JPH09186732A - 直交復調装置 - Google Patents
直交復調装置Info
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- JPH09186732A JPH09186732A JP35285195A JP35285195A JPH09186732A JP H09186732 A JPH09186732 A JP H09186732A JP 35285195 A JP35285195 A JP 35285195A JP 35285195 A JP35285195 A JP 35285195A JP H09186732 A JPH09186732 A JP H09186732A
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Abstract
(57)【要約】
【課題】 ＡＧＣ回路を用いることなく確実かつ低歪率
で直交復調することができる直交復調装置を提供するこ
とを主目的とする。 【解決手段】 入力された直交変調信号を増幅してその
振幅をほぼ一定値に制限する振幅制限増幅部１７と、互
いに直交する２つの局部発振信号と振幅制限増幅部１７
によって振幅制限された直交変調信号とをそれぞれミキ
シングするミキシング部２２，２３と、ミキシング部２
２，２３によって生成された同相成分信号および直交成
分信号に基づいて両成分信号の一般的な角度を演算する
演算部２６と、入力された直交変調信号の振幅を圧縮す
る振幅圧縮部１７と、振幅圧縮部１７によって振幅圧縮
された直交変調信号の振幅を元の振幅に伸張する振幅伸
張部３２と、伸張された振幅と演算された一般的な角度
とに基づいて直交変調信号を復調する復調部４１とを備
えている。
で直交復調することができる直交復調装置を提供するこ
とを主目的とする。 【解決手段】 入力された直交変調信号を増幅してその
振幅をほぼ一定値に制限する振幅制限増幅部１７と、互
いに直交する２つの局部発振信号と振幅制限増幅部１７
によって振幅制限された直交変調信号とをそれぞれミキ
シングするミキシング部２２，２３と、ミキシング部２
２，２３によって生成された同相成分信号および直交成
分信号に基づいて両成分信号の一般的な角度を演算する
演算部２６と、入力された直交変調信号の振幅を圧縮す
る振幅圧縮部１７と、振幅圧縮部１７によって振幅圧縮
された直交変調信号の振幅を元の振幅に伸張する振幅伸
張部３２と、伸張された振幅と演算された一般的な角度
とに基づいて直交変調信号を復調する復調部４１とを備
えている。
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は、直交変調された高
周波信号を互いに直交する位相関係の信号に復調可能な
直交復調装置に関するものである。
周波信号を互いに直交する位相関係の信号に復調可能な
直交復調装置に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】この種の直交復調装置として、図４に示
す直交復調装置６１が知られている。直交復調装置６１
は、中間周波増幅回路６２、Ａ／Ｄ変換回路６３、直交
復調回路６４およびＡＧＣ回路６５を備えている。この
直交復調装置６１では、中間周波増幅回路６２が、図示
しない高周波回路によって生成された中間周波（例え
ば、４５５ＫＨｚ）である直交変調信号を所定の利得で
増幅してＡ／Ｄ変換回路６３に出力する。Ａ／Ｄ変換回
路６３は、直交変調信号をアナログ−ディジタル変換し
て直交復調回路６４に出力する。直交復調回路６４は、
ディジタル変換した直交変調信号と、互いに直交する２
つの局部発振信号とをそれぞれミキシングすることによ
って、互いに直交する同相成分信号および直交成分信号
に復調する。一方、ＡＧＣ回路６５は、復調した同相成
分信号および直交成分信号のそれぞれの振幅の２乗の和
の平方根をＤ／Ａ変換し、変換した電圧をＡＧＣ電圧と
して中間周波増幅回路６２に出力する。この結果、中間
周波増幅回路６２は、ＡＧＣ電圧に応じた利得で直交変
調信号を増幅することによって、ピーク値がＡ／Ｄ変換
回路６３のダイナミックレンジ内に入り、かつ振幅が直
線性を有する直交変調信号をＡ／Ｄ変換回路６３に出力
している。このように、従来の直交復調装置６１では、
中間周波増幅回路６２が、ＡＧＣ電圧に基づいて直交変
調信号の振幅の直線性を確保しつつ増幅することによっ
て、直交復調回路６４が、直交変調信号を両成分信号に
復調することができるようになっている。
す直交復調装置６１が知られている。直交復調装置６１
は、中間周波増幅回路６２、Ａ／Ｄ変換回路６３、直交
復調回路６４およびＡＧＣ回路６５を備えている。この
直交復調装置６１では、中間周波増幅回路６２が、図示
しない高周波回路によって生成された中間周波（例え
ば、４５５ＫＨｚ）である直交変調信号を所定の利得で
増幅してＡ／Ｄ変換回路６３に出力する。Ａ／Ｄ変換回
路６３は、直交変調信号をアナログ−ディジタル変換し
て直交復調回路６４に出力する。直交復調回路６４は、
ディジタル変換した直交変調信号と、互いに直交する２
つの局部発振信号とをそれぞれミキシングすることによ
って、互いに直交する同相成分信号および直交成分信号
に復調する。一方、ＡＧＣ回路６５は、復調した同相成
分信号および直交成分信号のそれぞれの振幅の２乗の和
の平方根をＤ／Ａ変換し、変換した電圧をＡＧＣ電圧と
して中間周波増幅回路６２に出力する。この結果、中間
周波増幅回路６２は、ＡＧＣ電圧に応じた利得で直交変
調信号を増幅することによって、ピーク値がＡ／Ｄ変換
回路６３のダイナミックレンジ内に入り、かつ振幅が直
線性を有する直交変調信号をＡ／Ｄ変換回路６３に出力
している。このように、従来の直交復調装置６１では、
中間周波増幅回路６２が、ＡＧＣ電圧に基づいて直交変
調信号の振幅の直線性を確保しつつ増幅することによっ
て、直交復調回路６４が、直交変調信号を両成分信号に
復調することができるようになっている。
【０００３】
【発明が解決しようとする課題】ところが、この従来の
直交復調装置６１には、以下の問題点がある。すなわ
ち、ＡＧＣ電圧によって中間周波増幅回路６２の利得が
完全に制御されるまでに、原理上、必ず所定時間のアタ
ックタイムが必要となる。したがって、アタックタイム
の経過前では、無信号時と同じように、中間周波増幅回
路６２や高周波回路の利得が最大またはそれに近い利得
になっている。このため、ディジタルデータによって変
調され振幅の立ち上がりが鋭い直交変調信号が入力され
た場合などでは、アタックタイムが経過するまでに入力
された直交変調信号が中間周波増幅回路６２内で飽和レ
ベルに達して直線性が失われてしまう結果、直交復調回
