JP3274338B2

JP3274338B2 - 直交復調装置

Info

Publication number: JP3274338B2
Application number: JP35285195A
Authority: JP
Inventors: 栄新井
Original assignee: Nagano Japan Radio Co Ltd
Current assignee: Nagano Japan Radio Co Ltd
Priority date: 1995-12-28
Filing date: 1995-12-28
Publication date: 2002-04-15
Anticipated expiration: 2015-12-28
Also published as: JPH09186732A

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する技術分野】本発明は、直交変調された高
周波信号を互いに直交する位相関係の信号に復調可能な
直交復調装置に関するものである。

【０００２】

【従来の技術】この種の直交復調装置として、図４に示
す直交復調装置６１が知られている。直交復調装置６１
は、中間周波増幅回路６２、Ａ／Ｄ変換回路６３、直交
復調回路６４およびＡＧＣ回路６５を備えている。この
直交復調装置６１では、中間周波増幅回路６２が、図示
しない高周波回路によって生成された中間周波（例え
ば、４５５ＫＨｚ）である直交変調信号を所定の利得で
増幅してＡ／Ｄ変換回路６３に出力する。Ａ／Ｄ変換回
路６３は、直交変調信号をアナログ−ディジタル変換し
て直交復調回路６４に出力する。直交復調回路６４は、
ディジタル変換した直交変調信号と、互いに直交する２
つの局部発振信号とをそれぞれミキシングすることによ
って、互いに直交する同相成分信号および直交成分信号
に復調する。一方、ＡＧＣ回路６５は、復調した同相成
分信号および直交成分信号のそれぞれの振幅の２乗の和
の平方根をＤ／Ａ変換し、変換した電圧をＡＧＣ電圧と
して中間周波増幅回路６２に出力する。この結果、中間
周波増幅回路６２は、ＡＧＣ電圧に応じた利得で直交変
調信号を増幅することによって、ピーク値がＡ／Ｄ変換
回路６３のダイナミックレンジ内に入り、かつ振幅が直
線性を有する直交変調信号をＡ／Ｄ変換回路６３に出力
している。このように、従来の直交復調装置６１では、
中間周波増幅回路６２が、ＡＧＣ電圧に基づいて直交変
調信号の振幅の直線性を確保しつつ増幅することによっ
て、直交復調回路６４が、直交変調信号を両成分信号に
復調することができるようになっている。

【０００３】

【発明が解決しようとする課題】ところが、この従来の
直交復調装置６１には、以下の問題点がある。すなわ
ち、ＡＧＣ電圧によって中間周波増幅回路６２の利得が
完全に制御されるまでに、原理上、必ず所定時間のアタ
ックタイムが必要となる。したがって、アタックタイム
の経過前では、無信号時と同じように、中間周波増幅回
路６２や高周波回路の利得が最大またはそれに近い利得
になっている。このため、ディジタルデータによって変
調され振幅の立ち上がりが鋭い直交変調信号が入力され
た場合などでは、アタックタイムが経過するまでに入力
された直交変調信号が中間周波増幅回路６２内で飽和レ
ベルに達して直線性が失われてしまう結果、直交復調回
路６４によって復調された両成分信号の歪率が低下して
しまうという問題点がある。

【０００４】また、従来の直交復調装置６１では、立ち
上がりが比較的緩やかな音声信号などで搬送波を変調し
たＡＭ（Amplitude Modulation）信号などを非同期で復
調するような場合には、復調自体は行うことができる。
しかし、ディジタルデータによって変調したバースト状
の直交変調信号を同期復調する場合などには、直交変調
信号の振幅の立ち上がりが鋭いために復調自体を確実に
行うことができないことがある。具体的には、同期復調
を行う場合には、一般的に、同期復調に必要な搬送波や
クロック信号をそれぞれ再生するための搬送波再生用信
号およびクロック再生用信号が直交変調信号の先頭に付
加されている。ところが、前述したように、アタックタ
イム内では、直交変調信号が飽和レベルに達して振幅情
報が失われてしまうため、同期復調用の搬送波およびク
ロック信号を再生することができない場合があり、かか
る場合には、同期復調を行うことができないという問題
がある。

【０００５】このように、従来の直交復調装置６１に
は、ＡＧＣ回路６５の採用に起因して、確実かつ低歪率
で直交復調を行うことができないという問題点がある。

【０００６】本発明は、かかる問題点に鑑みてなされた
ものであり、ＡＧＣ回路を用いることなく確実かつ低歪
率で直交復調することができる直交復調装置を提供する
ことを主目的とする。

