JPH0313037A - 信号検出装置 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 ［産業上の利用分野］ 本発明は信号検出装置に係り、特にＣＣＩ　ＴＴ勧告Ｖ
、２７ｔｅｒ／ｂｉｓセグメント３／１（１８０°位相
反転の連続）及びＶ、２９／Ｖ３３セグメント２／ｌ　
（ＡＢ信号交互）の各トレーニング信号を検出する信号
検出装置に関するものである。

［従来の技術］ ＣＣＩＴＴ勧告Ｖ、２７ｔｅｒ型モデムにおいては、送
・受信モデムは通信回線を介して接続された後、送信側
モデムは受信側モデムの各信号処理部を初期設定するた
めに、予め定められたトレーニング信号シーケンス（タ
ーンオンシーケンス）を送出する。例えば、Ｖ、２７ｔ
ｅｒモデム、■、２９モデムでは、トレーニング信号シ
ーケンスは、第７図と第８図に示すような構成に定めら
れている。

受信側モデムでは、このトレーニング信号シーケンスを
受信すると、受信部の主要構成ブロックであるタイミン
グ抽出部・自動等化器等の初期設定を行う。第７図と第
８図に示された、■、２７ｔｅｒセグメント４、■、２
９セグメント３は、受信側モデムに備えられた自動等化
器が通信回線の逆特性を実現しつるように、その初期設
定段階でのタップ係数の調整を行うセグメントである。

この等化器調整用セグメントよりも時間的に速く受信さ
れるＶ、２７ｔｅｒセグメント３、■、２９セグメント
２の開始時点から受信側モデムの初期設定動作が行われ
る。

第２図（Ａ）はＶ、２７ｔｅｒ８相位相変調４８００ｂ
ｐｓ　（１６００ボー）での、セグメント３内の復調ベ
ースバンド信号の構成を表わしたもので、このベースバ
ンド信号構成図において黒丸・で示した、互いに１８０
°位相が反転している信号が連続して受信される。第２
図（Ｂ）はこのセグメントでの、パスバンド受信信号の
周波数成分を表わしている。同図に示したように、この
時のパスバンド受信信号は、Ｖ、２７ｔｅｒのキャリア
周波数（１８００Ｈｚ）士ナイキスト周波数（（１６０
０／２）Ｈｚ）である１０００Ｈｚ、２６００Ｈｚに輝
線スペクトラムを有する。

また、第３図（Ａ）はＶ、２９（７）１６値直交振幅変
調９６００ｂｐｓ　（２４００ボー）でのセグメント２
内の復調ベースバンド信号構成を表わした図であり、伝
送速度が９６００ｂｐｓの場合は、同図中０で示したＡ
点とＢ点の交互パターンが受信される。第３図（Ｂ）は
この時のパスバンド受信信号の周波数成分を示しており
、■、２９のキャリア周波数１７００Ｈｚ成分、及び１
７００Ｈｚ±（２４００Ｈｚ　／　２　）より得られる
５００　Ｈｚ成分、２９００Ｈｚ成分が輝線スペクトラ
ムとして含まれていることがわかる。

さて従来のモデム用トレーニング信号検出装置の構成を
第４図、第５図を参照して説明する。

第４図は従来のＶ、２７ｔｅｒ　４８００ｂｐｓ　トレ
ーニングシーケンスにおけるセグメント３信号検出装置
である。アナログ入力端子４０に到来したアナログ受信
信号はＡ／Ｄ変換器４１で９６００Ｈｚのサンプリング
周波数でサンプリングされ、離散値信号にデジタル変換
される。この離散値信号は乗算器４４で自乗される第１
のパス、及びＩＫＨｚ、２．６ＫＨｚに各々中心周波数
を持つ帯域通過型フィルタ４２．４３に入力される第２
のパスに分岐される。