路６４によって復調された両成分信号の歪率が低下して
しまうという問題点がある。
直交復調装置６１には、以下の問題点がある。すなわ
ち、ＡＧＣ電圧によって中間周波増幅回路６２の利得が
完全に制御されるまでに、原理上、必ず所定時間のアタ
ックタイムが必要となる。したがって、アタックタイム
の経過前では、無信号時と同じように、中間周波増幅回
路６２や高周波回路の利得が最大またはそれに近い利得
になっている。このため、ディジタルデータによって変
調され振幅の立ち上がりが鋭い直交変調信号が入力され
た場合などでは、アタックタイムが経過するまでに入力
された直交変調信号が中間周波増幅回路６２内で飽和レ
ベルに達して直線性が失われてしまう結果、直交復調回
路６４によって復調された両成分信号の歪率が低下して
しまうという問題点がある。
【０００４】また、従来の直交復調装置６１では、立ち
上がりが比較的緩やかな音声信号などで搬送波を変調し
たＡＭ（Amplitude Modulation）信号などを非同期で復
調するような場合には、復調自体は行うことができる。
しかし、ディジタルデータによって変調したバースト状
の直交変調信号を同期復調する場合などには、直交変調
信号の振幅の立ち上がりが鋭いために復調自体を確実に
行うことができないことがある。具体的には、同期復調
を行う場合には、一般的に、同期復調に必要な搬送波や
クロック信号をそれぞれ再生するための搬送波再生用信
号およびクロック再生用信号が直交変調信号の先頭に付
加されている。ところが、前述したように、アタックタ
イム内では、直交変調信号が飽和レベルに達して振幅情
報が失われてしまうため、同期復調用の搬送波およびク
ロック信号を再生することができない場合があり、かか
る場合には、同期復調を行うことができないという問題
がある。
上がりが比較的緩やかな音声信号などで搬送波を変調し
たＡＭ（Amplitude Modulation）信号などを非同期で復
調するような場合には、復調自体は行うことができる。
しかし、ディジタルデータによって変調したバースト状
の直交変調信号を同期復調する場合などには、直交変調
信号の振幅の立ち上がりが鋭いために復調自体を確実に
行うことができないことがある。具体的には、同期復調
を行う場合には、一般的に、同期復調に必要な搬送波や
クロック信号をそれぞれ再生するための搬送波再生用信
号およびクロック再生用信号が直交変調信号の先頭に付
加されている。ところが、前述したように、アタックタ
イム内では、直交変調信号が飽和レベルに達して振幅情
報が失われてしまうため、同期復調用の搬送波およびク
ロック信号を再生することができない場合があり、かか
る場合には、同期復調を行うことができないという問題
がある。
【０００５】このように、従来の直交復調装置６１に
は、ＡＧＣ回路６５の採用に起因して、確実かつ低歪率
で直交復調を行うことができないという問題点がある。
は、ＡＧＣ回路６５の採用に起因して、確実かつ低歪率
で直交復調を行うことができないという問題点がある。
【０００６】本発明は、かかる問題点に鑑みてなされた
ものであり、ＡＧＣ回路を用いることなく確実かつ低歪
率で直交復調することができる直交復調装置を提供する
ことを主目的とする。
ものであり、ＡＧＣ回路を用いることなく確実かつ低歪
率で直交復調することができる直交復調装置を提供する
ことを主目的とする。
【０００７】
【課題を解決するための手段】上記目的を達成すべく請
求項１記載の直交復調装置は、入力された直交変調信号
を増幅してその振幅をほぼ一定値に制限する振幅制限増
幅部と、互いに直交する２つの局部発振信号と振幅制限
増幅部によって振幅制限された直交変調信号とをそれぞ
れミキシングするミキシング部と、ミキシング部によっ
て生成された同相成分信号および直交成分信号に基づい
て両成分信号の一般的な角度を演算する演算部と、入力
された直交変調信号の振幅を圧縮する振幅圧縮部と、振
幅圧縮部によって振幅圧縮された直交変調信号の振幅を
元の振幅に伸張する振幅伸張部と、伸張された振幅と演
算された一般的な角度とに基づいて直交変調信号を復調
する復調部とを備えていることを特徴とする。
求項１記載の直交復調装置は、入力された直交変調信号
を増幅してその振幅をほぼ一定値に制限する振幅制限増
幅部と、互いに直交する２つの局部発振信号と振幅制限
増幅部によって振幅制限された直交変調信号とをそれぞ
れミキシングするミキシング部と、ミキシング部によっ
て生成された同相成分信号および直交成分信号に基づい
て両成分信号の一般的な角度を演算する演算部と、入力
された直交変調信号の振幅を圧縮する振幅圧縮部と、振
幅圧縮部によって振幅圧縮された直交変調信号の振幅を
元の振幅に伸張する振幅伸張部と、伸張された振幅と演
算された一般的な角度とに基づいて直交変調信号を復調
する復調部とを備えていることを特徴とする。
【０００８】この直交復調装置では、直交変調信号と局
部発振信号とをミキシングして直ちに同相成分信号およ
び直交成分信号とに復調する従来の直交復調装置と異な
り、演算部によって両成分信号の一般的な角度成分が求
められ、振幅圧縮部および振幅伸張部によって両成分信
号の振幅成分が求められる。この場合、演算部は、直交
変調信号の振幅が振幅制限増幅回路によって一定値に制
限されるため、振幅成分の変動による誤差を生じさせる
ことなく、一般的な角度を精度よく演算することができ
る。一方、振幅圧縮部は、直交変調信号の振幅成分を圧
縮するため、その入力ダイナミックレンジに対する出力
電圧値の幅を小さくすることができる。このため、振幅
伸張部は、その振幅成分を容易に取り扱うことができ、
例えば、ディジタルデータに変換することにより、その
ダイナミックレンジを低下させることなく圧縮した振幅
を元の振幅値に伸張することができる。この結果、復調
部は、直交変調信号が直線性を有する領域内で、振幅お
よび角度に基づいて確実かつ低歪率で直交変調信号を復
調することが可能になる。このため、直交変調信号の直
線性を確保するためのＡＧＣ回路を不要にすることがで
きるので、バースト状の直交変調信号が入力されたとし
ても、低歪率で直交復調することができる。また、同期
復調する場合にも、直交変調信号を飽和させることなく
復調することができるため、同期復調に必要な搬送波や
クロック信号を確実に再生することができる結果、確実
に直交復調することができる。
部発振信号とをミキシングして直ちに同相成分信号およ
び直交成分信号とに復調する従来の直交復調装置と異な
り、演算部によって両成分信号の一般的な角度成分が求
められ、振幅圧縮部および振幅伸張部によって両成分信
号の振幅成分が求められる。この場合、演算部は、直交
変調信号の振幅が振幅制限増幅回路によって一定値に制