【０００７】

【課題を解決するための手段】上記目的を達成すべく請
求項１記載の直交復調装置は、入力された直交変調信号
を増幅してその振幅をほぼ一定値に制限する振幅制限増
幅部と、互いに直交する２つの局部発振信号と前記振幅
制限増幅部によって振幅制限された直交変調信号とをそ
れぞれミキシングするミキシング部と、当該ミキシング
部によって生成された同相成分信号および直交成分信号
に基づいて当該両成分信号の一般的な角度を演算する演
算部と、前記入力された直交変調信号の振幅を圧縮する
振幅圧縮部と、当該振幅圧縮部によって振幅圧縮された
前記直交変調信号の振幅を元の振幅に伸張する振幅伸張
部と、当該伸張された前記振幅と前記演算された一般的
な角度とに基づいて前記直交変調信号を復調する復調部
とを備えている直交復調装置であって、前記圧縮された
前記直交変調信号の振幅に対する元の振幅値を記憶する
記憶部と、前記入力された直交変調信号を減衰させるた
めの減衰部と、前記伸張された前記振幅が所定値以上の
ときに前記減衰部を作動させる減衰制御部とを備え、前
記振幅伸張部は、前記圧縮された前記直交変調信号の振
幅に対応するアドレスのデータを前記記憶部から読み出
して当該データに基づいて当該圧縮された振幅を前記元
の振幅に伸張すると共に、前記減衰制御部によって前記
減衰部が作動されられたときには前記記憶部の前記アド
レスをシフトさせて適正な振幅値に補正することを特徴
とする。

【０００８】この直交復調装置では、直交変調信号と局
部発振信号とをミキシングして直ちに同相成分信号およ
び直交成分信号とに復調する従来の直交復調装置と異な
り、演算部によって両成分信号の一般的な角度成分が求
められ、振幅圧縮部および振幅伸張部によって両成分信
号の振幅成分が求められる。この場合、演算部は、直交
変調信号の振幅が振幅制限増幅回路によって一定値に制
限されるため、振幅成分の変動による誤差を生じさせる
ことなく、一般的な角度を精度よく演算することができ
る。一方、振幅圧縮部は、直交変調信号の振幅成分を圧
縮するため、その入力ダイナミックレンジに対する出力
電圧値の幅を小さくすることができる。このため、振幅
伸張部は、その振幅成分を容易に取り扱うことができ、
例えば、ディジタルデータに変換することにより、その
ダイナミックレンジを低下させることなく圧縮した振幅
を元の振幅値に伸張することができる。この結果、復調
部は、直交変調信号が直線性を有する領域内で、振幅お
よび角度に基づいて確実かつ低歪率で直交変調信号を復
調することが可能になる。このため、直交変調信号の直
線性を確保するためのＡＧＣ回路を不要にすることがで
きるので、バースト状の直交変調信号が入力されたとし
ても、低歪率で直交復調することができる。また、同期
復調する場合にも、直交変調信号を飽和させることなく
復調することができるため、同期復調に必要な搬送波や
クロック信号を確実に再生することができる結果、確実
に直交復調することができる。また、この直交復調装置
では、振幅伸張部は、記憶部の記憶内容に基づいて、圧
縮された直交変調信号の振幅を伸張する。このため、例
えば、ＤＳＰ（Didital Signal Processor）などによっ
て振幅伸張部を構成することにより、直交変調信号の振
幅値を高速でかつ精度よく元の振幅値に伸張することが
できる。さらに、この直交復調装置では、例えば、振幅
圧縮部のダイナミックレンジを超える程の大きな受信レ
ベルの直交変調信号が入力されると、減衰制御部が入力
された直交変調信号を減衰させるため、直交変調信号の
直線性を確保することができる。この結果、低歪率で復
調可能な直交変調信号のダイナミックレンジを拡大する
ことができる。

【０００９】請求項２記載の直交復調装置は、請求項１
記載の直交復調装置において、前記振幅圧縮部は、前記
振幅制限増幅部によって増幅された前記直交変調信号を
対数的に検波する検波回路で構成されていることを特徴
とする。

