JPH0378826B2 - - Google Patents

Description

【発明の詳細な説明】 本発明は搬送波検出装置、とくに、たとえばフ
アクシミリなどのデータ信号を受信して復調する
復調器を含む受信装置に適用される搬送波検出装
置に関するものである。

一般に、このような復調器を備えた受信装置で
はデータ信号の受信に先立つて所定のトレーニン
グシーケンスを実行し、搬送波検出および初期タ
イミング設定を行ない、自動利得制御回路や自動
適応等化器を信号レベルや回線特性に適応させ、
収束させている。たとえば、国際電信電話諮問委
員会（CCITT）勧告V.27bis／ter、およびV.29
では初期トレーニングの最初の段階で２値シンボ
ルの交互の繰返し、すなわちオータネーシヨンに
よりトレーニングシーケンスの確実に起動するよ
う規定されている。これは搬送波検出、ライン信
号検出、高速エネルギー検出などと称し、オータ
ネーシヨン到来の時点を確実かつ迅速に検出する
ことが要求される。

従来の搬送波検出方式では、受信したライン信
号のレベルが所定の閾値を越えたか否かによつて
のみ搬送波到来の有無を検出している。したがつ
て雑音レベルがこの閾値を超えると、搬送波あり
として検出され、誤つて初期トレーニング動作を
実行してしまうことがある。

たとえば、搬送波がない遊休回線状態では受信
装置に含まれる自動利得制御回路（AGC）の利
得が最大に設定されており、相対的に雑音レベル
が上昇したことになる。したがつて、わずかなレ
ベルの雑音によつても誤つて搬送波検出と判定す
る可能性がある。また、回線の平均的な雑音レベ
ルは低くとも、公衆電話回線のようにたとえば交
換機などから時々発生するインパルス的な高レベ
ル雑音、たとえばダイヤルパルスの誘導雑音など
は所定の閾値を超えて搬送波として誤つて検出さ
れることがある。これらは本来、信号レベルが十
分に高く信号対雑音（Ｓ／Ｎ）比が大きい場合で
も起り得る。また、このような瞬時雑音に感応し
ないように信号の長時間の平均レベルで搬送波検
出を行なう方式もあるが、このようにすると実際
の搬送波検出応答時間が長くなり、初期トレーニ
ングにおける早期の搬送波検出が困難になる。

公衆電話回線に変復調器（MODEM）を介し
てデータ信号を送受信する場合には別な問題も加
わる。たとえば、電話加入者が会話音声でなくデ
ータ信号を送信する旨を表示するために特定の信
号音を送信することがある。また、長距離電話回
線では反響抑圧装置が介在するが、データ信号の
送信のために反響抑圧装置の機能を消勢する特定
の信号音や、反響抑圧装置の機能を動作させたま
まその影響を最小にするための信号音を送信する
ことがある。これらの信号音は本来の搬送波に先
行して送信されるので、従来の搬送波検出装置で
はこれに応動して誤つた搬送波検出を行なつてし
まう。したがつて、これらの特定の信号音を識別
する別な検出器を設けなければならない。また、
送信端でMODEMを回線に接続するために操作
者が介入する場合には、受信端に操作者の声が受
信されることがあり、受信側の搬送波検出装置は
このような音声によつても誤動作する可能性があ
る。

本発明は、このような従来技術の欠点を解消
し、雑音に応動せず、搬送波を確実かつ迅速に検
出することのできる搬送波検出装置を提供するこ
とを目的とする。

この目的は次のような本発明による搬送波検出
装置によつて達成される。すなわちこの装置は、
変調した搬送波より復調された基底帯域信号か
ら、ボー速度の半分に等しい周波数の近傍の周波
数成分を抽出して第１の信号を出力する第１の帯
域フイルタと、第１の信号の複素表示におけるベ
クトル長に関連した第２の信号を発生する演算回
路と、第２の信号から前記ボー速度に等しい周波
数成分を抽出して第３の信号を出力する第２の帯
域フイルタと、第３の信号を所定のレベルと比較
して第３の信号が所定のレベルを超えたことを検
出し、搬送波の到来を示す信号を出力する検出回
路とを含むものである。