限されるため、振幅成分の変動による誤差を生じさせる
ことなく、一般的な角度を精度よく演算することができ
る。一方、振幅圧縮部は、直交変調信号の振幅成分を圧
縮するため、その入力ダイナミックレンジに対する出力
電圧値の幅を小さくすることができる。このため、振幅
伸張部は、その振幅成分を容易に取り扱うことができ、
例えば、ディジタルデータに変換することにより、その
ダイナミックレンジを低下させることなく圧縮した振幅
を元の振幅値に伸張することができる。この結果、復調
部は、直交変調信号が直線性を有する領域内で、振幅お
よび角度に基づいて確実かつ低歪率で直交変調信号を復
調することが可能になる。このため、直交変調信号の直
線性を確保するためのＡＧＣ回路を不要にすることがで
きるので、バースト状の直交変調信号が入力されたとし
ても、低歪率で直交復調することができる。また、同期
復調する場合にも、直交変調信号を飽和させることなく
復調することができるため、同期復調に必要な搬送波や
クロック信号を確実に再生することができる結果、確実
に直交復調することができる。
【０００９】請求項２記載の直交復調装置は、請求項１
記載の直交復調装置において、振幅圧縮部は、振幅制限
増幅部によって増幅された直交変調信号を対数的に検波
する検波回路で構成されていることを特徴とする。
記載の直交復調装置において、振幅圧縮部は、振幅制限
増幅部によって増幅された直交変調信号を対数的に検波
する検波回路で構成されていることを特徴とする。
【００１０】この直交復調装置では、振幅圧縮部として
の増幅回路を振幅制限増幅部の増幅回路と兼用すること
ができるため、装置のコストダウンを図ることができ
る。
の増幅回路を振幅制限増幅部の増幅回路と兼用すること
ができるため、装置のコストダウンを図ることができ
る。
【００１１】請求項３記載の直交復調装置は、請求項１
または２記載の直交復調装置において、振幅伸張部は、
圧縮された振幅に対する元の振幅値を記憶する記憶部を
備え、記憶部の記憶内容に基づいて圧縮された直交変調
信号の振幅を伸張することを特徴とする。
または２記載の直交復調装置において、振幅伸張部は、
圧縮された振幅に対する元の振幅値を記憶する記憶部を
備え、記憶部の記憶内容に基づいて圧縮された直交変調
信号の振幅を伸張することを特徴とする。
【００１２】この直交復調装置では、振幅伸張部は、記
憶部の記憶内容に基づいて、圧縮された直交変調信号の
振幅を伸張する。このため、例えば、ＤＳＰ（Didital
Signal Processor）などによって振幅伸張部を構成する
ことにより、直交変調信号の振幅値を高速でかつ精度よ
く元の振幅値に伸張することができる。
憶部の記憶内容に基づいて、圧縮された直交変調信号の
振幅を伸張する。このため、例えば、ＤＳＰ（Didital
Signal Processor）などによって振幅伸張部を構成する
ことにより、直交変調信号の振幅値を高速でかつ精度よ
く元の振幅値に伸張することができる。
【００１３】請求項４記載の直交復調装置は、請求項１
から３のいずれかに記載の直交復調装置において、演算
部は、一般的な角度に基づいて複素指数関数を演算し、
復調部は、演算された複素指数関数と伸張された振幅と
を互いに乗算する乗算器で構成されていることを特徴と
する。
から３のいずれかに記載の直交復調装置において、演算
部は、一般的な角度に基づいて複素指数関数を演算し、
復調部は、演算された複素指数関数と伸張された振幅と
を互いに乗算する乗算器で構成されていることを特徴と
する。
【００１４】この直交復調装置では、乗算器が複素指数
関数と振幅とを乗算することによって、同相成分信号と
直交成分信号とに基づく変調信号のベクトルを演算によ
って求めることができる。このため、回路構成を簡易に
することができると共に、高速にベクトル演算すること
ができる。
関数と振幅とを乗算することによって、同相成分信号と
直交成分信号とに基づく変調信号のベクトルを演算によ
って求めることができる。このため、回路構成を簡易に
することができると共に、高速にベクトル演算すること
ができる。
【００１５】請求項５記載の直交復調装置は、請求項１
から４のいずれかに記載の直交復調装置において、入力
された直交変調信号を減衰させるための減衰部と、伸張
された振幅が所定値以上のときに減衰部を作動させる減
衰制御部とを備えていることを特徴とする。
から４のいずれかに記載の直交復調装置において、入力
された直交変調信号を減衰させるための減衰部と、伸張
された振幅が所定値以上のときに減衰部を作動させる減
衰制御部とを備えていることを特徴とする。
【００１６】この直交復調装置では、例えば、振幅圧縮
部のダイナミックレンジを超える程の大きな受信レベル
の直交変調信号が入力されると、減衰制御部が入力され
た直交変調信号を減衰させるため、直交変調信号の直線
性を確保することができる。この結果、低歪率で復調可
能な直交変調信号のダイナミックレンジを拡大すること
ができる。
部のダイナミックレンジを超える程の大きな受信レベル
の直交変調信号が入力されると、減衰制御部が入力され
た直交変調信号を減衰させるため、直交変調信号の直線
性を確保することができる。この結果、低歪率で復調可
能な直交変調信号のダイナミックレンジを拡大すること
ができる。
【００１７】
【発明の実施の形態】以下、添付図面を参照して、本発
明に係る直交復調装置の好適な実施の形態について説明
する。
明に係る直交復調装置の好適な実施の形態について説明
する。
【００１８】図１は、９００ＭＨｚ帯の搬送波を位相変
調したＱＰＳＫ（Quadrature PhaseShift Keying ）変
調信号（本発明における直交変調信号に相当し、以下、
「変調信号Ｓｒ」という）をベースバンド信号に復調す
る直交復調装置１のブロック図を示している。直交復調
装置１は、高周波の変調信号Ｓｒを増幅・周波数変換す
る高周波増幅部２と中間周波に変換した変調信号Ｓｒを
復調する復調部３とを備えている。
調したＱＰＳＫ（Quadrature PhaseShift Keying ）変
調信号（本発明における直交変調信号に相当し、以下、
「変調信号Ｓｒ」という）をベースバンド信号に復調す
る直交復調装置１のブロック図を示している。直交復調
装置１は、高周波の変調信号Ｓｒを増幅・周波数変換す
る高周波増幅部２と中間周波に変換した変調信号Ｓｒを
復調する復調部３とを備えている。
【００１９】高周波増幅部２は、アンテナ１１、アッテ
ネータ部（減衰部）１２、高周波増幅部１３、発振部１
４、ミキシング部１５、ＢＰＦ（バンドパスフィルタ）
１６および対数増幅部（振幅制限増幅部、振幅圧縮部）
１７を備えている。
ネータ部（減衰部）１２、高周波増幅部１３、発振部１
