JP3225257B2 - Ｆｍ受信機 - Google Patents
Ｆｍ受信機Info
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Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明はスケルチ回路を備え
たＦＭ受信機に関する。
たＦＭ受信機に関する。
【０００２】
【従来の技術】受信信号の有無によってＦＭ復調出力の
オン・オフを行うスケルチ回路は、ＦＭ復調出力の雑音
レベルによって制御されることが多い。しかし、ＦＭ復
調出力の雑音レベルの検出が困難な場合には、受信信号
レベルによって受信信号の有無を判別し、受信信号の有
無に基づいてＦＭ復調出力のオン、オフを行うことが行
われる。
オン・オフを行うスケルチ回路は、ＦＭ復調出力の雑音
レベルによって制御されることが多い。しかし、ＦＭ復
調出力の雑音レベルの検出が困難な場合には、受信信号
レベルによって受信信号の有無を判別し、受信信号の有
無に基づいてＦＭ復調出力のオン、オフを行うことが行
われる。
【０００３】受信信号レベルの検出方法としては、絶対
値検出と実効値検出との２通りの方法がある。実効値検
出の方法には、受信信号瞬時値の実部と虚部とを求め、
それぞれ２乗してから加算し、加算結果の平方根を求め
ることによって得ている。受信信号瞬時値の実部と虚部
を求める簡易な方法として、ディジタル信号処理による
ときは入出力信号間に９０度の位相差を生ぜしめる遅延
器を用いて実部と虚部とを求めることができる。
値検出と実効値検出との２通りの方法がある。実効値検
出の方法には、受信信号瞬時値の実部と虚部とを求め、
それぞれ２乗してから加算し、加算結果の平方根を求め
ることによって得ている。受信信号瞬時値の実部と虚部
を求める簡易な方法として、ディジタル信号処理による
ときは入出力信号間に９０度の位相差を生ぜしめる遅延
器を用いて実部と虚部とを求めることができる。
【０００４】受信信号レベルの検出方法にデジタル信号
処理による方法を里いた場合の従来の例は、図３に示す
ように構成されている。図３において、ＦＭ中間周波信
号をＡ／Ｄ変換器１によってＡ／Ｄ変換し、Ａ／Ｄ変換
器１から出力されたデジタルＦＭ中間周波信号はバンド
・パスフィルタを構成するデジタルフィルタ２に供給し
て帯域制限し、帯域制限されたデジタルＦＭ中間周波信
号はデジタルＦＭ復調回路３に供給すると共に受信信号
レベル検出回路１８に供給する。デジタルＦＭ復調回路
３から出力されるＦＭ復調出力は、スイッチ回路１４を
介して送出する。
処理による方法を里いた場合の従来の例は、図３に示す
ように構成されている。図３において、ＦＭ中間周波信
号をＡ／Ｄ変換器１によってＡ／Ｄ変換し、Ａ／Ｄ変換
器１から出力されたデジタルＦＭ中間周波信号はバンド
・パスフィルタを構成するデジタルフィルタ２に供給し
て帯域制限し、帯域制限されたデジタルＦＭ中間周波信
号はデジタルＦＭ復調回路３に供給すると共に受信信号
レベル検出回路１８に供給する。デジタルＦＭ復調回路
３から出力されるＦＭ復調出力は、スイッチ回路１４を
介して送出する。
【０００５】一方、受信信号レベル検出回路１８によっ
て検出された受信信号レベルは信号レベル判別回路１９
に供給して、信号レベル判別回路１９において設定され
ている判定レベル（信号を受信したと判断すべきレベ
ル）と比較し、検出された受信信号レベルが判定レベル
以上のときはスイッチ回路１４をオン状態に制御し、判
定レベル未満のときはスイッチ回路１４はオフ状態に制
御する。受信レベル検出回路１８、信号レベル判別回路
１９およびスイッチ回路１４はスケルチ回路を構成して
いる。信号レベル判別回路１９の判定レベルには所定幅
のヒステリシス（以下、スケルチ回路のヒステリシス幅
とも記す）が設けてある。
て検出された受信信号レベルは信号レベル判別回路１９
に供給して、信号レベル判別回路１９において設定され
ている判定レベル（信号を受信したと判断すべきレベ
ル）と比較し、検出された受信信号レベルが判定レベル
以上のときはスイッチ回路１４をオン状態に制御し、判
定レベル未満のときはスイッチ回路１４はオフ状態に制
御する。受信レベル検出回路１８、信号レベル判別回路
１９およびスイッチ回路１４はスケルチ回路を構成して
いる。信号レベル判別回路１９の判定レベルには所定幅
のヒステリシス（以下、スケルチ回路のヒステリシス幅
とも記す）が設けてある。
【０００６】ここで、ＦＭ中間周波信号の周波数はＡ／
Ｄ変換器１におけるサンプリング周波数ｆｓの１／４に
設定し、バンドパスフィルタを構成するデジタルフィル
タ２の通過帯域の中心周波数はｆｓ／４の周波数に設定
してある。
Ｄ変換器１におけるサンプリング周波数ｆｓの１／４に
設定し、バンドパスフィルタを構成するデジタルフィル
タ２の通過帯域の中心周波数はｆｓ／４の周波数に設定
してある。
【０００７】受信信号レベル検出回路１８はシフトレジ
スタ４、乗算器５および６、加算器７および開平演算回
路１７から構成されている。デジタルフィルタ２によっ
て帯域制限されたデジタルＦＭ中間周波信号をシフトレ
ジスタ４に供給して、シフトレジスタ４において１サン
プリング期間遅延させて出力させる。シフトレジスタ４
のシフトパルスの周波数も周波数ｆｓに設定されている
ためシフトレジスタ４によるシフトによって、シフトレ
ジスタ４に入力される信号とシフトレジスタ４から出力
される信号との間には９０度の位相差が生じている。
スタ４、乗算器５および６、加算器７および開平演算回
路１７から構成されている。デジタルフィルタ２によっ
て帯域制限されたデジタルＦＭ中間周波信号をシフトレ
ジスタ４に供給して、シフトレジスタ４において１サン
プリング期間遅延させて出力させる。シフトレジスタ４
のシフトパルスの周波数も周波数ｆｓに設定されている
ためシフトレジスタ４によるシフトによって、シフトレ
ジスタ４に入力される信号とシフトレジスタ４から出力
される信号との間には９０度の位相差が生じている。
【０００８】シフトレジスタ４から出力信号は乗算器５
によって２乗し、シフトレジスタ４の入力信号は乗算器
６によって２乗し、乗算器５の出力と乗算器６の出力と
は加算器７において加算し、加算器７の出力を開平演算
回路１７に供給して開平演算し、開平演算回路１７の出