第２のパスにおいて、帯域通過フィルタ４２゜４３の出
力はそれぞれ乗算器４５　＋’　４６で自乗された後、
加算器４７で加算される。このようにして、第１のパス
における乗算器４４の出力は、各受信信号のパスバンド
における全周波数成分のパワーであり、第２のパスにお
ける加算器４７の出力は、受信信号が検出目標であるセ
グメント内にある時に有している特定周波数成分のパワ
ーとなっている。これにより、両パスの出力は受信信号
がトレーニングシーケンス中、検出目標であるセグメン
ト（この従来例の場合、Ｖ、２７ｔｅｒセグメント３）
内にある時に一致し、それ以外の時点では不一致となる
ので、両パスの出力の差をとって、その値がゼロに一致
する時点を検出目標セグメントの開始時点であると判定
すればよい。

この従来例においては、乗算器４４の出力に定数α（＜
１．０）を乗じた信号Ｘを第１のパスの出力とし、第２
のパスの出力信号Ｙとの差Ｙ−Ｘを加算器４８で求め、
この値を加算積分器４９で数サンプル分加算積分し、そ
の信号２を判定器５０に入力する。ここで、加算積分器
４９で加算積分を行うのは、雑音による誤検出を防止す
るためである。判定器５０はｚ＞ｏの時は、セグメント
検出を示し、ｚく○の時はセグメント非検出であること
を示す判定信号５１を出力している。このようにして受
信側モデムにおける調整動作の開始時点を決定していた
。

［発明が解決しようとしている課題３ 以上説明したように上記従来例では、受信信号の（第２
パス）−（第１パス）、即ち（（特定周波数成分のパワ
ー）−（全周波数成分のパワー））の値の極性を基にし
てセグメントの検出を行うので、パワーが全周波数域に
わたって−様なレベルにある加法的白色雑音が、受信信
号に重畳されている場合でも安定して目標セグメントの
検出が行える。しかしながら上記従来例においては、特
定の周波数成分のパワーを算出する際、帯域通過型のデ
ジタルフィルタを使用するので次のような問題が生じる
。即ち、受信信号にインパルス性雑音が付加された場合
、使用する帯域通過側デジタルフィルタのインパルス・
レスポンスの尾の部分が大きく振動している期間におい
てセグメントの誤検出が生じる。

この状況を第５図を用いて説明する。

第５図（Ａ）は上記従来例による通常のセグメント検出
動作を説明した図である。ここで受信信号はＶ、２７ｔ
ｅｒ　４８００ｂｐｓロングトレーニングシーケンスで
、話者エコーに対する保護有りの場合せ示している。第
５図（Ａ）でセグメント１（無変調キャリア）において
は、第４図中の信号Ｘが信号Ｙより大きく、セグメント
２（伝送エネルギーなし）で、Ｘ、ＹともにＯ、セグメ
ント３（１８０°位相反転の連続）でＹ＞ｘとなるため
、ここでｚ＝ｙ−ｘ＞ｏとなり、セグメント３の検出判
定がなされる。なお、ここでセグメント３でＹ＞ｘとな
るのは、全周波数成分のパワーに乗数α（＜１．０）を
乗じて信号Ｘを得ていることによる。

第５図（Ａ）の場合、はぼ完全な正しいセグメント検出
判定が可能だが、第５図（Ｂ）のように受信信号にイン
パルス性雑音が付加している場合には、前述した問題が
生じる。第５図（Ｂ）のように、セグメントｌの時点で
インパルス性雑音が到来すると、第４図に示す第１のパ
ス内にはフィルタ演算が入っていないため、第１のパス
の出力である信号Ｘのパワーレベルもインパルス的に変
動する。しかし、第２のパスにおいては帯域通過フィル
タ４２．４３をデジタルフィルタで構成しているため、
到来したインパルス性雑音に対し、フィルタのインパル
スレスポンスが長く尾を引く。これにより、第２のパス
の出力である信号Ｙもパワーレベルの大きい期間が長く
持続する。

この期間、Ｚ＝Ｙ−Ｘの計算値Ｚはｚ〉０となり、判定
器５０により誤ったセグメント３の検出信号が出力され
る。この状況は第２のパスで使用する帯域通過フィルタ
４２．４３をＩＩＲ型・ＦＩＲ型のいずれで構成しても
同じように生じる。

