波数で正規化した量
子化雑音電力は減少することが知られている。すなわ
ち、第５図の信号成分が存在しない部分の量子化雑音
は、ディジタルフィルタ１３により除去されるため（第
４の特徴）、信号中に存在する量子化雑音の量を抑圧す
ることができる。
で量子化した場合（第３の特徴）において、信号成分と
量子化雑音とを同時に周波数軸上で表現した図である。
たとえば、標本化速度を高めると、オーバーサンプル量
子化回路６で標本化周波数のすべてにわたって積分した
量子化雑音電力は変化しないが、周波数で正規化した量
子化雑音電力は減少することが知られている。すなわ
ち、第５図の信号成分が存在しない部分の量子化雑音
は、ディジタルフィルタ１３により除去されるため（第
４の特徴）、信号中に存在する量子化雑音の量を抑圧す
ることができる。
【００４８】以上、本実施の形態によれば、帯域制限フ
ィルタに急峻な特性が必要なくなり、従来の帯域制限フ
ィルタ１００の機能を、緩やかな特性のアナログフィル
タを用いた折り返し防止フィルタ４で容易に代用するこ
とができるようになる。これにより、受信信号に周波数
偏差が印加されている場合においても、受信信号のスペ
クトルと折り返し防止フィルタ４の周波数特性とのずれ
の影響がなくなる。また、回路の簡素化が可能となる。
ィルタに急峻な特性が必要なくなり、従来の帯域制限フ
ィルタ１００の機能を、緩やかな特性のアナログフィル
タを用いた折り返し防止フィルタ４で容易に代用するこ
とができるようになる。これにより、受信信号に周波数
偏差が印加されている場合においても、受信信号のスペ
クトルと折り返し防止フィルタ４の周波数特性とのずれ
の影響がなくなる。また、回路の簡素化が可能となる。
【００４９】また、本実施の形態によれば、折り返し防
止フィルタの特性を緩和することにより、第１２図に示
すような周波数偏差がある場合であっても、所望の信号
成分がフィルタにより削り取られること、および信号の
折り返し成分が干渉として混入してしまうことがなくな
り、大幅な特性劣化を回避することができる。
止フィルタの特性を緩和することにより、第１２図に示
すような周波数偏差がある場合であっても、所望の信号
成分がフィルタにより削り取られること、および信号の
折り返し成分が干渉として混入してしまうことがなくな
り、大幅な特性劣化を回避することができる。
【００５０】また、本実施の形態によれば、位相検出値
に対して位相逆回転を適用することにより、演算処理に
伴う回路規模の増加を防ぐことができ、これにより、周
波数偏差の補正を行う場合における復調回路の回路規模
の増加が発生しない。さらに、位相の逆回転を行う位相
逆回転回路９を簡単な加算器で実現できる。
に対して位相逆回転を適用することにより、演算処理に
伴う回路規模の増加を防ぐことができ、これにより、周
波数偏差の補正を行う場合における復調回路の回路規模
の増加が発生しない。さらに、位相の逆回転を行う位相
逆回転回路９を簡単な加算器で実現できる。
【００５１】また、本実施の形態によれば、対数変換値
を量子化することが原因で発生する振幅値に対して、逆
対数変換を行った場合の誤差、すなわち、量子化誤差
は、オーバーサンプル量子化回路６による高い周波数で
行う量子化と、ディジタルフィルタ１３による高精度な
フィルタリング処理により、抑制可能となる。
を量子化することが原因で発生する振幅値に対して、逆
対数変換を行った場合の誤差、すなわち、量子化誤差
は、オーバーサンプル量子化回路６による高い周波数で
行う量子化と、ディジタルフィルタ１３による高精度な
フィルタリング処理により、抑制可能となる。
【００５２】また、複数のアンテナから変調信号を受信
するダイバーシチ受信に拡張することにより、さらに、
高精度な復調処理が可能となる。
するダイバーシチ受信に拡張することにより、さらに、
高精度な復調処理が可能となる。
【００５３】実施の形態２．
つぎに、本発明にかかる直交復調器の実施の形態２の構
成および動作について説明する。第６図は、本発明にか
かる直交復調器の実施の形態２の構成を示す図である。
なお、先に説明した第１図（実施の形態１）と同一の構
成については、同一の符号を付して説明を省略する。第
６図において、３は同期のタイミング情報入力端子であ
り、８はバッファ回路であり、１０はタイミング制御回
路である。
成および動作について説明する。第６図は、本発明にか
かる直交復調器の実施の形態２の構成を示す図である。
なお、先に説明した第１図（実施の形態１）と同一の構
成については、同一の符号を付して説明を省略する。第
６図において、３は同期のタイミング情報入力端子であ
り、８はバッファ回路であり、１０はタイミング制御回