力を信号レベル判別回路１９に供給し、開平演算回路１
７から出力された信号の値に基づく信号レベルが判定レ
ベル以上と信号レベル判別回路１９において判別された
ときはスイッチ回路１４はオン状態に、判定レベル未満
と信号レベル判別回路１９において判別されたときはス
イッチ回路１４はオフ状態に制御される。
によって２乗し、シフトレジスタ４の入力信号は乗算器
６によって２乗し、乗算器５の出力と乗算器６の出力と
は加算器７において加算し、加算器７の出力を開平演算
回路１７に供給して開平演算し、開平演算回路１７の出
力を信号レベル判別回路１９に供給し、開平演算回路１
７から出力された信号の値に基づく信号レベルが判定レ
ベル以上と信号レベル判別回路１９において判別された
ときはスイッチ回路１４はオン状態に、判定レベル未満
と信号レベル判別回路１９において判別されたときはス
イッチ回路１４はオフ状態に制御される。
【０００９】
【発明が解決しようとする課題】しかしながら、上記の
ようなＦＭ受信機では受信帯域制限のためにバンドパス
フィルタが挿入されているが、目的とされる受信信号の
一部も前記バンドパスフィルタによって減衰される。減
衰されるレベルは受信信号のスペクトルの広がりによっ
て異なり、変調指数が大きいか、変調周波数が高いほど
バンドフィルタによって減衰される信号成分が増加し、
受信信号レベル検出回路によって検出される受信信号レ
ベルが低下するという問題点があった。
ようなＦＭ受信機では受信帯域制限のためにバンドパス
フィルタが挿入されているが、目的とされる受信信号の
一部も前記バンドパスフィルタによって減衰される。減
衰されるレベルは受信信号のスペクトルの広がりによっ
て異なり、変調指数が大きいか、変調周波数が高いほど
バンドフィルタによって減衰される信号成分が増加し、
受信信号レベル検出回路によって検出される受信信号レ
ベルが低下するという問題点があった。
【００１０】さらに、受信信号レベル検出回路によって
検出される受信信号レベルの変動は、変調指数と変調周
波数の変化のみならず、バンドパスフィルタの通過帯域
の中心周波数とＦＭ中間周波信号の周波数との間の周波
数ずれによっても生ずる。ＦＭ中間周波信号の周波数が
バンドパスフィルタの通過帯域の中心周波数にあれば、
バンドパスフィルタによって減衰される信号レベルは最
小となるが、ＦＭ中間周波信号の周波数がバンドパスフ
ィルタの通過帯域の中心周波数からずれることによっ
て、ＦＭ中間周波信号の周波数の中心に近いレベルの高
い成分がバンドパスフィルタによって減衰されて、検出
された受信信号レベルが低下するという問題点がある。
検出される受信信号レベルの変動は、変調指数と変調周
波数の変化のみならず、バンドパスフィルタの通過帯域
の中心周波数とＦＭ中間周波信号の周波数との間の周波
数ずれによっても生ずる。ＦＭ中間周波信号の周波数が
バンドパスフィルタの通過帯域の中心周波数にあれば、
バンドパスフィルタによって減衰される信号レベルは最
小となるが、ＦＭ中間周波信号の周波数がバンドパスフ
ィルタの通過帯域の中心周波数からずれることによっ
て、ＦＭ中間周波信号の周波数の中心に近いレベルの高
い成分がバンドパスフィルタによって減衰されて、検出
された受信信号レベルが低下するという問題点がある。
【００１１】ここで、検出された受信信号レベルを受け
て、検出された受信信号レベルが、雑音レベルぎりぎり
のレベルに設定された判別レベルを超えたときは受信信
号ありと判別し、判別レベル未満のときは受信信号なし
と判別することによって受信信号の有無を判別して、Ｆ
Ｍ復調出力を選択的に遮断するスケルチ制御を行う場
合、検出された受信信号レベルが変調指数や変調周波数
に基づいて変動が生じる。信号レベル判定回路は前記し
たようにヒステリシス幅を持つが、受信信号レベルの変
動幅が前記ヒステリシス幅を超えると受信中にＦＭ復調
出力がオン／オフされることになって受信に障害が生ず
るという問題を生ずる。
て、検出された受信信号レベルが、雑音レベルぎりぎり
のレベルに設定された判別レベルを超えたときは受信信
号ありと判別し、判別レベル未満のときは受信信号なし
と判別することによって受信信号の有無を判別して、Ｆ
Ｍ復調出力を選択的に遮断するスケルチ制御を行う場
合、検出された受信信号レベルが変調指数や変調周波数
に基づいて変動が生じる。信号レベル判定回路は前記し
たようにヒステリシス幅を持つが、受信信号レベルの変
動幅が前記ヒステリシス幅を超えると受信中にＦＭ復調
出力がオン／オフされることになって受信に障害が生ず
るという問題を生ずる。
【００１２】本発明は、受信信号の変調度と変調周波数
によっても受信信号レベル検出回路において検出される
受信信号レベルの変動が抑制されるＦＭ受信機を提供す
ることを目的とする。
によっても受信信号レベル検出回路において検出される
受信信号レベルの変動が抑制されるＦＭ受信機を提供す
ることを目的とする。
【００１３】
【課題を解決するための手段】本発明にかかるＦＭ受信
機は、帯域制限のためのバンドパスフィルタを通過した
Ａ／Ｄ変換されたＦＭ中間周波信号を入力信号としてＦ
Ｍ復調するデジタルＦＭ復調回路を備えたＦＭ受信機に
おいて、前記デジタル復調回路内から前記入力信号を９
０度遅相させた遅相信号を取り出し、前記入力信号に基
づく値をＸ、前記遅相信号に基づく値をＹ、αを定数と
したとき、
機は、帯域制限のためのバンドパスフィルタを通過した
Ａ／Ｄ変換されたＦＭ中間周波信号を入力信号としてＦ
Ｍ復調するデジタルＦＭ復調回路を備えたＦＭ受信機に
おいて、前記デジタル復調回路内から前記入力信号を９
０度遅相させた遅相信号を取り出し、前記入力信号に基
づく値をＸ、前記遅相信号に基づく値をＹ、αを定数と
したとき、
【００１４】
【数３】
【００１５】の演算を行う演算手段を備えて、前記ＦＭ
中間周波信号の周波数が前記バンドパスフィルタの通過
帯域の中心周波数から予め定めた周波数範囲内で偏倚
し、前記バンドパスフィルタによるＦＭ中間周波信号の
減衰がないときの前記入力信号に基づく値を（Ｘｍａ
ｘ）とし、かつ前記バンドパスフィルタによるＦＭ中間
周波信号の減衰がないときの前記遅相信号に基づく値を
（Ｙｍａｘ）としたとき、
中間周波信号の周波数が前記バンドパスフィルタの通過
帯域の中心周波数から予め定めた周波数範囲内で偏倚
し、前記バンドパスフィルタによるＦＭ中間周波信号の