次に添付図面を参照して本発明による搬送波検
出装置の実施例を詳細に説明する。

第１図は本発明による搬送波検出装置の実施例
の全体の構成を示すブロツク図である。同図にお
いて、たとえば電話回線などの通信回線からたと
えばフアクシミリ信号などのライン信号を受信す
る信号入力端子１０に復調器DEMが接続され、
復調器DEMは、たとえば直交振幅変調または位
送変調などの変調方式で変調された受信信号を基
底帯域信号に復調する。復調器の一方の出力１２
は自動適応等化器などの等化器EQに接続され、
他方の出力１３は本発明による搬送波検出装置の
第１の帯域フイルタBPF１に接続されている。
なお説明の複雑化を避けるために第１図では、ラ
イン信号に含まれる不用帯域雑音を除去する帯域
フイルタや、信号レベルを基準化する自動利得制
御回路などは、本発明の理解に直接関係ないので
省略されている。

復調器DEMの出力信号SOは第３図に示すよう
に実軸および虚軸Ｑで表現される２次元複素信
号であり、第１図では２次元信号の転送されるリ
ードを２重線で示している。これについては後に
詳述する。

第１図において等化器EQは受信したライン信
号の回線特性を補償するたとえば自動適応等化器
であり、その出力14は図示せざる判定回路、デイ
フアレンシヤルデコーダおよびデスクランブラ等
を通つて他の利用装置、たとえばフアクシミリ装
置や中央処理システムに結合される。

本発明による搬送波検出装置は、帯域フイルタ
BPF１の出力１６に接続された電力計算回路PW
を有する。この回路PWは入力１６の信号Ｓ１の
瞬時電力を計算する。電力計算回路PWの出力１
８は第２の帯域フイルタBPF２に接続され、フ
イルタBPF２の出力２０は閾値検出器DETに接
続されている。閾値検出器DETは入力２０の信
号Ｓ３が所定の閾値を超えると出力２２に搬送波
検出を示す信号を発生する。

第２図は第１図に示す各ブロツクの構成を具体
的に示した機能図であり、第１図に示す構成要素
は同じ参照符号で示されている。以下、第２図の
回路について第３図〜第６図を参照して本発明を
詳細に説明する。

復調器DEMはこの実施例では、周波数_c（＝
2πω_cｔ）の搬送波cosω_cｔを発振する発振器
OSC、この搬送波の位相を90゜遅らせる移相器
PS、２つの乗算器MLT１およびMLT２、なら
びに波形整形フイルタLPFが図のように接続さ
れている。２次元信号の実数部を表わす信号お
よび虚数部を表わす信号Ｑからなる出力信号SO
は乗算器MLT１およびMLT２の出力から帯域フ
イルタBPF１に供給される。

帯域フイルタBPF１は２つの帯域フイルタ
BPF ＩおよびBPF Ｑを有し、その一方のフイ
ルタBPF Ｉには、受信したライン信号の実数部
Ｉに対応する信号が入力され、他方のフイルタ
BPFQには同虚数部Ｑに対応する信号が入力され
る。これによつて、後述のように２値シンボルの
オータネーシヨンの交流成分が抽出される。復調
器DEMの波形整形フイルタLPFは、乗算器MLT
１およびMLT２においてライン信号に発振周波
数_cを乗ずることによる2_cを中心とする周波数
成分を除去し、基底帯域信号のスペクトル形状を
整える低域フイルタである。帯域フイルタBPF
１は、受信したライン信号のボー速度を_bとする
と_b／２を中心とする周波数成分を抽出するよう
に構成されている。したがつて、2_cを中心とす
る周波数成分がこの実施例のように帯域フイルタ
BPF１で十分に除去できる場合は、復調器DEM
の低域フイルタLPFの入力側から帯域フイルタ
BPF１の入力を抽出することができる。しかし
2_cを中心とする周波数成分の除去がフイルタ
BPF１で十分に行なえない場合は復調器DEMの
出力すなわちフイルタLPFの出力１２からフイ
ルタBPF１の出力を抽出することが望ましい。

復調器DEMは必ずしも第２図に示す方式によ
らずともよい。たとえば、ヒルベルト変換を用い
たよく知られた復調器であつてもよい。

電力計算回路PWは図示のように、２つの自垂
回路SQIおよびSQQと、加算器ADDとからなり、
これによつてＩチヤネルおよびＱチヤネルの信号
の平行の和、すなわち瞬時出力を表わす信号Ｓ２
をリード１８に出力する。