【００１０】この直交復調装置では、振幅圧縮部として
の増幅回路を振幅制限増幅部の増幅回路と兼用すること
ができるため、装置のコストダウンを図ることができ
る。

【００１１】請求項３記載の直交復調装置は、請求項１
または２記載の直交復調装置において、前記演算部は、
前記一般的な角度に基づいて複素指数関数を演算し、前
記復調部は、前記演算された複素指数関数と前記伸張さ
れた前記振幅とを互いに乗算する乗算器で構成されてい
ることを特徴とする。

【００１２】この直交復調装置では、乗算器が複素指数
関数と振幅とを乗算することによって、同相成分信号と
直交成分信号とに基づく変調信号のベクトルを演算によ
って求めることができる。このため、回路構成を簡易に
することができると共に、高速にベクトル演算すること
ができる。

【００１３】

【発明の実施の形態】以下、添付図面を参照して、本発
明に係る直交復調装置の好適な実施の形態について説明
する。

【００１４】図１は、９００ＭＨｚ帯の搬送波を位相変
調したＱＰＳＫ（Quadrature PhaseShift Keying ）変
調信号（本発明における直交変調信号に相当し、以下、
「変調信号Ｓｒ」という）をベースバンド信号に復調す
る直交復調装置１のブロック図を示している。直交復調
装置１は、高周波の変調信号Ｓｒを増幅・周波数変換す
る高周波増幅部２と中間周波に変換した変調信号Ｓｒを
復調する復調部３とを備えている。

【００１５】高周波増幅部２は、アンテナ１１、アッテ
ネータ部（減衰部）１２、高周波増幅部１３、発振部１
４、ミキシング部１５、ＢＰＦ（バンドパスフィルタ）
１６および対数増幅部（振幅制限増幅部、振幅圧縮部）
１７を備えている。

【００１６】この高周波増幅部２では、アンテナ１１を
介してアッテネータ部１２に変調信号Ｓｒが入力される
と、アッテネータ部１２は、通常時においては、変調信
号Ｓｒを減衰させずにミキシング部１５に出力すると共
に、変調信号Ｓｒの受信レベルが所定値以上のときに
は、減衰制御信号の入力に従い変調信号Ｓｒを減衰させ
てミキシング部１５に出力する。ミキシング部１５は、
発振部１４によって生成されたチャンネル発振信号と変
調信号Ｓｒとをミキシングして中間周波の変調信号Ｓｒ
を生成し、ＢＰＦ１６に出力する。ＢＰＦ１６は、不要
波を除去して中間周波の変調信号Ｓｒ（以下、単に「変
調信号Ｓｒ」という）を対数増幅部１７に出力する。対
数増幅部１７は、内蔵のリミッティングアンプによって
変調信号Ｓｒを増幅すると共に所定レベルに振幅制限
し、かつ増幅した変調信号Ｓｒを内蔵の検波回路によっ
て対数検波することにより検波信号Ｓｄを生成する。

【００１７】対数増幅部１７は、具体的には、図２に示
すように、３段カスケード接続されたリミッティングア
ンプ（振幅制限増幅部）５１，５１，５１と、各リミッ
ティングアンプ５１，５１，５１によって増幅された変
調信号Ｓｒをそれぞれ対数的に検波する検波回路（振幅
圧縮部）５２，５２，５２と、検波回路５２，５２，５
２の検波信号Ｓｄを加算してＡ／Ｄ変換部３１に出力す
る加算器５３とを備えている。この対数増幅部１７の各
段は、いわゆるサクセシブ対数検波方式（Successive D
etection Log System ）の構成であって、所定の利得を
持ったリミッティングアンプ５１、および低レベルの検
波回路５２が、振幅制限された変調信号Ｓｒ、および対
数的に圧縮したビデオ信号である検波信号Ｓｄをそれぞ
れ出力する。この場合、入力レベルが変動したとして
も、対数増幅部１７が位相のずれや遅延を最小にするた
め、後述する演算部２６は、振幅が一定値に制限（リミ
ッティング）された変調信号Ｓｒに基づいて、振幅成分
の変動による位相誤差を発生させることなく精度よく、
同相成分信号および直交成分信号の一般的な角度を演算
することができる。また、対数増幅部１７は、その入力
ダイナミックレンジを約７０ｄＢとした場合に、検波回
路５２の対数作用によって検波信号Ｓｄの振幅を瞬間的
に約２０ｄＢに圧縮するため（図３（ａ）参照）、変調
信号Ｓｒを飽和させることなくＡ／Ｄ変換部３１に出力
する。このため、Ａ／Ｄ変換部３１は、その入力ダイナ
ミックレンジ内でアナログ−ディジタル変換を行うこと
ができる。