減衰がないときの前記入力信号に基づく値を（Ｘｍａ
ｘ）とし、かつ前記バンドパスフィルタによるＦＭ中間
周波信号の減衰がないときの前記遅相信号に基づく値を
（Ｙｍａｘ）としたとき、
【００１６】
【数４】
【００１７】を満たすように定数α（０＜α）を設定
し、演算手段からの出力信号を受信信号レベルとして出
力し、該受信信号レベルに基づいてＦＭ復調出力をオン
・オフすることを特徴とする。
し、演算手段からの出力信号を受信信号レベルとして出
力し、該受信信号レベルに基づいてＦＭ復調出力をオン
・オフすることを特徴とする。
【００１８】本発明のＦＭ受信機によれば、帯域制限の
ためのバンドパスフィルタを通過したＡ／Ｄ変換された
ＦＭ中間周波信号を入力信号としてＦＭ復調するデジタ
ルＦＭ復調回路を備えたＦＭ受信機において、前記デジ
タル復調回路内から前記入力信号を９０度遅相させた遅
相信号が取り出され、前記入力信号に基づく値をＸ、前
記遅相信号に基づく値をＹ、αを定数としたとき、
（３）式による演算が行われて、演算出力信号が受信信
号レベルとして出力される。ここで、バンドパスフィル
タから出力されるＦＭ中間周波数信号の周波数がバンド
パスフィルの通過帯域の中心周波数から予め定められた
周波数範囲内で偏倚しているとき（４）式を満たす値に
定数αが設定されている。
ためのバンドパスフィルタを通過したＡ／Ｄ変換された
ＦＭ中間周波信号を入力信号としてＦＭ復調するデジタ
ルＦＭ復調回路を備えたＦＭ受信機において、前記デジ
タル復調回路内から前記入力信号を９０度遅相させた遅
相信号が取り出され、前記入力信号に基づく値をＸ、前
記遅相信号に基づく値をＹ、αを定数としたとき、
（３）式による演算が行われて、演算出力信号が受信信
号レベルとして出力される。ここで、バンドパスフィル
タから出力されるＦＭ中間周波数信号の周波数がバンド
パスフィルの通過帯域の中心周波数から予め定められた
周波数範囲内で偏倚しているとき（４）式を満たす値に
定数αが設定されている。
【００１９】しかるに、ＦＭ中間周波信号の周波数がバ
ンドパスフィルタの通過帯域の中心周波数からずれてい
るとき、該ずれ量の増加に基づいてバンドパスフィルタ
から出力されるＦＭ中間周波信号のレベルは低下させら
れる。一方、ＦＭ中間周波信号の周波数がバンドパスフ
ィルタの通過帯域の中心周波数からずれているとき、該
ずれ量の増加に基づいて｜αＸＹ｜の値は増加させられ
る。したがってＦＭ中間周波信号の周波数がバンドパス
フィルタの通過帯域の中心周波数からずれているとき、
該ずれに対する（３）式内の第１項と第２項のと和の変
化方向と第３項の変化方向とは互いに逆方向である。
ンドパスフィルタの通過帯域の中心周波数からずれてい
るとき、該ずれ量の増加に基づいてバンドパスフィルタ
から出力されるＦＭ中間周波信号のレベルは低下させら
れる。一方、ＦＭ中間周波信号の周波数がバンドパスフ
ィルタの通過帯域の中心周波数からずれているとき、該
ずれ量の増加に基づいて｜αＸＹ｜の値は増加させられ
る。したがってＦＭ中間周波信号の周波数がバンドパス
フィルタの通過帯域の中心周波数からずれているとき、
該ずれに対する（３）式内の第１項と第２項のと和の変
化方向と第３項の変化方向とは互いに逆方向である。
【００２０】ＦＭ中間周波信号の周波数が前記バンドパ
スフィルタの通過帯域の中心周波数からの偏倚が予め定
めた周波数範囲内であるとき（４）式が成立し、ＦＭ中
間周波信号の周波数がバンドパスフィルタの通過帯域の
中心周波数からずれているときに、検出された受信信号
レベルの変化が補正されることになり、前記中心周波数
から予め定めた所定範囲内におけるＦＭ中間周波信号の
周波数の変動に対する受信信号の検出レベルの変動は所
定範囲内に抑圧される。
スフィルタの通過帯域の中心周波数からの偏倚が予め定
めた周波数範囲内であるとき（４）式が成立し、ＦＭ中
間周波信号の周波数がバンドパスフィルタの通過帯域の
中心周波数からずれているときに、検出された受信信号
レベルの変化が補正されることになり、前記中心周波数
から予め定めた所定範囲内におけるＦＭ中間周波信号の
周波数の変動に対する受信信号の検出レベルの変動は所
定範囲内に抑圧される。
【００２１】本発明にかかるＦＭ受信機において、演算
手段の演算において値Ｘと値Ｙとの乗算値はデジタルＦ
Ｍ復調回路からの出力としたことを特徴とする。このよ
うにしたことによって、演算手段中における値Ｘと値Ｙ
との乗算器は不要となって、乗算器の数は１つ減少する
ことになる。
手段の演算において値Ｘと値Ｙとの乗算値はデジタルＦ
Ｍ復調回路からの出力としたことを特徴とする。このよ
うにしたことによって、演算手段中における値Ｘと値Ｙ
との乗算器は不要となって、乗算器の数は１つ減少する
ことになる。
【００２２】本発明にかかるＦＭ受信機において、デジ
タルＦＭ復調回路はクオドラチュア型デジタル復調回路
であることを特徴とする。
タルＦＭ復調回路はクオドラチュア型デジタル復調回路
であることを特徴とする。
【００２３】本発明にかかるＦＭ受信機において、デジ
タルＦＭ復調回路に入力されるＡ／Ｄ変換されたＦＭ中
間周波数信号は、ＦＭ中間周波数の４倍の周波数でサン
プリングされていることることを特徴とする。
タルＦＭ復調回路に入力されるＡ／Ｄ変換されたＦＭ中
間周波数信号は、ＦＭ中間周波数の４倍の周波数でサン
プリングされていることることを特徴とする。
【００２４】
【発明の実施の形態】以下、本発明にかかるＦＭ受信機
の実施の一形態について説明する。図１は本発明にかか
る実施の一形態のＦＭ受信機の主要部の構成を示すブロ
ック図である。
の実施の一形態について説明する。図１は本発明にかか
る実施の一形態のＦＭ受信機の主要部の構成を示すブロ
ック図である。
【００２５】本実施の一形態にかかるＦＭ受信機は、リ
ミッタ１２を介して振幅がリミットされたＦＭ中間周波
信号をＡ／Ｄ変換器１によってＡ／Ｄ変換し、Ａ／Ｄ変
換器１から出力されたディジタルＦＭ中間周波信号はバ
ンドパスフィルタを構成するデジタルフィルタ２に供給
して帯域制限し、帯域制限されたデジタルＦＭ中間周波
信号はクオドラチュア型デジタルＦＭ復調回路３１に供
給すると共に受信信号レベル検出回路１１に供給する。
デジタルＦＭ復調回路３１から出力されるＦＭ復調出力
は、スイッチ回路１４を介して送出する。
ミッタ１２を介して振幅がリミットされたＦＭ中間周波