第２の帯域フイルタBPF２は信号Ｓ２中の周
波数成分_bを抽出する帯域フイルタである。その
出力２０は閾値検出器DETの比較器COMの一方
の入力INに接続され、比較器COMの他方の入力
REFには所定のレベルの設定値S_THが供給される。
この比較器の出力３０はセツト・リセツト・フリ
ツプフロツプＦ／ＦのＳ入力に接続され、このフ
リツプフロツプのＲ入力にはリセツト信号RST
が供給される。リセツト信号RSTは本装置が受
信待機状態となる際に付勢される。フリツプフロ
ツプＦ／ＦのＱ出力は本装置の出力端子２２に接
続されている。

次に動作を説明する。説明を理解し易くするた
めに、２値シンボルMOおよびＭ１（第３図）が
交互にボー速度（シンボル速度）_bで入力端子１
０に受信されている定常状態を考える。一般に
MO≠−M1であるが、説明のためにMO＝−M1
と仮定する。復調器DEMの出力SO、または帯域
フイルタBPF１の出力Ｓ１のベクトル軌跡は、
第３図に示すように一般に楕円１００の形をと
る。この楕円１００のベクトル軌跡の周期は2T_b
である。ただしT_b＝１／_bであり、同図のθは
受信したライン信号の搬送波と発振器OSC搬送
波との間の位相誤差を示す。本来、回線が介在し
ない理想的な場合にはこのベクトル軌跡はMOと
Ｍ１を結ぶ線分となるはずであるが、一般に入力
端子１０で回線から受信したライン信号の場合に
はその回線特性のために楕円となる。

帯域フイルタBPF１は前述のようにその中心
周波数が_b／２であるが、説明の便宜上これに位
相遅延がなくその出力振幅も入力と同じとする
と、その出力Ｓ１は第３図と同一のベクトル軌跡
を描く。この意味では帯域フイルタBPF１の不
要のように思えるが、不用帯域の雑音成分を除去
する点で帯域フイルタBPF１は重要な役目を果
す。

帯域フイルタBPF１の出力Ｓ２はＩチヤネル
およびＱチヤネルも電力計算回路PWで平方さ
れ、相互に加算されるので、第４図に示すような
周期T_bの周期波形となる。この信号Ｓ２の最大
値は第３図の楕円１００の長軸方向の２点、すな
わちMOおよびＭ１に対応し、最小値は短軸方向
の２点に対応する。

このように信号Ｓ２には信号Ｓ１の瞬時電力の
変動分_bが含まれているので、中心周波数_bを有
する第２の帯域フイルタBPF２によつてこれを
抽出すると、その出力Ｓ３は第５図に示すように
その直流分が除去された波形となる。実際には、
信号Ｓ２にかなり含まれている雑音成分もこれに
よつてほとんど除去される。

ところで、復調器または変復調器（MODEM）
を有するたとえばフアクシミリ信号などのデータ
受信装置では一般に、データ信号の受信に先立つ
てたとえば国際電信電話諮問委員会（CCITT）
勧告V.27bis／terまたはV.29などで規定されるト
レーニングシーケンスを実行する。通常、このト
レーニングシーケンスは２値シンボルの交互の繰
返しによるオータネーシヨンで開始される。した
がつて信号入力端子１０（第１図）には、回線遊
休状態から急峻に立ち上がる２値交互シンボル信
号、すなわち搬送波が受信される。２つの帯域フ
イルタBPF１およびBPF２はある程度Ｑが高く
狭帯域であるので、それらの出力信号Ｓ１，Ｓ２
およびＳ３の信号レベルはたとえば第６図に示す
ように比較的緩やかに増大する。このように徐々
に増大する信号Ｓ３のレベルが閾値検出器DET
の設定値S_THを超えると（第６図Ｐ点）比較器
COMによつてフリツプフロツプＦ／ＦのＳ入力
が付勢され、そのＱ出力が高レベルになる。した
がつて本装置の出力端子２２には搬送波検出を示
す信号が出力される。

第２図に示す本発明による搬送波検出装置の実
施例は、たとえば、ボー速度_bが1600Hz、搬送波
周波数_cが1800Hzの直交振幅変調または位相変調
方式で、サンプリング周波数_sが9600Hzのデイジ
タル回路で実現されるが、勿論これらの値は一例
にすぎず、本発明を限定するものではない。