路である。
【００５４】ここで、上記のように構成される直交復調
器の基本的な動作を簡単に説明する。なお、ここでは、
実施の形態１と異なる動作だけの説明とする。本実施の
形態においては、たとえば、オーバーサンプル量子化回
路６の出力する対数変換値、および位相検出回路７の出
力する位相検出値を、一旦、バッファ回路８に蓄える。
その後、外部からのタイミング情報にしたがって、タイ
ミング制御回路１０が、バッファ回路８の出力データを
制御する。
器の基本的な動作を簡単に説明する。なお、ここでは、
実施の形態１と異なる動作だけの説明とする。本実施の
形態においては、たとえば、オーバーサンプル量子化回
路６の出力する対数変換値、および位相検出回路７の出
力する位相検出値を、一旦、バッファ回路８に蓄える。
その後、外部からのタイミング情報にしたがって、タイ
ミング制御回路１０が、バッファ回路８の出力データを
制御する。
【００５５】第７図は、外部からのタイミング情報に基
づいて対数変換値をレベル検出する処理を示す図であ
る。ここでは、バースト状の信号が到来する場合のレベ
ル検出回路１１の動作に関して検討する。従来技術にお
いては、たとえば、第１５図に示すように、信号レベル
の立ち上がりで過渡応答が生じてバーストの先頭が利用
できないことから、バーストの先頭にプリアンブルを設
けるか、または、第１６図に示すように、信号をすべて
受信してからレベル検出を行う手法を用いることで、信
号出力に大きな遅延を許容する必要がある。
づいて対数変換値をレベル検出する処理を示す図であ
る。ここでは、バースト状の信号が到来する場合のレベ
ル検出回路１１の動作に関して検討する。従来技術にお
いては、たとえば、第１５図に示すように、信号レベル
の立ち上がりで過渡応答が生じてバーストの先頭が利用
できないことから、バーストの先頭にプリアンブルを設
けるか、または、第１６図に示すように、信号をすべて
受信してからレベル検出を行う手法を用いることで、信
号出力に大きな遅延を許容する必要がある。
【００５６】しかしながら、本実施の形態においては、
外部からのタイミング情報に基づいてレベル検出を行う
ため、信号成分が存在する確率の高い時刻において自由
にレベル検出を行うことができる。また、実施の形態１
にて説明したオーバーサンプルにより、雑音の影響を抑
圧することができる。そのため、検出期間を短縮するこ
とができ、バースト全体で安定した信号を再生すること
ができるとともに、さらに、信号出力の遅延を削減させ
ることもできる。
外部からのタイミング情報に基づいてレベル検出を行う
ため、信号成分が存在する確率の高い時刻において自由
にレベル検出を行うことができる。また、実施の形態１
にて説明したオーバーサンプルにより、雑音の影響を抑
圧することができる。そのため、検出期間を短縮するこ
とができ、バースト全体で安定した信号を再生すること
ができるとともに、さらに、信号出力の遅延を削減させ
ることもできる。
【００５７】以上、本実施の形態によれば、実施の形態
１と同様の効果が得られるとともに、さらに、外部から
のタイミング情報を入力することにより、レベル検出期
間の短縮が可能となり、それに従って受信信号の遅延量
の削減も可能となる。
１と同様の効果が得られるとともに、さらに、外部から
のタイミング情報を入力することにより、レベル検出期
間の短縮が可能となり、それに従って受信信号の遅延量
の削減も可能となる。
【００５８】実施の形態３．
つぎに、本発明にかかる直交復調器の実施の形態３の構
成および動作について説明する。前述した第１図の記載
の極座標直交座標変換回路は、非線形増幅器、すなわ
ち、対数増幅器５の逆関数を実現するための変換処理を
含んでいる。一方、本実施の形態においては、上記変換
処理において非線形増幅器の逆関数を実現するための変
換処理に加えて、さらに、極座標直交座標変換手段１２
が、「非線形な補正」を行う。以下に、追加する「非線
形な補正」に関して、具体例をあげて説明する。なお、
本実施の形態の構成については、先に説明した第１図お
よび第２図（実施の形態１および２）と同様であるた
め、同一の符号を付してその説明を省略する。
成および動作について説明する。前述した第１図の記載
の極座標直交座標変換回路は、非線形増幅器、すなわ
ち、対数増幅器５の逆関数を実現するための変換処理を
含んでいる。一方、本実施の形態においては、上記変換
処理において非線形増幅器の逆関数を実現するための変
換処理に加えて、さらに、極座標直交座標変換手段１２
が、「非線形な補正」を行う。以下に、追加する「非線
形な補正」に関して、具体例をあげて説明する。なお、