信号をＡ／Ｄ変換器１によってＡ／Ｄ変換し、Ａ／Ｄ変
換器１から出力されたディジタルＦＭ中間周波信号はバ
ンドパスフィルタを構成するデジタルフィルタ２に供給
して帯域制限し、帯域制限されたデジタルＦＭ中間周波
信号はクオドラチュア型デジタルＦＭ復調回路３１に供
給すると共に受信信号レベル検出回路１１に供給する。
デジタルＦＭ復調回路３１から出力されるＦＭ復調出力
は、スイッチ回路１４を介して送出する。
【００２６】一方、受信信号レベル検出回路１１によっ
て検出された受信信号レベルは信号レベル判別回路１３
に供給して、信号レベル判別回路１３において設定され
ている判定レベル（信号を受信したと判断すべきレベル
に基づくレベル）と比較し、検出された受信信号レベル
が判定レベル以上のときはスイッチ回路１４をオン状態
に制御し、判定レベル未満のときはスイッチ回路１４は
オフ状態に制御する。受信レベル検出回路１１、信号レ
ベル判別回路１３およびスイッチ回路１４はスケルチ回
路を構成している。信号レベル判別回路１３の判定レベ
ルには所定幅のヒステリシス（以下、スケルチ回路のヒ
ステリシス幅とも記す）が設けてある。
て検出された受信信号レベルは信号レベル判別回路１３
に供給して、信号レベル判別回路１３において設定され
ている判定レベル（信号を受信したと判断すべきレベル
に基づくレベル）と比較し、検出された受信信号レベル
が判定レベル以上のときはスイッチ回路１４をオン状態
に制御し、判定レベル未満のときはスイッチ回路１４は
オフ状態に制御する。受信レベル検出回路１１、信号レ
ベル判別回路１３およびスイッチ回路１４はスケルチ回
路を構成している。信号レベル判別回路１３の判定レベ
ルには所定幅のヒステリシス（以下、スケルチ回路のヒ
ステリシス幅とも記す）が設けてある。
【００２７】ここで、Ａ／Ｄ変換器１におけるサンプリ
ング周波数ｆｓはＦＭ中間周波信号の周波数の４倍に設
定し、デジタルフィルタ２の通過帯域の中心周波数はｆ
ｓ／４の周波数に設定してある。また、クオドラチュア
型ＦＭ復調回路３１はデジタルフィルタ２によって帯域
制限されたディジタルＦＭ中間周波信号が供給されてデ
ジタルＦＭ中間周波信号を１サンプリング周期ずらすシ
フトレジスタ３２とシフトレジスタ３２の出力とデジタ
ルフィルタ２によって帯域制限されたデジタルＦＭ中間
周波信号とを乗算する乗算器３３とから構成されてい
る。
ング周波数ｆｓはＦＭ中間周波信号の周波数の４倍に設
定し、デジタルフィルタ２の通過帯域の中心周波数はｆ
ｓ／４の周波数に設定してある。また、クオドラチュア
型ＦＭ復調回路３１はデジタルフィルタ２によって帯域
制限されたディジタルＦＭ中間周波信号が供給されてデ
ジタルＦＭ中間周波信号を１サンプリング周期ずらすシ
フトレジスタ３２とシフトレジスタ３２の出力とデジタ
ルフィルタ２によって帯域制限されたデジタルＦＭ中間
周波信号とを乗算する乗算器３３とから構成されてい
る。
【００２８】受信信号レベル検出回路１１は、乗算器
５、６および９、加算器７および１０、絶対値演算回路
８から構成されている。シフトレジスタ３２からの出力
信号は乗算器５によって２乗し、シフトレジスタ４の入
力信号は乗算器６によって２乗し、乗算器５の出力と乗
算器６の出力とは加算器７において加算する。ＦＭ復調
出力は絶対値演算回路８に供給してＦＭ復調出力の絶対
値を求め、絶対値演算回路の出力は乗算器９において定
数α（α＞０）と乗算し、乗算器９の出力と加算器７の
出力とは加算器１０によって加算し、加算器１０の出力
を信号レベル判別回路１３に供給し、加算器１０の出力
に基づく信号レベルが判定レベル以上と信号レベル判別
回路１３において判別されたときはスイッチ回路１４を
オン状態に、判定レベル未満と信号レベル判別回路１３
において判別されたときはスイッチ回路１４をオフ状態
に制御する。
５、６および９、加算器７および１０、絶対値演算回路
８から構成されている。シフトレジスタ３２からの出力
信号は乗算器５によって２乗し、シフトレジスタ４の入
力信号は乗算器６によって２乗し、乗算器５の出力と乗
算器６の出力とは加算器７において加算する。ＦＭ復調
出力は絶対値演算回路８に供給してＦＭ復調出力の絶対
値を求め、絶対値演算回路の出力は乗算器９において定
数α（α＞０）と乗算し、乗算器９の出力と加算器７の
出力とは加算器１０によって加算し、加算器１０の出力
を信号レベル判別回路１３に供給し、加算器１０の出力
に基づく信号レベルが判定レベル以上と信号レベル判別
回路１３において判別されたときはスイッチ回路１４を
オン状態に、判定レベル未満と信号レベル判別回路１３
において判別されたときはスイッチ回路１４をオフ状態
に制御する。
【００２９】上記のように構成された本実施の一形態に
かかるＦＭ受信機において、ＦＭ中間周波信号はリミッ
タによってその振幅がリミットされ、ＦＭ中間周波信号
はＡ／Ｄ変換器１によってＡ／Ｄ変換される。Ａ／Ｄ変
換器１におけるＦＭ中間周波信号のサンプリング周波数
ｆｓはＦＭ中間周波数の４倍の周波数に設定されている
ことは前記のとおりである。Ａ／Ｄ変換されたデジタル
ＦＭ中間周波信号はデジタルフィルタ２に供給されて帯
域制限される。
かかるＦＭ受信機において、ＦＭ中間周波信号はリミッ
タによってその振幅がリミットされ、ＦＭ中間周波信号
はＡ／Ｄ変換器１によってＡ／Ｄ変換される。Ａ／Ｄ変
換器１におけるＦＭ中間周波信号のサンプリング周波数
ｆｓはＦＭ中間周波数の４倍の周波数に設定されている
ことは前記のとおりである。Ａ／Ｄ変換されたデジタル
ＦＭ中間周波信号はデジタルフィルタ２に供給されて帯
域制限される。
【００３０】一方、シフトレジスタ３２のシフトパルス
の周波数も周波数ｆｓに設定されていて、シフトレジス
タ３２によるシフトによって、シフトレジスタ４に入力
される信号すなわちデジタルフィルタ２によって帯域制
限されたデジタルＦＭ中間周波信号（に基づくＦＭ中間
周波信号）とシフトレジスタ３２から出力されるデジタ
ルＦＭ中間周波信号（に基づくＦＭ中間周波信号）との
間には９０度の位相差が生じている。そこで、乗算器３
３におけるシフトレジスタ３２の入出力の乗算によって
デジタルフィルタ２によって帯域制限されたデジタルＦ
Ｍ中間周波信号信号がＦＭ復調される。
の周波数も周波数ｆｓに設定されていて、シフトレジス