４、ミキシング部１５、ＢＰＦ（バンドパスフィルタ）
１６および対数増幅部（振幅制限増幅部、振幅圧縮部）
１７を備えている。
【００２０】この高周波増幅部２では、アンテナ１１を
介してアッテネータ部１２に変調信号Ｓｒが入力される
と、アッテネータ部１２は、通常時においては、変調信
号Ｓｒを減衰させずにミキシング部１５に出力すると共
に、変調信号Ｓｒの受信レベルが所定値以上のときに
は、減衰制御信号の入力に従い変調信号Ｓｒを減衰させ
てミキシング部１５に出力する。ミキシング部１５は、
発振部１４によって生成されたチャンネル発振信号と変
調信号Ｓｒとをミキシングして中間周波の変調信号Ｓｒ
を生成し、ＢＰＦ１６に出力する。ＢＰＦ１６は、不要
波を除去して中間周波の変調信号Ｓｒ（以下、単に「変
調信号Ｓｒ」という）を対数増幅部１７に出力する。対
数増幅部１７は、内蔵のリミッティングアンプによって
変調信号Ｓｒを増幅すると共に所定レベルに振幅制限
し、かつ増幅した変調信号Ｓｒを内蔵の検波回路によっ
て対数検波することにより検波信号Ｓｄを生成する。
介してアッテネータ部１２に変調信号Ｓｒが入力される
と、アッテネータ部１２は、通常時においては、変調信
号Ｓｒを減衰させずにミキシング部１５に出力すると共
に、変調信号Ｓｒの受信レベルが所定値以上のときに
は、減衰制御信号の入力に従い変調信号Ｓｒを減衰させ
てミキシング部１５に出力する。ミキシング部１５は、
発振部１４によって生成されたチャンネル発振信号と変
調信号Ｓｒとをミキシングして中間周波の変調信号Ｓｒ
を生成し、ＢＰＦ１６に出力する。ＢＰＦ１６は、不要
波を除去して中間周波の変調信号Ｓｒ（以下、単に「変
調信号Ｓｒ」という）を対数増幅部１７に出力する。対
数増幅部１７は、内蔵のリミッティングアンプによって
変調信号Ｓｒを増幅すると共に所定レベルに振幅制限
し、かつ増幅した変調信号Ｓｒを内蔵の検波回路によっ
て対数検波することにより検波信号Ｓｄを生成する。
【００２１】対数増幅部１７は、具体的には、図２に示
すように、３段カスケード接続されたリミッティングア
ンプ５１，５１，５１と、各リミッティングアンプ５
１，５１，５１によって増幅された変調信号Ｓｒをそれ
ぞれ対数的に検波する検波回路５２，５２，５２と、検
波回路５２，５２，５２の検波信号Ｓｄを加算してＡ／
Ｄ変換部３１に出力する加算器５３とを備えている。こ
の対数増幅部１７の各段は、いわゆるサクセシブ対数検
波方式（Successive Detection Log System ）の構成で
あって、所定の利得を持ったリミッティングアンプ５
１、および低レベルの検波回路５２が、振幅制限された
変調信号Ｓｒ、および対数的に圧縮したビデオ信号であ
る検波信号Ｓｄをそれぞれ出力する。この場合、入力レ
ベルが変動したとしても、対数増幅部１７が位相のずれ
や遅延を最小にするため、後述する演算部２６は、振幅
が一定値に制限（リミッティング）された変調信号Ｓｒ
に基づいて、振幅成分の変動による位相誤差を発生させ
ることなく精度よく、同相成分信号および直交成分信号
の一般的な角度を演算することができる。また、対数増
幅部１７は、その入力ダイナミックレンジを約７０ｄＢ
とした場合に、検波回路５２の対数作用によって検波信
号Ｓｄの振幅を瞬間的に約２０ｄＢに圧縮するため（図
３（ａ）参照）、変調信号Ｓｒを飽和させることなくＡ
／Ｄ変換部３１に出力する。このため、Ａ／Ｄ変換部３
１は、その入力ダイナミックレンジ内でアナログ−ディ
ジタル変換を行うことができる。
すように、３段カスケード接続されたリミッティングア
ンプ５１，５１，５１と、各リミッティングアンプ５
１，５１，５１によって増幅された変調信号Ｓｒをそれ
ぞれ対数的に検波する検波回路５２，５２，５２と、検
波回路５２，５２，５２の検波信号Ｓｄを加算してＡ／
Ｄ変換部３１に出力する加算器５３とを備えている。こ
の対数増幅部１７の各段は、いわゆるサクセシブ対数検
波方式（Successive Detection Log System ）の構成で
あって、所定の利得を持ったリミッティングアンプ５
１、および低レベルの検波回路５２が、振幅制限された
変調信号Ｓｒ、および対数的に圧縮したビデオ信号であ
る検波信号Ｓｄをそれぞれ出力する。この場合、入力レ
ベルが変動したとしても、対数増幅部１７が位相のずれ
や遅延を最小にするため、後述する演算部２６は、振幅
が一定値に制限（リミッティング）された変調信号Ｓｒ
に基づいて、振幅成分の変動による位相誤差を発生させ
ることなく精度よく、同相成分信号および直交成分信号
の一般的な角度を演算することができる。また、対数増
幅部１７は、その入力ダイナミックレンジを約７０ｄＢ
とした場合に、検波回路５２の対数作用によって検波信
号Ｓｄの振幅を瞬間的に約２０ｄＢに圧縮するため（図
３（ａ）参照）、変調信号Ｓｒを飽和させることなくＡ
／Ｄ変換部３１に出力する。このため、Ａ／Ｄ変換部３
１は、その入力ダイナミックレンジ内でアナログ−ディ
ジタル変換を行うことができる。
【００２２】復調部３は、角度演算部４、振幅演算部
５、復調再生部６、判別部７、キャリア検出部８および
基準レベル記憶部（記憶部）９を備えている。
５、復調再生部６、判別部７、キャリア検出部８および
基準レベル記憶部（記憶部）９を備えている。
【００２３】角度演算部４は、主として、同相成分信号
および直交成分信号の一般的な角度を変調信号Ｓｒに基
づいて演算するものであって、Ａ／Ｄ変換部２１、ミキ
シング部２２，２３、ＬＰＦ（ローパスフィルタ）２
４，２５および演算部２６を備えている。この角度演算
部４では、Ａ／Ｄ変換部２１が、対数増幅部１７によっ
て振幅制限された変調信号Ｓｒをアナログ−ディジタル
変換し、ディジタル信号に変換した変調信号Ｓｒをミキ
シング部２２および２３に出力する。ミキシング部２２
および２３は、それぞれ、後述するＶＣＯ４３によって
生成された再生用の局部発振信号とディジタル信号の変
調信号Ｓｒとをミキシングし、ミキシング信号をＬＰＦ
２４および２５に出力する。
および直交成分信号の一般的な角度を変調信号Ｓｒに基
づいて演算するものであって、Ａ／Ｄ変換部２１、ミキ
シング部２２，２３、ＬＰＦ（ローパスフィルタ）２
４，２５および演算部２６を備えている。この角度演算
部４では、Ａ／Ｄ変換部２１が、対数増幅部１７によっ
て振幅制限された変調信号Ｓｒをアナログ−ディジタル
変換し、ディジタル信号に変換した変調信号Ｓｒをミキ
シング部２２および２３に出力する。ミキシング部２２
および２３は、それぞれ、後述するＶＣＯ４３によって
生成された再生用の局部発振信号とディジタル信号の変
調信号Ｓｒとをミキシングし、ミキシング信号をＬＰＦ
２４および２５に出力する。
【００２４】具体的には、例えば、変調信号ＳｒをｆR