本実施の形態の構成については、先に説明した第１図お
よび第２図（実施の形態１および２）と同様であるた
め、同一の符号を付してその説明を省略する。
【００５９】たとえば、問題点であげた（５）のとお
り、受信信号の振幅変動が大きい場合、受信信号の振幅
が小さい区間において、極座標直交座標変換回路１２か
ら出力される直交座標の信号が消失する。
り、受信信号の振幅変動が大きい場合、受信信号の振幅
が小さい区間において、極座標直交座標変換回路１２か
ら出力される直交座標の信号が消失する。
【００６０】そこで、本実施の形態においては、上記変
換処理を、たとえば、第８図に示すような特性を持つ変
換器を用いて行う。第８図は、極座標直交座標変換回路
１２における変換処理特性を示す図である。これは、対
数増幅器の逆関数に加えて、「あるしきい値以下に対す
る出力を一定値とする」、という非線形な補正を示して
いる。
換処理を、たとえば、第８図に示すような特性を持つ変
換器を用いて行う。第８図は、極座標直交座標変換回路
１２における変換処理特性を示す図である。これは、対
数増幅器の逆関数に加えて、「あるしきい値以下に対す
る出力を一定値とする」、という非線形な補正を示して
いる。
【００６１】以上、本実施の形態によれば、実施の形態
１および２と同様の効果が得られるとともに、さらに、
上記変換特性をもつ極座標直交座標変換回路１２を用い
ることで、受信信号の落ち込み時、すなわち、受信信号
の振幅が小さい区間においても、抽出された位相情報の
消失を防ぐことができる。
１および２と同様の効果が得られるとともに、さらに、
上記変換特性をもつ極座標直交座標変換回路１２を用い
ることで、受信信号の落ち込み時、すなわち、受信信号
の振幅が小さい区間においても、抽出された位相情報の
消失を防ぐことができる。
【００６２】なお、一般の無線機では、対数増幅器５以
外の受信フィルタおよび電力増幅機の飽和などにおいて
も非線形ひずみが生じる。そこで，本実施の形態におけ
る極座標直交座標変換回路１２の上記変換処理では、こ
れらの非線形ひずみをあわせて補正する。これにより、
本実施の形態においては、さらに良好な復調特性を得る
ことができる。
外の受信フィルタおよび電力増幅機の飽和などにおいて
も非線形ひずみが生じる。そこで，本実施の形態におけ
る極座標直交座標変換回路１２の上記変換処理では、こ
れらの非線形ひずみをあわせて補正する。これにより、
本実施の形態においては、さらに良好な復調特性を得る
ことができる。
【００６３】実施の形態４．
つぎに、本発明にかかる直交復調機の実施の形態４の構
成および動作について説明する。第９図は、本発明にか
かる直交復調器の実施の形態４の構成を示す図である。
なお、先に説明した第１図および第６図（実施の形態１
および２）と同一の構成については、同一の符号を付し
てその説明を省略する。第９図において、１５，１６，
１７は遅延調整回路である。
成および動作について説明する。第９図は、本発明にか
かる直交復調器の実施の形態４の構成を示す図である。
なお、先に説明した第１図および第６図（実施の形態１
および２）と同一の構成については、同一の符号を付し
てその説明を省略する。第９図において、１５，１６，
１７は遅延調整回路である。
【００６４】たとえば、問題点であげた（６）のとお
り、非線形増幅手段、すなわち、対数増幅器５から出力
される非線形関数にしたがって増幅した信号、および振
幅制限した信号は、一般に異なる遅延時間を持ってお
り、互いのタイミングにずれが生じている。
り、非線形増幅手段、すなわち、対数増幅器５から出力
される非線形関数にしたがって増幅した信号、および振
幅制限した信号は、一般に異なる遅延時間を持ってお
り、互いのタイミングにずれが生じている。
【００６５】そこで、本発明の形態においては、このタ
イミングずれを上記各遅延調整回路により補正する。た
とえば、遅延調整回路１５では、位相検出回路７に入力
される信号、もしくは位相検出を行うタイミングを調整
することで、振幅制限した信号の遅延時間を調整する。
すなわち、遅延調整回路１５では、離散化される前段階
における調整が可能であり、量子化速度に対して微小な
調整が可能である。
イミングずれを上記各遅延調整回路により補正する。た
とえば、遅延調整回路１５では、位相検出回路７に入力
される信号、もしくは位相検出を行うタイミングを調整
することで、振幅制限した信号の遅延時間を調整する。
すなわち、遅延調整回路１５では、離散化される前段階
における調整が可能であり、量子化速度に対して微小な
調整が可能である。
【００６６】一方、遅延調整回路１６および１７では、