タ３２によるシフトによって、シフトレジスタ４に入力
される信号すなわちデジタルフィルタ２によって帯域制
限されたデジタルＦＭ中間周波信号（に基づくＦＭ中間
周波信号）とシフトレジスタ３２から出力されるデジタ
ルＦＭ中間周波信号（に基づくＦＭ中間周波信号）との
間には９０度の位相差が生じている。そこで、乗算器３
３におけるシフトレジスタ３２の入出力の乗算によって
デジタルフィルタ２によって帯域制限されたデジタルＦ
Ｍ中間周波信号信号がＦＭ復調される。
【００３１】上記において、シフトレジスタ４の入力信
号に基づく値をＸ（以下単に、入力信号Ｘとも記す）、
シフトレジスタ４の出力信号に基づく値をＹ（以下単
に、出力信号Ｙとも記す）とすると、乗算器５の出力は
Ｙの２乗であり、乗算器６の出力はＸの２乗であり、絶
対値演算回路８の入力はＸＹであり、絶対値演算回路８
の出力は｜ＸＹ｜となり、乗算器９の出力はα｜ＸＹ｜
となる。したがって、加算器１０の出力は下記の（５）
式に示すとおりであり、この出力が受信信号レベルとし
て信号レベル判別回路１３へ送出される。ここで、αは
α＞０のために、α｜ＸＹ｜は｜αＸＹ｜と等しい。
号に基づく値をＸ（以下単に、入力信号Ｘとも記す）、
シフトレジスタ４の出力信号に基づく値をＹ（以下単
に、出力信号Ｙとも記す）とすると、乗算器５の出力は
Ｙの２乗であり、乗算器６の出力はＸの２乗であり、絶
対値演算回路８の入力はＸＹであり、絶対値演算回路８
の出力は｜ＸＹ｜となり、乗算器９の出力はα｜ＸＹ｜
となる。したがって、加算器１０の出力は下記の（５）
式に示すとおりであり、この出力が受信信号レベルとし
て信号レベル判別回路１３へ送出される。ここで、αは
α＞０のために、α｜ＸＹ｜は｜αＸＹ｜と等しい。
【００３２】
【数５】
【００３３】受信信号レベルをＭＡＧと表示し、９０度
位相差を有するレベルの等しい信号Ｘと信号Ｙによって
受信信号レベルＭＡＧを実効値で求めると、受信信号レ
ベルＭＡＧは下記の（６）式によって求めることができ
る。
位相差を有するレベルの等しい信号Ｘと信号Ｙによって
受信信号レベルＭＡＧを実効値で求めると、受信信号レ
ベルＭＡＧは下記の（６）式によって求めることができ
る。
【００３４】
【数６】
【００３５】ここで、ＸをＡsin（２πωｘ）とする
と、実効値で求めた受信信号レベルＭＡＧは下記の
（７）式に示すごとくになる。
と、実効値で求めた受信信号レベルＭＡＧは下記の
（７）式に示すごとくになる。
【００３６】
【数７】
【００３７】また、受信信号レベルの検出には絶対値で
なく相対値が判ればよいので平方根を求めずに、下記の
（８）式の値を受信信号レベルＭＡＧとしてもよい。
なく相対値が判ればよいので平方根を求めずに、下記の
（８）式の値を受信信号レベルＭＡＧとしてもよい。
【００３８】
【数８】
【００３９】この場合は開平演算処理を省略することが
できることになる。本実施の一形態に戻って、加算器７
の出力は（８）式の値に対応しており、加算器７の出力
にさらに加算器１０によって補正値として乗算器９の出
力α｜ＸＹ｜が加算されるが、開平演算が不要であるこ
とには変わりがない。
できることになる。本実施の一形態に戻って、加算器７
の出力は（８）式の値に対応しており、加算器７の出力
にさらに加算器１０によって補正値として乗算器９の出
力α｜ＸＹ｜が加算されるが、開平演算が不要であるこ
とには変わりがない。
【００４０】また、正弦波の絶対値｜Ａsin（２πω
ｘ）｜によって受信信号レベルＭＡＧを求めると、受信
信号レベルＭＡＧの平均値は（２Ａ／π）となる。
ｘ）｜によって受信信号レベルＭＡＧを求めると、受信
信号レベルＭＡＧの平均値は（２Ａ／π）となる。
【００４１】絶対値を求める方法は処理が簡単である
が、デジタル信号処理において、信号の周波数に対して
サンプリング点が少ないときは入力される信号のピーク
値をサンプリングできる確率が低くなる。また、ＦＭ中
間周波信号の周波数がサンプリング周波数ｆｓの１／４
の周波数に近いとき、サンプリングパルスとＦＭ中間周
波信号の位相関係がＦＭ中間周波信号のピークに近い値
を連続してサンプルできる位相関係の場合と、ピークに
近い値を連続してサンプルできる位相から最大４５°離
れる位相関係の場合とが生じ、後者の位相関係のときは
振幅が最大で（１／√２）低くなる。本実施の一形態で
はＦＭ中間周波信号の周波数をサンプリング周波数の１
／４にとっているので、レベルが不安定に変動すること
のない実効値検出のほうがデジタル信号処理に適してい
る。
が、デジタル信号処理において、信号の周波数に対して
サンプリング点が少ないときは入力される信号のピーク
値をサンプリングできる確率が低くなる。また、ＦＭ中
間周波信号の周波数がサンプリング周波数ｆｓの１／４
の周波数に近いとき、サンプリングパルスとＦＭ中間周
波信号の位相関係がＦＭ中間周波信号のピークに近い値
を連続してサンプルできる位相関係の場合と、ピークに
近い値を連続してサンプルできる位相から最大４５°離
れる位相関係の場合とが生じ、後者の位相関係のときは
振幅が最大で（１／√２）低くなる。本実施の一形態で
はＦＭ中間周波信号の周波数をサンプリング周波数の１
／４にとっているので、レベルが不安定に変動すること
のない実効値検出のほうがデジタル信号処理に適してい
る。
【００４２】受信信号レベル検出回路１１において、加
算器１０からの出力は（５）式に示すとおりであり、Ｆ
Ｍ中間周波信号の周波数がデジタルフィルタ２の通過帯
域の中心周波数ｆｓ／４からら予め定めた周波数範囲内
で偏倚し、デジタルフィルタ２によるＦＭ中間周波信号
の減衰がないときにおけるシフトレジスタ３２の入力信
号に基づく値を（Ｘｍａｘ）とし、デジタルフィルタ２
によるＦＭ中間周波信号の減衰がないときにおけるシフ
トレジスタ３２からの出力信号に基づく値を（Ｙｍａ
ｘ）としたとき、定数αは下記の（９）式を満たすよう
に設定してある。
算器１０からの出力は（５）式に示すとおりであり、Ｆ
Ｍ中間周波信号の周波数がデジタルフィルタ２の通過帯
域の中心周波数ｆｓ／４からら予め定めた周波数範囲内
で偏倚し、デジタルフィルタ２によるＦＭ中間周波信号
の減衰がないときにおけるシフトレジスタ３２の入力信
号に基づく値を（Ｘｍａｘ）とし、デジタルフィルタ２
によるＦＭ中間周波信号の減衰がないときにおけるシフ
トレジスタ３２からの出力信号に基づく値を（Ｙｍａ