＝Ｃｏｓ（ωｃ＋Δωｉ）ｔとし、ベースバンドデータ
が値「１」のときに、ｆR ＝Ｃｏｓ（ωｃ−Δω）ｔで
あるものとし（この場合、変調信号Ｓｒの振幅値を値
「１」とする）、局部発振信号をそれぞれｆL1＝２Cos
ωｃｔおよびｆL2＝２Sin ωｃｔとして表すものとする
と、ミキシング部２２は、ｆＩ＝ｆL1×ｆR ＝（Cos
（２ωｃ＋Δω）ｔ＋Cos Δωｔ）で表されるミキシン
グ信号ｆＩを生成し、ミキシング部２３は、ｆＱ＝ｆL2
×ｆR ＝（Sin （２ωｃ＋Δω）ｔ＋Sin Δωｔ）で表
されるミキシング信号ｆＱを生成する。
＝Ｃｏｓ（ωｃ＋Δωｉ）ｔとし、ベースバンドデータ
が値「１」のときに、ｆR ＝Ｃｏｓ（ωｃ−Δω）ｔで
あるものとし（この場合、変調信号Ｓｒの振幅値を値
「１」とする）、局部発振信号をそれぞれｆL1＝２Cos
ωｃｔおよびｆL2＝２Sin ωｃｔとして表すものとする
と、ミキシング部２２は、ｆＩ＝ｆL1×ｆR ＝（Cos
（２ωｃ＋Δω）ｔ＋Cos Δωｔ）で表されるミキシン
グ信号ｆＩを生成し、ミキシング部２３は、ｆＱ＝ｆL2
×ｆR ＝（Sin （２ωｃ＋Δω）ｔ＋Sin Δωｔ）で表
されるミキシング信号ｆＱを生成する。
【００２５】ＬＰＦ２４および２５は、ミキシング部２
２および２４のミキシングによって生成されたミキシン
グ信号ｆＩおよびｆＱに含まれる不要信号を除去して同
相成分信号ＳＩおよび直交成分信号ＳＱのみをそれぞれ
通過させる。具体的には、前述した例では、同相成分信
号ＳＩは、Cos Δωｔとなり、直交成分信号ＳＱは、Si
n Δωｔとなる。演算部２６は、同相成分信号ＳＩの振
幅値（Ｉｎ）および直交成分信号ＳＱの振幅値（Ｑｎ）
に基づいて、下記の数式に従って一般的な角度θを演算
する。 θ＝ｔａｎ-1（Ｉｎ／Ｑｎ） この場合、角度θは、同相成分信号ＳＩおよび直交成分
信号ＳＱの各振幅値で特定される座標点を、互いに直交
するＱ軸およびＩ軸からなるＱＩ平面上にプロットし、
プロットした座標点と原点とを結んだベクトルとＱ軸と
のなす角度に相当する。次いで、演算部２６は、角度θ
に基づいて、複素指数関数、つまりｅ(jθ) を演算す
る。
２および２４のミキシングによって生成されたミキシン
グ信号ｆＩおよびｆＱに含まれる不要信号を除去して同
相成分信号ＳＩおよび直交成分信号ＳＱのみをそれぞれ
通過させる。具体的には、前述した例では、同相成分信
号ＳＩは、Cos Δωｔとなり、直交成分信号ＳＱは、Si
n Δωｔとなる。演算部２６は、同相成分信号ＳＩの振
幅値（Ｉｎ）および直交成分信号ＳＱの振幅値（Ｑｎ）
に基づいて、下記の数式に従って一般的な角度θを演算
する。 θ＝ｔａｎ-1（Ｉｎ／Ｑｎ） この場合、角度θは、同相成分信号ＳＩおよび直交成分
信号ＳＱの各振幅値で特定される座標点を、互いに直交
するＱ軸およびＩ軸からなるＱＩ平面上にプロットし、
プロットした座標点と原点とを結んだベクトルとＱ軸と
のなす角度に相当する。次いで、演算部２６は、角度θ
に基づいて、複素指数関数、つまりｅ(jθ) を演算す
る。
【００２６】振幅演算部５は、同相成分信号と直交成分
信号のそれぞれの２乗和の平方根である両成分信号の絶
対値ｒを検波信号Ｓｄに基づいて演算するものであっ
て、Ａ／Ｄ変換部３１、逆対数変換部３２、振幅データ
ＲＯＭ３３および減衰制御部３４を備えている。この振
幅演算部５では、Ａ／Ｄ変換部３１が、対数増幅部１７
によって対数検波された検波信号Ｓｄをアナログ−ディ
ジタル変換し、逆対数変換部３２が、ディジタル信号に
変換した検波信号Ｓｄを変調信号Ｓｒの元の振幅値に逆
変換する。具体的には、振幅データＲＯＭ３３が、検波
信号Ｓｄの値に対応する変調信号Ｓｒの元の振幅値を予
め記憶しており、逆対数変換部３２は、検波信号Ｓｄの
値に対応するアドレスのデータを読み出すことにより、
変調信号Ｓｒの元の振幅値を求める。より具体的には、
図３（ｂ）に示すように、検波信号Ｓｄの振幅値がＶａ
のときに、絶対値ｒである元の振幅値Ｖｂに変換する。
次いで、逆対数変換部３２は、変換した振幅値に対応す
る振幅値データを減衰制御部３４並びに後述する復調再
生部６のミキシング部４１およびキャリア検出部８に出
力する。一方、減衰制御部３４は、所定の振幅値データ
（例えば、アンテナ１１に入力される受信レベルが５０
ｄｂμＶのときの検波信号Ｓｄの値）を予め記憶してお
り、逆対数変換部３２から出力される振幅値データが所
定の振幅値データと等しくなったときに、減衰制御信号
をアッテネータ部１２に出力することにより、アンテナ
１１から入力される変調信号Ｓｒを減衰させる。これに
より、検波信号Ｓｄの対数増幅部１７内での飽和が防止
される。この場合、逆対数変換部３２は、減衰制御部３
４から減衰制御信号が出力されたときに、振幅データＲ
ＯＭ３３の読出アドレスをシフトさせることにより、適
正な振幅値に補正する。
信号のそれぞれの２乗和の平方根である両成分信号の絶
対値ｒを検波信号Ｓｄに基づいて演算するものであっ
て、Ａ／Ｄ変換部３１、逆対数変換部３２、振幅データ
ＲＯＭ３３および減衰制御部３４を備えている。この振
幅演算部５では、Ａ／Ｄ変換部３１が、対数増幅部１７
によって対数検波された検波信号Ｓｄをアナログ−ディ
ジタル変換し、逆対数変換部３２が、ディジタル信号に
変換した検波信号Ｓｄを変調信号Ｓｒの元の振幅値に逆
変換する。具体的には、振幅データＲＯＭ３３が、検波
信号Ｓｄの値に対応する変調信号Ｓｒの元の振幅値を予
め記憶しており、逆対数変換部３２は、検波信号Ｓｄの
値に対応するアドレスのデータを読み出すことにより、
変調信号Ｓｒの元の振幅値を求める。より具体的には、
図３（ｂ）に示すように、検波信号Ｓｄの振幅値がＶａ
のときに、絶対値ｒである元の振幅値Ｖｂに変換する。
次いで、逆対数変換部３２は、変換した振幅値に対応す
る振幅値データを減衰制御部３４並びに後述する復調再
生部６のミキシング部４１およびキャリア検出部８に出
力する。一方、減衰制御部３４は、所定の振幅値データ
（例えば、アンテナ１１に入力される受信レベルが５０
ｄｂμＶのときの検波信号Ｓｄの値）を予め記憶してお
り、逆対数変換部３２から出力される振幅値データが所
定の振幅値データと等しくなったときに、減衰制御信号
をアッテネータ部１２に出力することにより、アンテナ
１１から入力される変調信号Ｓｒを減衰させる。これに
より、検波信号Ｓｄの対数増幅部１７内での飽和が防止
される。この場合、逆対数変換部３２は、減衰制御部３
４から減衰制御信号が出力されたときに、振幅データＲ
ＯＭ３３の読出アドレスをシフトさせることにより、適
正な振幅値に補正する。
【００２７】復調再生部６は、複素指数関数ｅ(jθ) と
両成分信号の絶対値ｒとに基づいてベースバンド信号を