量子化速度で離散化された信号に対して処理を行うた
め、幅広い遅延時間調整が可能である。
量子化速度で離散化された信号に対して処理を行うた
め、幅広い遅延時間調整が可能である。
【００６７】このように、本実施の形態によれば、実施
の形態１，２または３と同様の効果が得られるととも
に、さらに、上記各遅延調整回路を用いて各処理のタイ
ミングのずれを補正することで、簡易な構成で対数増幅
器５から出力される２つの信号の遅延時間を調整するこ
とができる。
の形態１，２または３と同様の効果が得られるととも
に、さらに、上記各遅延調整回路を用いて各処理のタイ
ミングのずれを補正することで、簡易な構成で対数増幅
器５から出力される２つの信号の遅延時間を調整するこ
とができる。
【００６８】
【発明の効果】以上説明したとおり、この発明によれ
ば、帯域制限フィルタに急峻な特性が必要なくなり、従
来の帯域制限フィルタの機能を、緩やかな特性のアナロ
グフィルタを用いた折り返し防止フィルタで容易に代用
することができるようになる。これにより、受信信号に
周波数偏差が印加されている場合においても、受信信号
のスペクトルと折り返し防止フィルタの周波数特性のず
れの影響がなくなり、また、回路の簡素化が可能とな
る、という効果を奏する。また、この発明によれば、折
り返し防止フィルタの特性を緩和することにより、第１
２図に示すような周波数偏差がある場合であっても、大
幅な特性劣化を回避することができる、という効果を奏
する。また、この発明によれば、位相検出値に対して位
相逆回転を適用することにより、演算処理に伴う回路規
模の増加を防ぐことができ、これにより、周波数偏差の
補正を行う場合における復調回路の回路規模の増加が発
生しない、という効果を奏する。さらに、位相の逆回転
を行う位相逆回転回路を簡単な加算器で実現できる、と
いう効果を奏する。また、この発明によれば、対数変換
値を量子化することが原因で発生する振幅値に対して逆
対数変換を行った場合の誤差、すなわち、量子化誤差
は、オーバーサンプル量子化回路による高い周波数で行
う量子化と、ディジタルフィルタによる高精度なフィル
タリング処理により、抑圧可能となる、という効果を奏
する。 ［図面の簡単な説明］
ば、帯域制限フィルタに急峻な特性が必要なくなり、従
来の帯域制限フィルタの機能を、緩やかな特性のアナロ
グフィルタを用いた折り返し防止フィルタで容易に代用
することができるようになる。これにより、受信信号に
周波数偏差が印加されている場合においても、受信信号
のスペクトルと折り返し防止フィルタの周波数特性のず
れの影響がなくなり、また、回路の簡素化が可能とな
る、という効果を奏する。また、この発明によれば、折
り返し防止フィルタの特性を緩和することにより、第１
２図に示すような周波数偏差がある場合であっても、大
幅な特性劣化を回避することができる、という効果を奏
する。また、この発明によれば、位相検出値に対して位
相逆回転を適用することにより、演算処理に伴う回路規
模の増加を防ぐことができ、これにより、周波数偏差の
補正を行う場合における復調回路の回路規模の増加が発
生しない、という効果を奏する。さらに、位相の逆回転
を行う位相逆回転回路を簡単な加算器で実現できる、と
いう効果を奏する。また、この発明によれば、対数変換
値を量子化することが原因で発生する振幅値に対して逆
対数変換を行った場合の誤差、すなわち、量子化誤差
は、オーバーサンプル量子化回路による高い周波数で行
う量子化と、ディジタルフィルタによる高精度なフィル
タリング処理により、抑圧可能となる、という効果を奏
する。 ［図面の簡単な説明］
【図１】第１図は、本発明にかかる直交復調器の実施の
形態１の構成を示す図である。
形態１の構成を示す図である。
【図２】第２図は、受信した変調信号を標本化した場合
の一例を示す図である。
の一例を示す図である。
【図３】第３図は、受信した変調信号を標本化した場合
の一例を示す図である。
の一例を示す図である。
【図４】第４図は、周波数偏差を有する信号成分を帯域
制限した後、周波数補正を行い、それを周波数軸上で表
現した図である。
制限した後、周波数補正を行い、それを周波数軸上で表
現した図である。
【図５】第５図は、信号成分と量子化雑音とを周波数軸
上で表現した図である。
上で表現した図である。
【図６】第６図は、本発明にかかる直交復調器の実施の
形態２の構成を示す図である。
形態２の構成を示す図である。
【図７】第７図は、外部からのタイミング情報に基づい
て対数変換値をレベル検出する処理を示す図である。
て対数変換値をレベル検出する処理を示す図である。
【図８】第８図は、極座標直交座標変換回路における変