ｘ）としたとき、定数αは下記の（９）式を満たすよう
に設定してある。
【００４３】
【数９】
【００４４】一方、デジタルフィルタ２の通過帯域の中
心周波数ｆｓ／４とＦＭ中間周波信号の周波数とが一致
しているときは、デジタルフィルタ２を通過したＦＭ中
間周波信号の減衰量は最小であって、受信信号レベルの
補正は不要である。ＦＭ中間周波信号の周波数がデジタ
ルフィルタ２の通過帯域の中心周波数ｆｓ／４からずれ
るにしたがって図２（ａ）に示すようにデジタルフィル
タ２を通過したＦＭ中間周波信号の減衰量は増加して行
き、受信信号レベルの補正が必要になる。
心周波数ｆｓ／４とＦＭ中間周波信号の周波数とが一致
しているときは、デジタルフィルタ２を通過したＦＭ中
間周波信号の減衰量は最小であって、受信信号レベルの
補正は不要である。ＦＭ中間周波信号の周波数がデジタ
ルフィルタ２の通過帯域の中心周波数ｆｓ／４からずれ
るにしたがって図２（ａ）に示すようにデジタルフィル
タ２を通過したＦＭ中間周波信号の減衰量は増加して行
き、受信信号レベルの補正が必要になる。
【００４５】また、ＦＭ中間周波信号の周波数がデジタ
ルフィルタ２の通過帯域の中心周波数ｆｓ／４からずれ
るにしたがい、図２（ｂ）に示すようにシフトレジスタ
３２による遅相量にも影響が生じ、ＦＭ中間周波信号の
周波数がデジタルフィルタ２の通過帯域の中心周波数ｆ
ｓ／４に等しいときはシフトレジスタ３２による遅相量
は９０度であり、受信信号レベルの補正は不要である。
ＦＭ中間周波信号の周波数がデジタルフィルタ２の通過
帯域の中心周波数ｆｓ／４より減少方向にずれたときは
遅相量は９０度より減少して０度の方に移相させられ、
ＦＭ中間周波信号の周波数がデジタルフィルタ２の通過
帯域の中心周波数ｆｓ／４より増加方向にずれたときは
遅相量は９０度より増加して１８０度の方に移相させら
れて、受信信号レベルの補正が必要となる。
ルフィルタ２の通過帯域の中心周波数ｆｓ／４からずれ
るにしたがい、図２（ｂ）に示すようにシフトレジスタ
３２による遅相量にも影響が生じ、ＦＭ中間周波信号の
周波数がデジタルフィルタ２の通過帯域の中心周波数ｆ
ｓ／４に等しいときはシフトレジスタ３２による遅相量
は９０度であり、受信信号レベルの補正は不要である。
ＦＭ中間周波信号の周波数がデジタルフィルタ２の通過
帯域の中心周波数ｆｓ／４より減少方向にずれたときは
遅相量は９０度より減少して０度の方に移相させられ、
ＦＭ中間周波信号の周波数がデジタルフィルタ２の通過
帯域の中心周波数ｆｓ／４より増加方向にずれたときは
遅相量は９０度より増加して１８０度の方に移相させら
れて、受信信号レベルの補正が必要となる。
【００４６】すなわち、デジタルフィルタ２の通過帯域
の中心周波数ｆｓ／４とＦＭ中間周波信号の周波数との
間の周波数偏倚が増加したとき、ＦＭ中間周波信号がデ
ジタルフィルタ２を通過することによって減衰する減衰
量が増加していき、加算器７からの出力信号はＦＭ中間
周波信号の周波数がデジタルフィルタ２の通過帯域の中
心周波数数ｆｓ／４からの偏倚量にしたがって減少す
る。ＦＭ中間周波信号の周波数がサンプリング周波数の
１／４から離れるにしたがって大きな補正値による受信
信号レベルの補正が必要となる。
の中心周波数ｆｓ／４とＦＭ中間周波信号の周波数との
間の周波数偏倚が増加したとき、ＦＭ中間周波信号がデ
ジタルフィルタ２を通過することによって減衰する減衰
量が増加していき、加算器７からの出力信号はＦＭ中間
周波信号の周波数がデジタルフィルタ２の通過帯域の中
心周波数数ｆｓ／４からの偏倚量にしたがって減少す
る。ＦＭ中間周波信号の周波数がサンプリング周波数の
１／４から離れるにしたがって大きな補正値による受信
信号レベルの補正が必要となる。
【００４７】また、デジタルフィルタ２の通過帯域の中
心周波数ｆｓ／４とＦＭ中間周波信号の周波数とが一致
しているときにおいて、受信信号にＦＭ変調がなされて
いないか、または変調指数が小さいときには、ＦＭ中間
周波信号の占有帯域の広がりは少なく、デジタルフィル
タ２を通過することによる減衰量は最小となり、受信信
号レベルの補正は不要である。変調指数が増加するにし
たがってＦＭ中間周波信号の占有帯域が広がり、デジタ
ルフィルタ２を通過することによる減衰量も増加して、
受信信号レベルの補正は必要となる。
心周波数ｆｓ／４とＦＭ中間周波信号の周波数とが一致
しているときにおいて、受信信号にＦＭ変調がなされて
いないか、または変調指数が小さいときには、ＦＭ中間
周波信号の占有帯域の広がりは少なく、デジタルフィル
タ２を通過することによる減衰量は最小となり、受信信
号レベルの補正は不要である。変調指数が増加するにし
たがってＦＭ中間周波信号の占有帯域が広がり、デジタ
ルフィルタ２を通過することによる減衰量も増加して、
受信信号レベルの補正は必要となる。
【００４８】すなわち、受信信号にＦＭ変調がかかって
いないか、または変調度が低いときには、受信信号レベ
ルの補正は不要であり、受信信号に変調がかかると、変
調度に比例して大きな補正値による受信信号レベルの補
正が必要となる。
いないか、または変調度が低いときには、受信信号レベ
ルの補正は不要であり、受信信号に変調がかかると、変
調度に比例して大きな補正値による受信信号レベルの補
正が必要となる。
【００４９】一方、シフトレジスタ３２の位相特性は図
２（ｂ）に示す特性であり、乗算器３３の出力信号の絶
対値を採ったときは補正値｜ｘｙ｜の信号となり、該補
正値に定数αを乗算することによって図２（ｃ）におい
て矢印に示すように定数αの増加によって周波数ｆｓ／
４からの周波数偏倚に基づく補正値が増加することにな
る。乗算器９からの出力信号は｜αＸＹ｜であり、絶対
値演算回路８からの出力信号は（９）式の右辺に示すご
とくである。図２（ｂ）において破線は減衰がないとき
の｜αｘｙ｜を示し、実線は減衰があるときの｜αｘｙ
｜を示している。
２（ｂ）に示す特性であり、乗算器３３の出力信号の絶
対値を採ったときは補正値｜ｘｙ｜の信号となり、該補
正値に定数αを乗算することによって図２（ｃ）におい
て矢印に示すように定数αの増加によって周波数ｆｓ／
４からの周波数偏倚に基づく補正値が増加することにな
る。乗算器９からの出力信号は｜αＸＹ｜であり、絶対
値演算回路８からの出力信号は（９）式の右辺に示すご