【００１８】復調部３は、角度演算部４、振幅演算部
５、復調再生部６、判別部７、キャリア検出部８および
基準レベル記憶部９を備えている。

【００１９】角度演算部４は、主として、同相成分信号
および直交成分信号の一般的な角度を変調信号Ｓｒに基
づいて演算するものであって、Ａ／Ｄ変換部２１、ミキ
シング部２２，２３、ＬＰＦ（ローパスフィルタ）２
４，２５および演算部２６を備えている。この角度演算
部４では、Ａ／Ｄ変換部２１が、対数増幅部１７によっ
て振幅制限された変調信号Ｓｒをアナログ−ディジタル
変換し、ディジタル信号に変換した変調信号Ｓｒをミキ
シング部２２および２３に出力する。ミキシング部２２
および２３は、それぞれ、後述するＶＣＯ４３によって
生成された再生用の局部発振信号とディジタル信号の変
調信号Ｓｒとをミキシングし、ミキシング信号をＬＰＦ
２４および２５に出力する。

【００２０】具体的には、例えば、変調信号Ｓｒをｆ_Ｒ
＝Ｃｏｓ（ωｃ＋Δωｉ）ｔとし、ベースバンドデータ
が値「１」のときに、ｆ_Ｒ＝Ｃｏｓ（ωｃ−Δω）ｔで
あるものとし（この場合、変調信号Ｓｒの振幅値を値
「１」とする）、局部発振信号をそれぞれｆ_Ｌ１＝２Co
s ωｃｔおよびｆ_Ｌ２＝２Sin ωｃｔとして表すものと
すると、ミキシング部２２は、ｆＩ＝ｆ_Ｌ１×ｆ_Ｒ＝
（Cos （２ωｃ＋Δω）ｔ＋Cos Δωｔ）で表されるミ
キシング信号ｆＩを生成し、ミキシング部２３は、ｆＱ
＝ｆ_Ｌ２×ｆ_Ｒ＝（Sin （２ωｃ＋Δω）ｔ＋Sin Δω
ｔ）で表されるミキシング信号ｆＱを生成する。

【００２１】ＬＰＦ２４および２５は、ミキシング部２
２および２４のミキシングによって生成されたミキシン
グ信号ｆＩおよびｆＱに含まれる不要信号を除去して同
相成分信号ＳＩおよび直交成分信号ＳＱのみをそれぞれ
通過させる。具体的には、前述した例では、同相成分信
号ＳＩは、Cos Δωｔとなり、直交成分信号ＳＱは、Si
n Δωｔとなる。演算部２６は、同相成分信号ＳＩの振
幅値（Ｉｎ）および直交成分信号ＳＱの振幅値（Ｑｎ）
に基づいて、下記の数式に従って一般的な角度θを演算
する。 θ＝ｔａｎ^−１（Ｉｎ／Ｑｎ）この場合、角度θは、同相成分信号ＳＩおよび直交成分
信号ＳＱの各振幅値で特定される座標点を、互いに直交
するＱ軸およびＩ軸からなるＱＩ平面上にプロットし、
プロットした座標点と原点とを結んだベクトルとＱ軸と
のなす角度に相当する。次いで、演算部２６は、角度θ
に基づいて、複素指数関数、つまりｅ^（ｊθ^）を演算す
る。