換処理特性を示す図である。
換処理特性を示す図である。
【図９】第９図は、本発明にかかる直交復調器の実施の
形態４の構成を示す図である。
形態４の構成を示す図である。
【図１０】第１０図は、第２７４８５３６号公報に記載
された従来の直交復調器の構成を示す図である。
された従来の直交復調器の構成を示す図である。
【図１１】第１１図は、受信した変調信号の一例を示す
図である。
図である。
【図１２】第１２図は、受信した変調信号の一例を示す
図である。
図である。
【図１３】第１３図は、周波数偏差を有する信号成分を
帯域制限した後、周波数補正を行い、それを周波数軸上
で表現した図である。
帯域制限した後、周波数補正を行い、それを周波数軸上
で表現した図である。
【図１４】第１４図は、信号成分と量子化雑音とを周波
数軸上で表現した図である。
数軸上で表現した図である。
【図１５】第１５図は、レベル検出回路における１つ目
の問題点を示す図である。
の問題点を示す図である。
【図１６】第１６図は、レベル検出回路における２つ目
の問題点を示す図である。
の問題点を示す図である。
【符号の説明】
１ 受信信号入力端子
２ 判定値出力端子
３ 同期タイミング情報入力端子
４ 折り返し防止フィルタ
５ 対数増幅器
６ オーバーサンプル量子化回路
７ 位相検出回路
８ バッファ回路
９ 位相逆回転回路
１０ タイミング制御回路
１１ レベル検出回路
１２ 極座標直交座標変換回路
１３ ディジタルフィルタ
１４ 復調回路
１５，１６，１７ 遅延調整回路
─────────────────────────────────────────────────────
フロントページの続き
(56)参考文献 特開 平９−186732（ＪＰ，Ａ)
特開 平４−160844（ＪＰ，Ａ)
特開 平７−226724（ＪＰ，Ａ)
特開 昭60−1941（ＪＰ，Ａ)
(58)調査した分野(Int.Cl.7，ＤＢ名)
H04L 27/22
Claims (18)
- 【請求項１】 高周波に変調された受信信号を同相成分
と直交成分に復調する直交復調器において、 量子化を行う際に信号成分の折り返しが生じないよう
に、前記受信信号に対して緩やかな特性を有するアナロ
グフィルタを用いて帯域制限を施す折り返し防止フィル
タリング手段と、 前記帯域制限された信号に基づいて、非線形関数にした
がって増幅した信号と、位相検出が可能となるように振
幅制限した信号と、を生成する非線形増幅手段と、 前記振幅制限信号から位相成分を検出する位相検出手段
と、 外部から指示される周波数偏差情報に基づいて、前記位
相成分に対して位相逆回転処理を行うことにより、周波
数偏差を補正する位相逆回転手段と、 前記増幅信号をシンボルレートより速い速度で量子化す
るオーバーサンプリング量子化手段と、 前記量子化された信号から振幅基準レベルを検出するレ
ベル検出手段と、 前記量子化された信号と前記振幅基準レベルとを用い
て、非線形関数の逆関数による変換処理を行うことによ
り振幅補正を行い、さらに、前記位相逆回転処理が行わ
れた信号を用いて、前記振幅補正後の信号をオーバーサ
ンプル速度に相当する同相成分と直交成分に変換する極
座標直交座標変換手段と、 前記同相成分と直交成分に対して帯域制限を施すディジ
タルフィルタリング手段と、 を備えることを特徴とする直交復調器。 - 【請求項２】 さらに、前記振幅基準レベルの検出を行
う基準となるタイミング情報を外部から受け取ることに
より、前記レベル検出手段の動作タイミングを制御する
タイミング制御手段、 を備えることを特徴とする請求項１に記載の直交復調
器。 - 【請求項３】 前記量子化された信号および前記位相成
分を蓄積するバッファ手段、 を備え、 前記タイミングの制御により、前記バッファ手段に蓄積
された信号から振幅基準レベルを検出することを特徴と
する請求項２に記載の直交復調器。 - 【請求項４】 前記極座標直交座標変換手段は、 前記非線形関数の逆関数による変換処理に加えて、非線
形な補正を行うことを特徴とする請求項１に記載の直交
復調器。 - 【請求項５】 前記極座標直交座標変換手段は、 前記非線形関数の逆関数による変換処理に加えて、非線
形な補正を行うことを特徴とする請求項３に記載の直交
復調器。 - 【請求項６】 さらに、前記非線形関数にしたがって増
幅した信号と、前記振幅制限した信号と、の遅延時間差
を補正する遅延時間補正手段、 を備えることを特徴とする請求項１に記載の直交復調
器。 - 【請求項７】 さらに、前記非線形関数にしたがって増
幅した信号と、前記振幅制限した信号と、の遅延時間差