とくである。図２（ｂ）において破線は減衰がないとき
の｜αｘｙ｜を示し、実線は減衰があるときの｜αｘｙ
｜を示している。
【００５０】しかるに、乗算器３３の出力、すなわちＦ
Ｍ復調出力は変調指数が大きいほど大きくなり、デジタ
ルフィルタ２の通過帯域の中心周波数ｆｓ／４とＦＭ中
間周波信号の周波数との周波数偏倚量に対する加算器７
からの出力信号の変化の方向と乗算器９からの出力信号
の変化の方向とは互いに逆であり、加算器１０によって
加算器７からの出力信号と乗算器９からの出力信号とを
加算することによって受信信号レベルの補正が行えるこ
とになる。
Ｍ復調出力は変調指数が大きいほど大きくなり、デジタ
ルフィルタ２の通過帯域の中心周波数ｆｓ／４とＦＭ中
間周波信号の周波数との周波数偏倚量に対する加算器７
からの出力信号の変化の方向と乗算器９からの出力信号
の変化の方向とは互いに逆であり、加算器１０によって
加算器７からの出力信号と乗算器９からの出力信号とを
加算することによって受信信号レベルの補正が行えるこ
とになる。
【００５１】ここで、ＦＭ中間周波信号の周波数がデジ
タルフィルタ２の通過帯域の中心周波数から予め定めた
周波数範囲内で偏倚しているとき、（９）式を満たすよ
うに定数α（０＜α）を設定することによって、ＦＭ中
間周波信号の周波数がデジタルフィルタの通過帯域の中
心周波数から予め定めた周波数範囲内で偏倚していると
きに補正され、前記偏倚した周波数から所定範囲内にお
けるＦＭ中間周波信号の周波数の変動に対する受信信号
の検出レベルの変動は図２（ｄ）に示すようにスケルチ
回路のヒステリシス範囲内に抑圧されることになる。し
たがって、受信信号の検出レベル変動幅がスケルチ回路
のヒステリシス範囲内であれば、受信信号出力が周波数
偏倚によってオン／オフされることがない。
タルフィルタ２の通過帯域の中心周波数から予め定めた
周波数範囲内で偏倚しているとき、（９）式を満たすよ
うに定数α（０＜α）を設定することによって、ＦＭ中
間周波信号の周波数がデジタルフィルタの通過帯域の中
心周波数から予め定めた周波数範囲内で偏倚していると
きに補正され、前記偏倚した周波数から所定範囲内にお
けるＦＭ中間周波信号の周波数の変動に対する受信信号
の検出レベルの変動は図２（ｄ）に示すようにスケルチ
回路のヒステリシス範囲内に抑圧されることになる。し
たがって、受信信号の検出レベル変動幅がスケルチ回路
のヒステリシス範囲内であれば、受信信号出力が周波数
偏倚によってオン／オフされることがない。
【００５２】予め定めた所定周波数範囲内におけるＦＭ
中間周波信号の周波数変動に対する受信信号の検出レベ
ルの変動が小さく０に近いときには、定数αの値は小さ
い値となる。予め定めた所定周波数範囲内におけるＦＭ
中間周波信号の周波数変動に対する受信信号の検出レベ
ルの変動が大きいときには、変動幅に比例して定数αの
値は大きい値となる。
中間周波信号の周波数変動に対する受信信号の検出レベ
ルの変動が小さく０に近いときには、定数αの値は小さ
い値となる。予め定めた所定周波数範囲内におけるＦＭ
中間周波信号の周波数変動に対する受信信号の検出レベ
ルの変動が大きいときには、変動幅に比例して定数αの
値は大きい値となる。
【００５３】以下、定数αの値について説明する。受信
信号の検出レベルの変動が２０ｄＢあるようなときに
は、デジタルフィルタ２の通過帯域の中心周波数ｆｓ／
４に対するＦＭ中間周波信号の偏倚が大きいか、変調指
数が大きいか、および／または変調周波数が高いために
ＦＭ復調出力の歪みが実用にならない程大きくなって正
常な受信音とはならない。したがって、受信信号の検出
レベルの変動が２０ｄＢを超えているようなときには、
受信信号の検出レベルを補正することは必要なく、定数
αの最大値は受信信号の検出レベルの変動が２０ｄＢの
ときであるとすることができる。
信号の検出レベルの変動が２０ｄＢあるようなときに
は、デジタルフィルタ２の通過帯域の中心周波数ｆｓ／
４に対するＦＭ中間周波信号の偏倚が大きいか、変調指
数が大きいか、および／または変調周波数が高いために
ＦＭ復調出力の歪みが実用にならない程大きくなって正
常な受信音とはならない。したがって、受信信号の検出
レベルの変動が２０ｄＢを超えているようなときには、
受信信号の検出レベルを補正することは必要なく、定数
αの最大値は受信信号の検出レベルの変動が２０ｄＢの
ときであるとすることができる。
【００５４】デジタルフィルタ２を通過したＦＭ中間周
波信号の入力信号Ｘを、Ｘ＝Ａｓｉｎ（２πωｘ）と
し、かつデジタルフィルタ２を通過したＦＭ中間周波信
号がデジタルフィルタ２によって減衰を受けないときの
振幅Ａを〃Ａ＝１〃、２０ｄＢの減衰を受けたときの振
幅Ａを〃Ａ＝０．１〃とすると、（９）式の左辺の値は
０．０９となり、右辺の値（αＸＹ）は０．０５αであ
って、（９）式から（０．９９＝０．００５α）となっ
て、α≒１９８となる。これが定数αの取りうる最大値
となる。
波信号の入力信号Ｘを、Ｘ＝Ａｓｉｎ（２πωｘ）と
し、かつデジタルフィルタ２を通過したＦＭ中間周波信
号がデジタルフィルタ２によって減衰を受けないときの
振幅Ａを〃Ａ＝１〃、２０ｄＢの減衰を受けたときの振
幅Ａを〃Ａ＝０．１〃とすると、（９）式の左辺の値は
０．０９となり、右辺の値（αＸＹ）は０．０５αであ
って、（９）式から（０．９９＝０．００５α）となっ
て、α≒１９８となる。これが定数αの取りうる最大値
となる。
【００５５】上記した本発明にかかる受信信号レベル検
出回路の実施の一形態において、例えば、周波数偏移が
５ｋＨｚ、変調周波数が１ｋＨｚで、デジタルフィルタ
２の通過帯域の中心周波数ｆｓ／４が４５５ｋＨｚ、帯
域幅が１２ｋＨｚのときに、周波数偏倚を１ｋＨｚとし
定数αを〃２〃に設定し、例えば受信信号検出レベルが
０Ｖ〜１Ｖであるとき、ＦＭ中間周波信号の周波数範囲
内において受信信号の検出レベルの変化０．０２Ｖがス
ケルチ回路のヒステリシス幅の範囲０．０１Ｖ以内の
０．００８９Ｖに抑制されたため、受信信号出力が周波
数偏倚によってオン／オフされることがなくなった。
出回路の実施の一形態において、例えば、周波数偏移が
５ｋＨｚ、変調周波数が１ｋＨｚで、デジタルフィルタ
２の通過帯域の中心周波数ｆｓ／４が４５５ｋＨｚ、帯
域幅が１２ｋＨｚのときに、周波数偏倚を１ｋＨｚとし
定数αを〃２〃に設定し、例えば受信信号検出レベルが