復調すると共にベースバンド信号に基づいて再生用の局
部発振信号などを生成するものであって、乗算器４１、
キャリア再生部４２、ＶＣＯ４３、クロック再生部４４
および等化フィルタ４５を備えている。この復調再生部
６では、乗算器４１が、演算部２６によって演算された
複素指数関数ｅ(jθ)に絶対値ｒを乗算することによ
り、ベースバンド信号を表示する複素指数関数ｒ・ｅ(j
θ) （つまり、「ｒＣｏｓθ＋ｊｒＳｉｎθ」）を演算
する。等化フィルタ４５は、隣り合ったビット情報が互
いに干渉しないように、複素指数関数ｒ・ｅ(jθ) に含
まれている歪みを除去する。また、クロック再生部４４
は、複素指数関数ｅ(jθ) に基づいて変調信号Ｓｒの変
調レートに対応するクロック信号を再生し、判別部７に
出力する。これにより、判別部７は、クロック信号に同
期して、ベースバンド信号が「１，１」，「１，０」，
「０，１」または「０，０」のいずれであるかを判別
し、判別データとして、図示しない外部装置に出力す
る。一方、キャリア再生部４２は、いわゆるコスタスル
ープを構成するものであって、変調信号Ｓｒの搬送波を
再生し、ＶＣＯ４３の局部発振信号の位相を搬送波の位
相と等しくなるように制御する。これにより、ＶＣＯ４
３は、変調波の搬送波と等しい周波数でかつ位相同期し
た局部発振信号ｆL1、および局部発振信号ｆL1に対して
位相がπ／２移相された局部発振信号ｆL2を、ミキシン
グ部２２および２３にそれぞれ出力する。
両成分信号の絶対値ｒとに基づいてベースバンド信号を
復調すると共にベースバンド信号に基づいて再生用の局
部発振信号などを生成するものであって、乗算器４１、
キャリア再生部４２、ＶＣＯ４３、クロック再生部４４
および等化フィルタ４５を備えている。この復調再生部
６では、乗算器４１が、演算部２６によって演算された
複素指数関数ｅ(jθ)に絶対値ｒを乗算することによ
り、ベースバンド信号を表示する複素指数関数ｒ・ｅ(j
θ) （つまり、「ｒＣｏｓθ＋ｊｒＳｉｎθ」）を演算
する。等化フィルタ４５は、隣り合ったビット情報が互
いに干渉しないように、複素指数関数ｒ・ｅ(jθ) に含
まれている歪みを除去する。また、クロック再生部４４
は、複素指数関数ｅ(jθ) に基づいて変調信号Ｓｒの変
調レートに対応するクロック信号を再生し、判別部７に
出力する。これにより、判別部７は、クロック信号に同
期して、ベースバンド信号が「１，１」，「１，０」，
「０，１」または「０，０」のいずれであるかを判別
し、判別データとして、図示しない外部装置に出力す
る。一方、キャリア再生部４２は、いわゆるコスタスル
ープを構成するものであって、変調信号Ｓｒの搬送波を
再生し、ＶＣＯ４３の局部発振信号の位相を搬送波の位
相と等しくなるように制御する。これにより、ＶＣＯ４
３は、変調波の搬送波と等しい周波数でかつ位相同期し
た局部発振信号ｆL1、および局部発振信号ｆL1に対して
位相がπ／２移相された局部発振信号ｆL2を、ミキシン
グ部２２および２３にそれぞれ出力する。
【００２８】なお、振幅制限器を利用した復調器では、
一般的に、帯域制限用のナイキストフィルタは、その機
能が発揮できるように振幅制限器の前段に配置する必要
があることから、変調信号の伝送速度などに合致したフ
ィルタ特性が固定的であるアナログ回路で構成されてい
る。したがって、このようなアナログ回路で構成された
ナイキストフィルタを有する復調器は、ダイナミックに
フィルタ特性を変化させなければならない変調信号を復
調することができなかった。しかし、この復調再生部６
におけるナイキストフィルタである等化フィルタ４５
は、振幅制限器（対数増幅部１７が対応する）の後段に
配置でき、かつ元のベースバンド信号の位相情報および
振幅情報が確実に再現されているため、その機能をディ
ジタル処理で達成することが可能になる。このため、直
交復調装置１は、等化フィルタ４５の特性を任意に変化
させることができるため、フィルタ特性をダイナミック
に変化させなければならない変調信号であっても容易に
復調することができる。
一般的に、帯域制限用のナイキストフィルタは、その機
能が発揮できるように振幅制限器の前段に配置する必要
があることから、変調信号の伝送速度などに合致したフ
ィルタ特性が固定的であるアナログ回路で構成されてい
る。したがって、このようなアナログ回路で構成された
ナイキストフィルタを有する復調器は、ダイナミックに
フィルタ特性を変化させなければならない変調信号を復
調することができなかった。しかし、この復調再生部６
におけるナイキストフィルタである等化フィルタ４５
は、振幅制限器（対数増幅部１７が対応する）の後段に
配置でき、かつ元のベースバンド信号の位相情報および
振幅情報が確実に再現されているため、その機能をディ
ジタル処理で達成することが可能になる。このため、直
交復調装置１は、等化フィルタ４５の特性を任意に変化
させることができるため、フィルタ特性をダイナミック
に変化させなければならない変調信号であっても容易に
復調することができる。
【００２９】キャリア検出部８は、入力された信号がノ
イズかあるいは受信すべき変調信号Ｓｒかを判別するも
のであって、逆対数変換部３２によって演算された絶対
値ｒが、基準レベル記憶部９に記憶されている基準レベ
ルを超えたときに、キャリア検出信号を、図示しない外
部装置に出力する。なお、基準レベル記憶部９は、キャ
リア検出部８の検出処理の際の基準レベルとして、例え
ば、ノイズレベルに対して６ｄＢ大きい振幅値を記憶し
ている。これにより、外部装置は、キャリア検出信号に
基づいて、例えば、キャリアセンスなどを行うことがで
きる。
イズかあるいは受信すべき変調信号Ｓｒかを判別するも
のであって、逆対数変換部３２によって演算された絶対
値ｒが、基準レベル記憶部９に記憶されている基準レベ
ルを超えたときに、キャリア検出信号を、図示しない外
部装置に出力する。なお、基準レベル記憶部９は、キャ
リア検出部８の検出処理の際の基準レベルとして、例え
ば、ノイズレベルに対して６ｄＢ大きい振幅値を記憶し
ている。これにより、外部装置は、キャリア検出信号に
基づいて、例えば、キャリアセンスなどを行うことがで
きる。
【００３０】次に、直交復調装置１の全体的な動作につ
いて説明する。
いて説明する。
【００３１】アンテナ１１およびアッテネータ部１２を
介して高周波増幅部１３に変調信号Ｓｒが入力される
と、高周波増幅部１３が、変調信号Ｓｒを増幅し、ＢＰ
Ｆ１６を介して対数増幅部１７に出力する。対数増幅部
１７は、変調信号Ｓｒを増幅し、振幅制限した変調信号
ＳｒをＡ／Ｄ変換部２１に出力すると共に、対数検波し
た検波信号ＳｄをＡ／Ｄ変換部３１に出力する。この場
合、対数増幅部１７が変調信号Ｓｒの振幅を一定値に制