を補正する遅延時間補正手段、 を備えることを特徴とする請求項３に記載の直交復調
器。 - 【請求項８】 さらに、前記非線形関数にしたがって増
幅した信号と、前記振幅制限した信号と、の遅延時間差
を補正する遅延時間補正手段、 を備えることを特徴とする請求項４に記載の直交復調
器。 - 【請求項９】 さらに、前記非線形関数にしたがって増
幅した信号と、前記振幅制限した信号と、の遅延時間差
を補正する遅延時間補正手段、 を備えることを特徴とする請求項５に記載の直交復調
器。 - 【請求項１０】 高周波に変調された受信信号を同相成
分と直交成分に復調する直交復調方法において、 量子化を行う際に信号成分の折り返しが生じないよう
に、前記受信信号に対して緩やかな特性を有するアナロ
グフィルタを用いて帯域制限を施す第１の工程と、 前記帯域制限された信号に基づいて、非線形関数にした
がって増幅した信号と、位相検出が可能となるように振
幅制限した信号と、を生成する第２の工程と、 前記振幅制限信号から位相成分を検出する第３の工程
と、 外部から指示される周波数偏差情報に基づいて、前記位
相成分に対して位相逆回転処理を行うことにより、周波
数偏差を補正する第４の工程と、 前記増幅信号をシンボルレートより速い速度で量子化す
る第５の工程と、 前記量子化された信号から振幅基準レベルを検出する第
６の工程と、 前記量子化された信号と前記振幅基準レベルとを用い
て、非線形関数の逆関数による変換処理を行うことによ
り振幅補正を行い、さらに、前記位相逆回転処理が行わ
れた信号を用いて、前記振幅補正後の信号をオーバーサ
ンプル速度に相当する同相成分と直交成分に変換する第
７の工程と、 前記同相成分と直交成分に対してディジタルフィルタを
用いて帯域制限を施す第８の工程と、 を含むことを特徴とする直交復調方法。 - 【請求項１１】 さらに、前記振幅基準レベルの検出を
行う基準となるタイミング情報を外部から受け取ること
により、前記第６の工程の動作タイミングを制御する第
９の工程、 を含むことを特徴とする請求項１０に記載の直交復調方
法。 - 【請求項１２】 前記量子化された信号および前記位相
成分を蓄積する第１０の工程を含み、 前記タイミングの制御により、前記第１０の工程におい
て蓄積された信号から振幅基準レベルを検出することを
特徴とする請求項１１に記載の直交復調方法。 - 【請求項１３】 前記第７の工程にあっては、 前記非線形関数の逆関数による変換処理に加えて、非線
形な補正を行うことを特徴とする請求項１０に記載の直
交復調方法。 - 【請求項１４】 前記第７の工程にあっては、 前記非線形関数の逆関数による変換処理に加えて、非線
形な補正を行うことを特徴とする請求項１２に記載の直
交復調方法。 - 【請求項１５】 さらに、前記非線形関数にしたがって
増幅した信号と、前記振幅制限した信号と、の遅延時間
差を補正する第９の工程、 を含むことを特徴とする請求項１０に記載の直交復調方
法。 - 【請求項１６】 さらに、前記非線形関数にしたがって
増幅した信号と、前記振幅制限した信号と、の遅延時間
差を補正する第１１の工程、 を含むことを特徴とする請求項１２に記載の直交復調方
法。 - 【請求項１７】 さらに、前記非線形関数にしたがって
増幅した信号と、前記振幅制限した信号と、の遅延時間
差を補正する第９の工程、 を含むことを特徴とする請求項１３に記載の直交復調方
法。 - 【請求項１８】 さらに、前記非線形関数にしたがって
増幅した信号と、前記振幅制限した信号と、の遅延時間
差を補正する第１１の工程、 を含むことを特徴とする請求項１４に記載の直交復調方
法。
Applications Claiming Priority (3)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP11-224317 | 1999-08-06 | ||
| JP22431799 | 1999-08-06 | ||
| PCT/JP2000/004486 WO2001011844A1 (fr) | 1999-08-06 | 2000-07-06 | Demodulateur orthogonal et procede de demodulation orthogonale |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JP3522725B2 true JP3522725B2 (ja) | 2004-04-26 |
Family
ID=16811865