【００２２】振幅演算部５は、同相成分信号と直交成分
信号のそれぞれの２乗和の平方根である両成分信号の絶
対値ｒを検波信号Ｓｄに基づいて演算するものであっ
て、Ａ／Ｄ変換部３１、逆対数変換部３２、振幅データ
ＲＯＭ（記憶部）３３および減衰制御部３４を備えてい
る。この振幅演算部５では、Ａ／Ｄ変換部３１が、対数
増幅部１７によって対数検波された検波信号Ｓｄをアナ
ログ−ディジタル変換し、逆対数変換部３２が、ディジ
タル信号に変換した検波信号Ｓｄを変調信号Ｓｒの元の
振幅値に逆変換（伸張）する。具体的には、振幅データ
ＲＯＭ３３が、検波信号Ｓｄの値に対応する変調信号Ｓ
ｒの元の振幅値を予め記憶しており、逆対数変換部３２
は、検波信号Ｓｄの値に対応するアドレスのデータを読
み出すことにより、変調信号Ｓｒの元の振幅値を求め
る。より具体的には、図３（ｂ）に示すように、検波信
号Ｓｄの振幅値がＶａのときに、絶対値ｒである元の振
幅値Ｖｂに変換する。次いで、逆対数変換部３２は、変
換した振幅値に対応する振幅値データを減衰制御部３４
並びに後述する復調再生部６のミキシング部４１および
キャリア検出部８に出力する。一方、減衰制御部３４
は、所定の振幅値データ（例えば、アンテナ１１に入力
される受信レベルが５０ｄｂμＶのときの検波信号Ｓｄ
の値）を予め記憶しており、逆対数変換部３２から出力
される振幅値データが所定の振幅値データと等しくなっ
たときに、減衰制御信号をアッテネータ部１２に出力す
ることにより、アンテナ１１から入力される変調信号Ｓ
ｒを減衰させる。これにより、検波信号Ｓｄの対数増幅
部１７内での飽和が防止される。この場合、逆対数変換
部３２は、減衰制御部３４から減衰制御信号が出力され
たときに、振幅データＲＯＭ３３の読出アドレスをシフ
トさせることにより、適正な振幅値に補正する。

【００２３】復調再生部６は、複素指数関数ｅ^（ｊθ^）
と両成分信号の絶対値ｒとに基づいてベースバンド信号
を復調すると共にベースバンド信号に基づいて再生用の
局部発振信号などを生成するものであって、乗算器４
１、キャリア再生部４２、ＶＣＯ４３、クロック再生部
４４および等化フィルタ４５を備えている。この復調再
生部６では、乗算器４１が、演算部２６によって演算さ
れた複素指数関数ｅ^（ｊθ^）に絶対値ｒを乗算すること
により、ベースバンド信号を表示する複素指数関数ｒ・
ｅ^（ｊθ^）（つまり、「ｒＣｏｓθ＋ｊｒＳｉｎθ」）
を演算する。等化フィルタ４５は、隣り合ったビット情
報が互いに干渉しないように、複素指数関数ｒ・ｅ^（ｊ
θ^）に含まれている歪みを除去する。また、クロック再
生部４４は、複素指数関数ｅ^（ｊθ^）に基づいて変調信
号Ｓｒの変調レートに対応するクロック信号を再生し、
判別部７に出力する。これにより、判別部７は、クロッ
ク信号に同期して、ベースバンド信号が「１，１」，
「１，０」，「０，１」または「０，０」のいずれであ
るかを判別し、判別データとして、図示しない外部装置
に出力する。一方、キャリア再生部４２は、いわゆるコ
スタスループを構成するものであって、変調信号Ｓｒの
搬送波を再生し、ＶＣＯ４３の局部発振信号の位相を搬
送波の位相と等しくなるように制御する。これにより、
ＶＣＯ４３は、変調波の搬送波と等しい周波数でかつ位
相同期した局部発振信号ｆ_Ｌ１、および局部発振信号ｆ
_Ｌ１に対して位相がπ／２移相された局部発振信号ｆ
_Ｌ２を、ミキシング部２２および２３にそれぞれ出力す
る。

【００２４】なお、振幅制限器を利用した復調器では、
一般的に、帯域制限用のナイキストフィルタは、その機
能が発揮できるように振幅制限器の前段に配置する必要
があることから、変調信号の伝送速度などに合致したフ
ィルタ特性が固定的であるアナログ回路で構成されてい
る。したがって、このようなアナログ回路で構成された
ナイキストフィルタを有する復調器は、ダイナミックに
フィルタ特性を変化させなければならない変調信号を復
調することができなかった。しかし、この復調再生部６
におけるナイキストフィルタである等化フィルタ４５
は、振幅制限器（対数増幅部１７が対応する）の後段に
配置でき、かつ元のベースバンド信号の位相情報および
振幅情報が確実に再現されているため、その機能をディ
ジタル処理で達成することが可能になる。このため、直
交復調装置１は、等化フィルタ４５の特性を任意に変化
させることができるため、フィルタ特性をダイナミック
に変化させなければならない変調信号であっても容易に
復調することができる。