限するため、変調信号Ｓｒの位相が歪むことなく出力さ
れる結果、角度演算部４は、精度よく角度θの演算を行
うことができる。また、対数増幅部１７は、検波信号Ｓ
ｄに対するダイナミックレンジが大きいので、通常の受
信レベルでは飽和させることなく検波信号Ｓｄを出力す
る。このため、逆対数変換部３２は、検波信号Ｓｄを精
度よく絶対値ｒに変換する。
介して高周波増幅部１３に変調信号Ｓｒが入力される
と、高周波増幅部１３が、変調信号Ｓｒを増幅し、ＢＰ
Ｆ１６を介して対数増幅部１７に出力する。対数増幅部
１７は、変調信号Ｓｒを増幅し、振幅制限した変調信号
ＳｒをＡ／Ｄ変換部２１に出力すると共に、対数検波し
た検波信号ＳｄをＡ／Ｄ変換部３１に出力する。この場
合、対数増幅部１７が変調信号Ｓｒの振幅を一定値に制
限するため、変調信号Ｓｒの位相が歪むことなく出力さ
れる結果、角度演算部４は、精度よく角度θの演算を行
うことができる。また、対数増幅部１７は、検波信号Ｓ
ｄに対するダイナミックレンジが大きいので、通常の受
信レベルでは飽和させることなく検波信号Ｓｄを出力す
る。このため、逆対数変換部３２は、検波信号Ｓｄを精
度よく絶対値ｒに変換する。
【００３２】また、受信レベルが所定値を超えると、減
衰制御部３４が減衰制御信号を出力することにより、変
調信号Ｓｒが減衰するため、対数増幅部１７内での検波
信号Ｓｄの飽和が確実に阻止される結果、低歪率で復調
可能なダイナミックレンジをさらに拡大することができ
る。なお、仮に、通常受信レベルを超える受信レベルの
変調信号Ｓｒが入力されたとしても、逆対数変換部３２
は、所定電圧値を超える検波信号Ｓｄについては、最大
の絶対値ｒとして処理する。この結果、逆対数変換部３
２では、変調信号Ｓｒの元の振幅値を確実に求めること
ができる。このため、ＦＭ波は勿論のこと、ＡＭ波、Ｓ
ＳＢ波、ＱＡＭ波など振幅成分と、周波数成分または位
相成分とを有する変調波を復調することが可能になる。
衰制御部３４が減衰制御信号を出力することにより、変
調信号Ｓｒが減衰するため、対数増幅部１７内での検波
信号Ｓｄの飽和が確実に阻止される結果、低歪率で復調
可能なダイナミックレンジをさらに拡大することができ
る。なお、仮に、通常受信レベルを超える受信レベルの
変調信号Ｓｒが入力されたとしても、逆対数変換部３２
は、所定電圧値を超える検波信号Ｓｄについては、最大
の絶対値ｒとして処理する。この結果、逆対数変換部３
２では、変調信号Ｓｒの元の振幅値を確実に求めること
ができる。このため、ＦＭ波は勿論のこと、ＡＭ波、Ｓ
ＳＢ波、ＱＡＭ波など振幅成分と、周波数成分または位
相成分とを有する変調波を復調することが可能になる。
【００３３】次いで、乗算器４１が複素指数関数ｒ・ｅ
(jθ) を演算することにより、両成分信号が得られる。
この場合、変調信号Ｓｒの角度および振幅が直線性を有
しているため、低歪率で両成分信号を復調することがで
きる。この後、判別部７が、ベースバンド信号がいずれ
のデータであるかを判別することにより、変調信号Ｓｒ
が復調される。
(jθ) を演算することにより、両成分信号が得られる。
この場合、変調信号Ｓｒの角度および振幅が直線性を有
しているため、低歪率で両成分信号を復調することがで
きる。この後、判別部７が、ベースバンド信号がいずれ
のデータであるかを判別することにより、変調信号Ｓｒ
が復調される。
【００３４】なお、本実施形態では、振幅制限する振幅
制限増幅部と、振幅を圧縮する振幅圧縮増幅部とを一体
的に構成した実施形態について説明したが、これに限ら
ず、両部を別個独立して構成してもよいのは勿論であ
る。また、振幅圧縮部は、対数的に圧縮する回路構成に
限定されず、他の圧縮方法であってもよいのは勿論であ
る。
制限増幅部と、振幅を圧縮する振幅圧縮増幅部とを一体
的に構成した実施形態について説明したが、これに限ら
ず、両部を別個独立して構成してもよいのは勿論であ
る。また、振幅圧縮部は、対数的に圧縮する回路構成に
限定されず、他の圧縮方法であってもよいのは勿論であ
る。
【００３５】また、この実施の形態では、変調信号Ｓｒ
を９００ＭＨｚ帯の場合について説明したが、特に限定
されず、より高い高周波信号やより低い低周波信号にも
適用できるのは勿論である。また、ＱＰＳＫ変調波信号
を復調する例について説明したが、これに限定されず、
多値ＰＳＫ変調信号を復調する場合にも適用することが
できる。
を９００ＭＨｚ帯の場合について説明したが、特に限定
されず、より高い高周波信号やより低い低周波信号にも
適用できるのは勿論である。また、ＱＰＳＫ変調波信号
を復調する例について説明したが、これに限定されず、
多値ＰＳＫ変調信号を復調する場合にも適用することが
できる。
【００３６】さらに、本実施形態では、その理解を容易
にするためにハードウェアの構成で説明したが、実際に
は、角度演算部４、振幅演算部５、復調再生部６、判別
部７、キャリア検出部８および記憶部９は、ＤＳＰ（Di
gital Signal Processor）で構成され、ソフトウェアの
実行によって各部の機能が果たされている。このため、
各部における処理を高速に実行することができる。しか
し、これに限定されず、アナログ的な回路構成を採用す
ることもできる。
にするためにハードウェアの構成で説明したが、実際に
は、角度演算部４、振幅演算部５、復調再生部６、判別
部７、キャリア検出部８および記憶部９は、ＤＳＰ（Di
gital Signal Processor）で構成され、ソフトウェアの
実行によって各部の機能が果たされている。このため、
各部における処理を高速に実行することができる。しか
し、これに限定されず、アナログ的な回路構成を採用す
ることもできる。
【００３７】
【発明の効果】以上のように請求項１記載の直交復調装
置によれば、直交変調信号の振幅が一定値に制限されて
一般的な角度が精度よく演算され、かつ直交変調信号の
振幅が圧縮された後に直線性よく伸張されるため、ＡＧ
Ｃ回路を不要にすることができると共に、復調部は、振
幅および角度に基づいて直交変調信号を確実かつ低歪率
で復調することができる。
置によれば、直交変調信号の振幅が一定値に制限されて
一般的な角度が精度よく演算され、かつ直交変調信号の
振幅が圧縮された後に直線性よく伸張されるため、ＡＧ
Ｃ回路を不要にすることができると共に、復調部は、振
幅および角度に基づいて直交変調信号を確実かつ低歪率
で復調することができる。
【００３８】また、請求項２記載の直交復調装置によれ
ば、振幅圧縮部としての増幅回路を、振幅制限増幅部の
増幅回路と兼用することができるため、装置のコストダ
ウンを図ることができる。
ば、振幅圧縮部としての増幅回路を、振幅制限増幅部の