また、この誤検出を避けるために、第４図中の加算積分
器４９における加算サンプル数を増やすことも考えられ
るが、検出遅延を増大させる結果となり好ましくない。

本発明は上記従来例に鑑みてなされたもので、インパル
ス性雑音入力に起因するセグメントの誤検出を防止でき
るようにした信号検出装置を提供することを目的とする
。

［課題を解決するための手段］ 上記目的を達成するために本発明の信号検出装置は以下
の様な構成からなる。即ち、 送信側モデムにより送出されるトレーニング信号シーケ
ンスの所定の周波数成分からなるセグメントを検出する
信号検出装置であって、受信信号の全周波数成分のパワ
ーを求める第１パスと、前記受信信号を前記所定の周波
数に中心周波数を有する帯域通過フィルタでフィルタリ
ングした後の出力のパワーを求める第２のパスと、前記
第１と第２のパスの出力値の差をとる減算手段と、前記
第１のパス内に設けられ、前記帯域通過フィルタのイン
パルス応答の持続時間にほぼ等しい時定数を有するフィ
ルタ手段と、前記減算手段よりの出力値をもとに受信中
のセグメントを検出する検出手段とを有する。

［作用コ 以上の構成において、受信信号の全周波数成分のパワー
を求める第１パスと、受信信号を所定の周波数に中心周
波数を有する帯域通過フィルタでフィルタリングした後
の出力のパワーを求める第２のパスとを有し、第２のパ
スの帯域通過フィルタのインパルス応答の持続時間にほ
ぼ等しい時定数を有するフィルタ手段を、第１のパス内
に設ける。そして、それら第１と第２のパスの出力値の
差をとり、その出力値をもとに受信中のセグメントを検
出するように動作する。

［実施例コ 以下、添付図面を参照して本発明の好適な実施例を詳細
に説明する。

［セグメント検出装置の説明　（第１図）］第１図は実
施例のセグメント検出装置の概略構成を示すブロック図
で、点線１８で囲んだ部分を除いて、第４図の従来例と
同様の構成で、従来と共通する部分は同一記号で示して
いる。

点線部１８は１次のデジタルＬＰＦを表わしており、β
、γはそれぞれ乗算器１５．１６で乗算される係数パラ
メータである。１４は加算器で、乗算器１５の出力に乗
算器１６の出力を加算し、その結果なＸとして出力して
いる。１７は１サンプル期間遅延させるための遅延素子
を示している。このデジタルＬＰＦの係数β、γは、遅
延時間で（ｓｅｃ）によって決定され、Ａ／Ｄ変換器４
１のサンプリング周期を１　／９６００　（ｓｅｅ）　
　とすると、各々次のように表わせる。

帯域フィルタ４２．４３は、例えば受信トレーニングシ
ーケンスがＶ　、　２７　ｔｅｒ　４８００　ｂ　ｐ　
ｓのものであれば、中心周波数をそれぞれｌＫＨ２，２
，６ＫＨｚに設定すればよく、またＶ、　２９　９６０
０ｂｐｓトレーニングシーケンスのセグメント２　（Ａ
Ｂ交互パターン）を検出したい時には５００Ｈｚ、２９
００Ｈｚに各々設定する。

■、２９型モデムの場合、ＡＢ交互パターンセグメント
内の受信信号にはキャリア周波数成分のパワーも含まれ
ているが、キャリア・シングルトーンによる誤検出を避
けるため、第２のパスにおいて特定周波数成分のパワー
を算出する際、このキャリア周波数成分を除外している
。

また、前述したＬＰＦ　１８の遅延時間では、この第２
のパスで用いる帯域通過型フィルタ４２゜４３のインパ
ルスレスポンスが無視しつるほど小さく減衰するまでの
持続時間にほぼ等しい値にすればよい。

受信信号がＡ／Ｄ変換器４１で離散的信号に変換された
後、第１のパスで全周波数成分のパワーが算出され、第
２のパスで帯域フィルタ４２．４３を通過した特定周波
数成分のパワーが算出される。そして、両パスの出力信
号Ｘ、Ｙが加算器４８によりその差（Ｙ−Ｘ）が算出さ
れた後、加算積分器４９により加算積分される基本構成
は従来例と全く同一である。