このようなデイジタル回路で実現される第１お
よび第２の帯域フイルタBPF１およびBPF２の
例をそれぞれ第７図および第８図に示す。第７図
に示すデイジタルフイルタは、中心周波数800Hz
（すなわち_b／２）、サンプリング周波数9600Hzで
あり、同じ構成の３つのセクシヨン200A，200B
および200Cからなる帯域フイルタBPF Ｉまたは
BPF Ｑである。また第８図に示すデイジタルフ
イルタは、中心周波数1600Hz、サンプリング周波
数9600Hzの帯域フイルタBPF２である。

これらの帯域フイルタBPF１およびBPF２は
Ｑが比較的小さい値に選定され、フイルタBPF
２の出力Ｓ３の信号レベルが比較的良好に立ち上
り、トレーニングシーケンスのオータネーシヨン
における２価シンボルが到来してからたとえば約
10シンボルに相当する期間で信号Ｓ３のレベルが
設定値S_THを越えるようになされている。したが
つて前述のCCITT勧告に規定される初期トレー
ニングシーケンスの14シンボル以下で確実に搬送
波検出を行なうことができる。

本発明による搬送波検出装置は以上のように構
成したことにより、２値シンボルの交互の繰返し
にのみ応動する。また、たとえば同じ搬送波によ
る多値または２値シンボルのランダム系列にも応
動することはない。したがつて前述の初期トレー
ニングシーケンスにおける最初の段階、すなち２
値のシンボルのオータネーシヨンを確実かつ迅速
に検出し、それ以降の復調器またはMODEMの
トレーニングに速やかに移行するので、トレーニ
ングシーケンス全体の時間が短縮され、系を安定
に収束することができる。さらに、２値シンボル
の交互の繰返しのみに応動することは、耐雑音性
も非常に良好であることを意味し、雑音に応動し
て誤つて発送波検出信号を発生し、復調器のトレ
ーニング動作を開始させることがない。

図示の実施例では電力計算回路PWによつて信
号Ｓ１の電力が計算されているが、本発明はこれ
に限定されるものではなく、信号Ｓ１のベクトル
長の変動分すなわち周波数成分_bが抽出できれば
いずれの方法によつてもよいことは明らかであ
る。たとえば電力計算回路PWの代りに、ベクト
ルの絶対値、またはＩ，Ｑチヤネルの絶対値の和
を算出する回路を用いてもよい。

以上の説明では２値シンボルMOおよびＭ１の
値が固定していたが、シンボル列が複素平面Ｉ−
Ｑの原点０（第３図）を中心に回転するよらな系
列のものであつてもよい。たとえばシンボル系列
｛M_i｝（ｉは自然数）において｜M_i｜が一定であ
り、M_i+1の位相arg（M_i+1）がM_iの位相arg（M_i）
より225゜進んでいる、たとえばCCITT勧告
V.26bisによる４相位相変調方式によるものでも
よい。その場合は、第３図における楕円100全体
が点０を中心として回転するので帯域フイルタ
BPF１はこれに対応したやや広い帯域を有する
必要があるが、ベクトル長の変動分は第４図およ
び第５図に示す信号と同様な信号として得ること
ができる。したがつて本発明はこのような位相変
調方式にも良好に適用することができる。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明による搬送波検出装置の全体構
成を示すブロツク図、第２図は第１図に示す装置
の詳細な構成例を示す機能図、第３図ないし第６
図は第２図に示す装置の動作説明に使用するベク
トル図および波形図、第７図および第８図は第２
図に示す帯域フイルタの構成例を示す回路図であ
る。 主要部分の符号の説明、BPF１，BPF２……
帯域フイルタ、DET……閾値検出器、PW……電
力計算回路。

Claims (1)

1. 【特許請求の範囲】 １ 変調した搬送波より復調された基底帯域信号
   から、ボー速度の半分に等しい周波数の近傍の周
   波数成分を抽出して第１の信号を出力する第１の
   帯域フイルタと、 第１の信号の複素表示におけるベクトル長に関
   連した第２の信号を発生する演算回路と、 第２の信号から前記ボー速度に等しい周波数成
   分を抽出して第３の信号を出力する第２の帯域フ
   イルタと、 第３の信号を所定のレベルと比較して第３の信
   号が該所定のレベルを超えたことを検出し、搬送
   波の到来を示す信号を出力する検出回路とを含む
   ことを特徴とする搬送波検出装置。