増幅回路と兼用することができるため、装置のコストダ
ウンを図ることができる。
【００３９】さらに、請求項３記載の直交復調装置によ
れば、例えば、ＤＳＰなどによって振幅伸張部を構成す
ることにより、直交変調信号の振幅値を高速でかつ精度
よく元の振幅値に伸張することができる。
れば、例えば、ＤＳＰなどによって振幅伸張部を構成す
ることにより、直交変調信号の振幅値を高速でかつ精度
よく元の振幅値に伸張することができる。
【００４０】また、請求項４記載の直交復調装置によれ
ば、回路構成を簡易にすることができると共に、同相成
分信号および直交成分信号を高速に求めることができ
る。
ば、回路構成を簡易にすることができると共に、同相成
分信号および直交成分信号を高速に求めることができ
る。
【００４１】また、請求項５記載の直交復調装置によれ
ば、低歪率で復調可能な直交変調信号のダイナミックレ
ンジを拡大することができる。
ば、低歪率で復調可能な直交変調信号のダイナミックレ
ンジを拡大することができる。
【図１】本発明の実施の形態に係る直交復調装置のブロ
ック図である。
ック図である。
【図２】本発明の実施の形態に係る直交復調装置におけ
る対数増幅部のブロック図である。
る対数増幅部のブロック図である。
【図３】（ａ）は対数増幅部の入出力特性を示す図であ
り、（ｂ）は逆対数変換部の変換特性を示す図である。
り、（ｂ）は逆対数変換部の変換特性を示す図である。
【図４】従来の直交復調装置のブロック図である。
１ 直交復調装置 ４ 角度演算部 ６ 復調再生部 １２ アッテネータ部 １７ 対数増幅部 ２２ ミキシング部 ２３ ミキシング部 ２６ 演算部 ３２ 逆対数変換部 ３３ 振幅データＲＯＭ ３４ 減衰制御部 ４１ 乗算器
Claims (5)
- 【請求項１】 入力された直交変調信号を増幅してそ
の振幅をほぼ一定値に制限する振幅制限増幅部と、互い
に直交する２つの局部発振信号と前記振幅制限増幅部に
よって振幅制限された直交変調信号とをそれぞれミキシ
ングするミキシング部と、当該ミキシング部によって生
成された同相成分信号および直交成分信号に基づいて当
該両成分信号の一般的な角度を演算する演算部と、前記
入力された直交変調信号の振幅を圧縮する振幅圧縮部
と、当該振幅圧縮部によって振幅圧縮された前記直交変
調信号の振幅を元の振幅に伸張する振幅伸張部と、当該
伸張された前記振幅と前記演算された一般的な角度とに
基づいて前記直交変調信号を復調する復調部とを備えて
いることを特徴とする直交復調装置。 - 【請求項２】 前記振幅圧縮部は、前記振幅制限増幅部
によって増幅された前記直交変調信号を対数的に検波す
る検波回路で構成されていることを特徴とする請求項１
記載の直交復調装置。 - 【請求項３】 前記振幅伸張部は、前記圧縮された振幅
に対する元の振幅値を記憶する記憶部を備え、当該記憶
部の記憶内容に基づいて前記圧縮された直交変調信号の
振幅を伸張することを特徴とする請求項１または２記載
の直交復調装置。 - 【請求項４】 前記演算部は、前記一般的な角度に基づ
いて複素指数関数を演算し、前記復調部は、前記演算さ
れた複素指数関数と前記伸張された前記振幅とを互いに
乗算する乗算器で構成されていることを特徴とする請求
項１から３のいずれかに記載の直交復調装置。 - 【請求項５】 前記入力された直交変調信号を減衰させ
るための減衰部と、前記伸張された前記振幅が所定値以
上のときに前記減衰部を作動させる減衰制御部とを備え
ていることを特徴とする請求項１から４のいずれかに記
載の直交復調装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP35285195A JP3274338B2 (ja) | 1995-12-28 | 1995-12-28 | 直交復調装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP35285195A JP3274338B2 (ja) | 1995-12-28 | 1995-12-28 | 直交復調装置 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH09186732A true JPH09186732A (ja) | 1997-07-15 |
| JP3274338B2 JP3274338B2 (ja) | 2002-04-15 |
Family
ID=18426878
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP35285195A Expired - Fee Related JP3274338B2 (ja) | 1995-12-28 | 1995-12-28 | 直交復調装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP3274338B2 (ja) |
Cited By (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| WO2001011844A1 (fr) * | 1999-08-06 | 2001-02-15 | Mitsubishi Denki Kabushiki Kaisha | Demodulateur orthogonal et procede de demodulation orthogonale |
| JP2001136036A (ja) * | 1999-11-09 | 2001-05-18 | Denso Corp | サンプリング装置 |
-
1995
- 1995-12-28 JP JP35285195A patent/JP3274338B2/ja not_active Expired - Fee Related
Cited By (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| WO2001011844A1 (fr) * | 1999-08-06 | 2001-02-15 | Mitsubishi Denki Kabushiki Kaisha | Demodulateur orthogonal et procede de demodulation orthogonale |
| JP2001136036A (ja) * | 1999-11-09 | 2001-05-18 | Denso Corp | サンプリング装置 |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JP3274338B2 (ja) | 2002-04-15 |
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