異なる点は、第１のパスで算出された全周波数成分のパ
ワーが乗算器５２により乗数αを乗じられた後、ＬＰＦ
１８を通過する構成となっていることである。

次に本実施例の作用について、具体例に基づいて説明す
る。

第６図は本実施例の信号検出装置によるＶ、　２７ｔｅ
ｒ　４８００ｂｐｓ　ｌ’レーニングシーケンスを受信
した際のセグメント検出動作の説明するための図である
。

図において、例えば、セグメント１（無変調キャリア）
の６１で示された時点にインパルス性雑音が入力されて
も、第１のパスに設けられたＬＰＦ１８により、遅延し
た値と加算されるため、第５図（Ｂ）に示すように、Ｘ
の値が急激に低下せず（ｘ＞ｙ）の状態が保持される。

これにより、インパルス性雑音に対する第１のパス出力
Ｘ、第２のパス出力Ｙのレベル変動の時間的推移がほぼ
同様なものとなり、従来例に見られたような（Ｙ〉Ｘと
なることによる）誤検出動作を起こさないことがわかる
。

なお、この実施例では、第２のパスで用いる帯域通過フ
ィルタのインパルスレスポンスの持続時間と同様のレス
ポンス時間を付加するために、第１のパスに１次のデジ
タルＬＰＦ　１８を追加したが、本発明はこれに限定さ
れるものでなく、例えば第２のパスの帯域通過フィルタ
と同じ構成の全通過型デジタルフィルタ等を、第１のパ
スに使用してもよい。

以上説明したように本実施例によれば、Ｖ、　２Ｔ　ｔ
ｅｒ型モデム１８０°位相反転の連続パターンセグメン
ト及びｖ、２９型モデムＡＢ交互パターンセグメントを
検出するにあたって、従来例に見られたような、インパ
ルス性雑音による誤検出を防止することができる。

［発明の効果］ 以上説明したように本発明によれば、全周波数成分のパ
ワーを求める第１のパスに、第２のパスで用いる帯域通
過フィルタのインパルスレスポンスが大きく振動してい
る持続時間とほぼ同等の時定数を持つフィルタを付加す
ることにより、インパルス性雑音入力に起因するセグメ
ントの誤検出を防止できる効果がある。

【図面の簡単な説明】

第１図は本実施例の信号検出装置の概略構成を示すブロ
ック図、 第２図（Ａ）　　（Ｂ）はＶ、２７ｔｅｒ　４８００ｂ
ｐｓセグメント３の信号構成及びその周波数スペクトラ
ム成分を示す図、 第３図（Ａ）（Ｂ）はＶ、２９９６００ｂｐｓセグメン
ト２の信号構成及びその周波数スペクトラム成分を示す
図、 第４図は従来のモデム用トレーニング信号検出装置の概
略構成を示すブロック図、 第５図（Ａ）（Ｂ）は従来例における誤検出の発生を説
明するための図、 第６図は本実施例のモデム用トレーニング信号検出装置
による検出動作を説明するための図、第７図はＶ、２７
トレ一ニング信号シーケンスを示す図、そして 第８図は■、２９のトレーニング信号シーケンスを示す
図である。 図中、１４，４７．４８・・・加算器、１５．１６・・
・乗算器、１７・・・遅延素子、１８・・・デジタルＬ
ＰＦ、４０・・・アナログ入力端子、４１・−Ａ　／　
Ｄ変換器、４２．４３・・・帯域通過型フィルタ、４４
〜４６・・・乗算器、４９・・・加算積分器、５０・・
・判定器である。

Claims (1)

1. 【特許請求の範囲】 送信側モデムにより送出されるトレーニング信号シーケ
   ンスの所定の周波数成分からなるセグメントを検出する
   信号検出装置であつて、 受信信号の全周波数成分のパワーを求める第１パスと、 前記受信信号を前記所定の周波数に中心周波数を有する
   帯域通過フィルタでフィルタリングした後の出力のパワ
   ーを求める第２のパスと、 前記第１と第２のパスの出力値の差をとる減算手段と、 前記第１のパス内に設けられ、前記帯域通過フィルタの
   インパルス応答の持続時間にほぼ等しい時定数を有する
   フィルタ手段と、 前記減算手段よりの出力値をもとに受信中のセグメント
   を検出する検出手段と、 を有することを特徴とする信号検出装置。