０Ｖ〜１Ｖであるとき、ＦＭ中間周波信号の周波数範囲
内において受信信号の検出レベルの変化０．０２Ｖがス
ケルチ回路のヒステリシス幅の範囲０．０１Ｖ以内の
０．００８９Ｖに抑制されたため、受信信号出力が周波
数偏倚によってオン／オフされることがなくなった。
【００５６】上記した受信レベル検出のために、クオド
ラチュア型デジタル復調回路３１を構成するシフトレジ
スタ３２の出力およびＦＭ復調出力を利用することがで
きて、受信レベル検出のために、シフトレジスタおよび
（ＸＹ）の乗算器を独立して設ける必要がない。
ラチュア型デジタル復調回路３１を構成するシフトレジ
スタ３２の出力およびＦＭ復調出力を利用することがで
きて、受信レベル検出のために、シフトレジスタおよび
（ＸＹ）の乗算器を独立して設ける必要がない。
【００５７】
【００５８】
【００５９】
【００６０】
【００６１】
【００６２】
【発明の効果】以上説明したように本発明のＦＭ受信機
によれば、受信信号の変調度や変調周波数の変化および
ＦＭ中間周波信号の周波数のずれによる信号検出レベル
が補正されて、該受信信号レベルに基づいて受信信号の
有無を判別することによってスケルチ動作を安定化させ
ることができる。
によれば、受信信号の変調度や変調周波数の変化および
ＦＭ中間周波信号の周波数のずれによる信号検出レベル
が補正されて、該受信信号レベルに基づいて受信信号の
有無を判別することによってスケルチ動作を安定化させ
ることができる。
【図１】本発明にかかるＦＭ受信機の実施の一形態の構
成を示す主要部のブロック図である。
成を示す主要部のブロック図である。
【図２】本発明のにかかるＦＭ受信機の実施の一形態の
作用の説明に供する説明図である。
作用の説明に供する説明図である。
【図３】従来のＦＭ受信機の主要部の構成を示すブロッ
ク図である。
ク図である。
【符号の説明】 １ Ａ／Ｄ変換器 ２ デジタルフィルタ ５、６および９ 乗算器 ７および１０ 加算器 ８ 絶対値演算回路 １１ 受信信号レベル検出回路 １３ 信号レベル判別回路 １４ スイッチ回路 ３１ クオドラチュア型デジタルＦＭ復調回路
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (58)調査した分野(Int.Cl.7，ＤＢ名) H04B 1/10 H04B 17/10
Claims (4)
- 【請求項１】帯域制限のためのバンドパスフィルタを通
過したＡ／Ｄ変換されたＦＭ中間周波信号を入力信号と
してＦＭ復調するデジタルＦＭ復調回路を備えたＦＭ受
信機において、前記デジタル復調回路内から前記入力信
号を９０度遅相させた遅相信号を取り出し、前記入力信
号に基づく値をＸ、前記遅相信号に基づく値をＹ、αを
定数としたとき、 Ｘ２＋Ｙ２＋｜αＸＹ｜ の演算を行う演算手段を備えて、前記ＦＭ中間周波信号
の周波数が前記バンドパスフィルタの通過帯域の中心周
波数から予め定めた周波数範囲内で偏倚し、前記バンド
パスフィルタによるＦＭ中間周波信号の減衰がないとき
の前記入力信号に基づく値を（Ｘｍａｘ）とし、かつ前
記バンドパスフィルタによるＦＭ中間周波信号の減衰が
ないときの前記遅相信号に基づく値を（Ｙｍａｘ）とし
たとき、 Ｘ２ｍａｘ＋Ｙ２ｍａｘ−（Ｘ２＋Ｙ２）≒｜αＸＹ｜ を満たすように定数α（０＜α）を設定し、演算手段か
らの出力信号を受信信号レベルとして出力し、該受信信
号レベルに基づいてＦＭ復調出力をオン・オフすること
を特徴とするＦＭ受信機。 - 【請求項２】請求項１記載のＦＭ受信機において、演算
手段の演算において値Ｘと値Ｙとの乗算値はデジタルＦ
Ｍ復調回路からの出力としたことを特徴とするＦＭ受信
機。 - 【請求項３】請求項１または２記載のＦＭ受信機におい
て、デジタルＦＭ復調回路はクオドラチュア型デジタル
復調回路であることを特徴とするＦＭ受信機。 - 【請求項４】請求項１記載のＦＭ受信機において、デジ
タルＦＭ復調回路に入力されるＡ／Ｄ変換されたＦＭ中
間周波数信号は、ＦＭ中間周波数の４倍の周波数でサン
プリングされていることを特徴とするＦＭ受信機。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP01709996A JP3225257B2 (ja) | 1996-01-05 | 1996-01-05 | Ｆｍ受信機 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP01709996A JP3225257B2 (ja) | 1996-01-05 | 1996-01-05 | Ｆｍ受信機 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH09186616A JPH09186616A (ja) | 1997-07-15 |
| JP3225257B2 true JP3225257B2 (ja) | 2001-11-05 |
Family
ID=11934572
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP01709996A Expired - Fee Related JP3225257B2 (ja) | 1996-01-05 | 1996-01-05 | Ｆｍ受信機 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP3225257B2 (ja) |
Families Citing this family (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP3518430B2 (ja) | 1999-07-12 | 2004-04-12 | 三菱電機株式会社 | デジタルｆｍ復調器 |
| JP2007124438A (ja) * | 2005-10-31 | 2007-05-17 | Kenwood Corp | 無線通信機の中間周波回路および中間周波信号処理方法 |
-
1996
- 1996-01-05 JP JP01709996A patent/JP3225257B2/ja not_active Expired - Fee Related
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