【００２５】キャリア検出部８は、入力された信号がノ
イズかあるいは受信すべき変調信号Ｓｒかを判別するも
のであって、逆対数変換部３２によって演算された絶対
値ｒが、基準レベル記憶部９に記憶されている基準レベ
ルを超えたときに、キャリア検出信号を、図示しない外
部装置に出力する。なお、基準レベル記憶部９は、キャ
リア検出部８の検出処理の際の基準レベルとして、例え
ば、ノイズレベルに対して６ｄＢ大きい振幅値を記憶し
ている。これにより、外部装置は、キャリア検出信号に
基づいて、例えば、キャリアセンスなどを行うことがで
きる。

【００２６】次に、直交復調装置１の全体的な動作につ
いて説明する。

【００２７】アンテナ１１およびアッテネータ部１２を
介して高周波増幅部１３に変調信号Ｓｒが入力される
と、高周波増幅部１３が、変調信号Ｓｒを増幅し、ＢＰ
Ｆ１６を介して対数増幅部１７に出力する。対数増幅部
１７は、変調信号Ｓｒを増幅し、振幅制限した変調信号
ＳｒをＡ／Ｄ変換部２１に出力すると共に、対数検波し
た検波信号ＳｄをＡ／Ｄ変換部３１に出力する。この場
合、対数増幅部１７が変調信号Ｓｒの振幅を一定値に制
限するため、変調信号Ｓｒの位相が歪むことなく出力さ
れる結果、角度演算部４は、精度よく角度θの演算を行
うことができる。また、対数増幅部１７は、検波信号Ｓ
ｄに対するダイナミックレンジが大きいので、通常の受
信レベルでは飽和させることなく検波信号Ｓｄを出力す
る。このため、逆対数変換部３２は、検波信号Ｓｄを精
度よく絶対値ｒに変換する。

【００２８】また、受信レベルが所定値を超えると、減
衰制御部３４が減衰制御信号を出力することにより、変
調信号Ｓｒが減衰するため、対数増幅部１７内での検波
信号Ｓｄの飽和が確実に阻止される結果、低歪率で復調
可能なダイナミックレンジをさらに拡大することができ
る。なお、仮に、通常受信レベルを超える受信レベルの
変調信号Ｓｒが入力されたとしても、逆対数変換部３２
は、所定電圧値を超える検波信号Ｓｄについては、最大
の絶対値ｒとして処理する。この結果、逆対数変換部３
２では、変調信号Ｓｒの元の振幅値を確実に求めること
ができる。このため、ＦＭ波は勿論のこと、ＡＭ波、Ｓ
ＳＢ波、ＱＡＭ波など振幅成分と、周波数成分または位
相成分とを有する変調波を復調することが可能になる。

【００２９】次いで、乗算器４１が複素指数関数ｒ・ｅ
^（ｊθ^）を演算することにより、両成分信号が得られ
る。この場合、変調信号Ｓｒの角度および振幅が直線性
を有しているため、低歪率で両成分信号を復調すること
ができる。この後、判別部７が、ベースバンド信号がい
ずれのデータであるかを判別することにより、変調信号
Ｓｒが復調される。

【００３０】なお、本実施形態では、振幅制限する振幅
制限増幅部と、振幅を圧縮する振幅圧縮部とを一体的に
構成した実施形態について説明したが、これに限らず、
両部を別個独立して構成してもよいのは勿論である。ま
た、振幅圧縮部は、対数的に圧縮する回路構成に限定さ
れず、他の圧縮方法であってもよいのは勿論である。

【００３１】また、この実施の形態では、変調信号Ｓｒ
を９００ＭＨｚ帯の場合について説明したが、特に限定
されず、より高い高周波信号やより低い低周波信号にも
適用できるのは勿論である。また、ＱＰＳＫ変調波信号
を復調する例について説明したが、これに限定されず、
多値ＰＳＫ変調信号を復調する場合にも適用することが
できる。

【００３２】さらに、本実施形態では、その理解を容易
にするためにハードウェアの構成で説明したが、実際に
は、角度演算部４、振幅演算部５、復調再生部６、判別
部７、キャリア検出部８および記憶部９は、ＤＳＰ（Di
gital Signal Processor）で構成され、ソフトウェアの
実行によって各部の機能が果たされている。このため、
各部における処理を高速に実行することができる。しか
し、これに限定されず、アナログ的な回路構成を採用す
ることもできる。