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP2001515598A Expired - Lifetime JP3522725B2 (ja) | 1999-08-06 | 2000-07-06 | 直交復調器および直交復調方法 |
Country Status (4)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP3522725B2 (ja) |
| AU (1) | AU5848500A (ja) |
| TW (1) | TW484286B (ja) |
| WO (1) | WO2001011844A1 (ja) |
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|---|---|---|---|---|
| KR100431008B1 (ko) | 2001-07-27 | 2004-05-12 | 삼성전자주식회사 | 극좌표계를 이용하여 구현한 오에프디엠 수신장치 및 방법 |
| JP2007013403A (ja) * | 2005-06-29 | 2007-01-18 | Agilent Technol Inc | 時間差測定方法および同期化方法および測定方法、ならびに、時間差測定装置および同期化装置および測定装置 |
| JP4707631B2 (ja) * | 2005-09-08 | 2011-06-22 | パナソニック株式会社 | ポーラ変調送信装置、及び無線通信装置 |
| CN101777876B (zh) * | 2010-01-21 | 2012-03-28 | 清华大学 | 对数放大器 |
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| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| FR2479629B1 (fr) * | 1980-04-01 | 1985-11-08 | Thomson Csf | Procede de demodulation d'un signal module en amplitude, demodulateur mettant en oeuvre ce procede et systeme de television comportant un tel dispositif |
| JPS601941A (ja) * | 1983-06-18 | 1985-01-08 | Sony Corp | ディジタル信号記録再生装置 |
| JP2748536B2 (ja) * | 1989-04-25 | 1998-05-06 | 日本電気株式会社 | 直交信号復調装置 |
| JP2671595B2 (ja) * | 1990-10-25 | 1997-10-29 | 日本電気株式会社 | 復調装置 |
| JPH07226724A (ja) * | 1994-02-15 | 1995-08-22 | Toshiba Corp | Ｏｆｄｍ変調方法及びｏｆｄｍ復調方法並びにｏｆｄｍ変調装置及びｏｆｄｍ復調装置 |
| JP3455934B2 (ja) * | 1995-04-11 | 2003-10-14 | 日本電信電話株式会社 | 変調器 |
| JP3274338B2 (ja) * | 1995-12-28 | 2002-04-15 | 長野日本無線株式会社 | 直交復調装置 |
| JPH10164164A (ja) * | 1996-11-25 | 1998-06-19 | Matsushita Electric Ind Co Ltd | デジタル復調器 |
-
2000
- 2000-07-06 WO PCT/JP2000/004486 patent/WO2001011844A1/ja active Application Filing
- 2000-07-06 AU AU58485/00A patent/AU5848500A/en not_active Abandoned
- 2000-07-06 JP JP2001515598A patent/JP3522725B2/ja not_active Expired - Lifetime
- 2000-07-11 TW TW089113737A patent/TW484286B/zh not_active IP Right Cessation
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| TW484286B (en) | 2002-04-21 |
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