【００３３】

【発明の効果】以上のように請求項１記載の直交復調装
置によれば、直交変調信号の振幅が一定値に制限されて
一般的な角度が精度よく演算され、かつ直交変調信号の
振幅が圧縮された後に直線性よく伸張されるため、ＡＧ
Ｃ回路を不要にすることができると共に、復調部は、振
幅および角度に基づいて直交変調信号を確実かつ低歪率
で復調することができる。また、振幅伸張部が、記憶部
の記憶内容に基づいて、圧縮された振幅を元の振幅に伸
張する構成のため、例えば、ＤＳＰ（Didital Signal P
rocessor）などによって振幅伸張部を構成することによ
り、直交変調信号の振幅値を高速でかつ精度よく元の振
幅値に伸張することができる。さらに、例えば、振幅圧
縮部のダイナミックレンジを超える程の大きな受信レベ
ルの直交変調信号が入力されたときには、減衰制御部が
この入力された直交変調信号を減衰させるため、直交変
調信号の直線性を確保することができる。この結果、低
歪率で復調可能な直交変調信号のダイナミックレンジを
拡大することができる。また、減衰制御部によって減衰
部が作動されられたときには記憶部のアドレスをシフト
させることで、適正な振幅値に補正することができる。

【００３４】また、請求項２記載の直交復調装置によれ
ば、振幅圧縮部としての増幅回路を、振幅制限増幅部の
増幅回路と兼用することができるため、装置のコストダ
ウンを図ることができる。

【００３５】また、請求項３記載の直交復調装置によれ
ば、回路構成を簡易にすることができると共に、同相成
分信号および直交成分信号を高速に求めることができ
る。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明の実施の形態に係る直交復調装置のブロ
ック図である。

【図２】本発明の実施の形態に係る直交復調装置におけ
る対数増幅部のブロック図である。

【図３】（ａ）は対数増幅部の入出力特性を示す図であ
り、（ｂ）は逆対数変換部の変換特性を示す図である。

【図４】従来の直交復調装置のブロック図である。

【符号の説明】

１直交復調装置４角度演算部６復調再生部１２アッテネータ部１７対数増幅部２２ミキシング部２３ミキシング部２６演算部３２逆対数変換部３３振幅データＲＯＭ３４減衰制御部４１乗算器

Claims

(57)【特許請求の範囲】

【請求項１】入力された直交変調信号を増幅してその
振幅をほぼ一定値に制限する振幅制限増幅部と、互いに
直交する２つの局部発振信号と前記振幅制限増幅部によ
って振幅制限された直交変調信号とをそれぞれミキシン
グするミキシング部と、当該ミキシング部によって生成
された同相成分信号および直交成分信号に基づいて当該
両成分信号の一般的な角度を演算する演算部と、前記入
力された直交変調信号の振幅を圧縮する振幅圧縮部と、
当該振幅圧縮部によって振幅圧縮された前記直交変調信
号の振幅を元の振幅に伸張する振幅伸張部と、当該伸張
された前記振幅と前記演算された一般的な角度とに基づ
いて前記直交変調信号を復調する復調部とを備えている
直交復調装置であって、前記圧縮された前記直交変調信号の振幅に対する元の振
幅値を記憶する記憶部と、前記入力された直交変調信号
を減衰させるための減衰部と、前記伸張された前記振幅
が所定値以上のときに前記減衰部を作動させる減衰制御
部とを備え、前記振幅伸張部は、前記圧縮された前記直交変調信号の
振幅に対応するアドレスのデータを前記記憶部から読み
出して当該データに基づいて当該圧縮された振幅を前記
元の振幅に伸張すると共に、前記減衰制御部によって前
記減衰部が作動されられたときには前記記憶部の前記ア
ドレスをシフトさせて適正な振幅値に補正することを特
徴とする直交復調装置。
【請求項２】前記振幅圧縮部は、前記振幅制限増幅部
によって増幅された前記直交変調信号を対数的に検波す
る検波回路で構成されていることを特徴とする請求項１
記載の直交復調装置。
【請求項３】前記演算部は、前記一般的な角度に基づ
いて複素指数関数を演算し、前記復調部は、前記演算さ
れた複素指数関数と前記伸張された前記振幅とを互いに
乗算する乗算器で構成されていることを特徴とする請求
項１または２記載の直交復調装置。