JPH025343B2 - - Google Patents

Description

【発明の詳細な説明】 本発明は自動等化器、とくに、たとえばフアク
シミリ信号などのデータ信号を受信して復調する
復調器を有する受信装置に適用する自動等化器に
関するものである。

一般に自動等化器は、遅延回路が多段に縦続接
続されたタツプ構成をとり、各タツプにおける遅
延出力にタツプ係数を乗じて総和をとつた等化器
出力と推定シンボル値との誤差に基づいて、所定
の修正係数に応じて各タツプ係数を修正すること
によつて、ライン信号を受信した回線の回線特性
の等化を行なうものである。

データ信号の受信装置では、データ信号の受信
に先立つて、たとえば国際電信電話諮問委員会
（CCITT）勧告V.27 bis／terまたはV.29などに
規定された所定のトレーニングシーケンスを実行
する。周知のように、この初期トレーニングは、
２値シンボルのオータネーシヨンで開始し、多値
シンボルのランダム信号の受信まで推移するが、
復調器はできるだけ速やかに諸条件を収束させ、
次に来るデータ信号の受信に備えることが要求さ
れる。

自動等化器においても初期トレーニング中にタ
ツプ係数を迅速に収束させる必要がある。初期ト
レーニングの後に続く通常のデータ信号受信モー
ドでは、タツプ数が多い等化器ほど等化能力が大
きいので有利である。しかしタツプ数が多いと系
が不安定になりやすく、安定にするためにはタツ
プ係数の修正係数を大きくとることができないの
で、収束は遅くなる。一方、初期トレーニングに
おける収束を早くするためにタツプ係数の修正係
数を大きくすると、場合によつては収束できず発
散してしまうことがある。

従来の自動等化器を設計するにあたり、このよ
うに相反する初期トレーニングにおける高速の実
現とデータ受信モードにおける高い等化能力の実
現との間のトレードオフを常に考慮して最も効果
的、すなわち妥協的なタツプ数および修正係数を
求めていた。換言すれば従来は、これら２つの相
反する条件のうちのいずれか一方を犠牲にした自
動等化器しか実現されていない。

したがつて本発明は、初期トレーニングにおい
て安定かつ高速に収束し、しかもデータ受信モー
ドにおいて回線特性の等化能力が高い自動等化器
を提供することを目的とする。

本発明によればこの目的は、高速収束を必要と
する場合、たとえば初期トレーニングの最初の段
階では自動等化器の実効タツプ数を少なくし、そ
の他の場合、たとえば通常のデータ受信モードで
は実効タツプ数を多くするという思想によつて達
成される。また、実効タツプ数を少なくするとと
もにタツプ係数の修正係数を大きくとり、実効タ
ツプ数を多くするとともに修正係数を小さくとる
ようにしてもよい。これによつて、データ受信モ
ードにおける実効タツプ数が高速収束モードにお
ける実効タツプ数によつて制限を受けることなく
自動等化器のタツプ数を設計することができるの
で、安定な高速収束と高い等化能力の両条件を満
足する自動等化器を得ることができる。また、高
速収束モードでは実効タツプ数が少ないので、信
号の遅延を少なくすることができ、これによつて
タイミング抽出位相同期ループ（PLL）や搬送
波抽出PLLの収束も早めることができる。

本発明によれば、シンボルを含む入力データ信
号を順次遅延させる縦続接続された複数の遅延回
路を含むタツプ構成をとり、各タツプにおける遅
延出力にタツプ係数を乗じて総和をとつた出力信
号とデータ信号の推定シンボル値との誤差に基づ
いて、修正係数に応じて各タツプ係数を修正する
ことによつて入力データ信号を受信した回線の回
線特性を等化する自動等化器において、まず、最
も大きな値のタツプ係数を有するタツプを含む少
数のタツプのみを動作させてタツプ係数をおおま
かに収束させ、次に、これら動作させたタツプ以
外のタツプも動作させることによつて自動等化を
行なう。

次に添付図面を参照して本発明による自動等化
器の実施例を詳細に説明する。

第１図は本発明による自動等化器を、たとえば
フアクシミリ信号などの信号の復調器を含む受信
装置に適用した例を示す。同図において、この受
信装置は、回線からフアクシミリ信号などのライ
ン信号を受信する端子１０に接続された帯域フイ
ルタBPFを有し、これはライン信号に含まれる
不要帯域内の雑音を除去してリード１２に出力す
る。

リード１２には自動利得制御回路AGCが接続
され、これはレベルが不定のリード１２における
入力信号Ａをレベルが一定の出力信号Ｂにしてリ
ード１４に出力する回路である。

リード１４は乗算器MLT１の一方の入力に与
えられ、その他の入力１６には搬送波発振器
OSCが接続されている。乗算器MLT１の出力１
８には低域フイルタLPFが接続され、その出力
２０は本発明による自動等化器AAEに接続され
ている。搬送波発振器OSCは受信したライン信
号の搬送波e^j〓^ctと位相がθだけずれた搬送波
e^j(〓^ct+〓⁾を発生し、乗算器MLT１およびフイルタ
LPFとあいまつて、たとえば直交振幅変調され
ているリード１４の信号Ｂを基底帯域信号r_kに復
調する。自動等化器AAEはライン信号を受信し
た回線の特性に自動的に適応し、等化する等化器
である。

等化器AAEの出力２２は量子化器QZに接続さ
れ、後者は等化器AAEの出力y_kからライン信号
中に含まれるシンボルを判定し、量子化する。

等化器AAEの出力２２および量子化器QZの出
力２４は減算器SUB１に入力され、これはリー
ド２２信号y_kとリード２４の信号a^_kとの差信号−
e_kをリード２６に出力し、これを等化器AAEに
入力する。これは等化器AAEの収束に利用され
る。

ところでこの実施例では回線から端子１０に受
信される信号は、送信端においてたとえばスクラ
ンブルされ、差分符号化され、直交振幅変調され
た信号である。すなわち、たとえばフアクシミリ
信号などのデータ信号をシンボルの伝送パターン
に片寄りがないように平均化、ランダム化して、
スクランブルされたビツト流を形成し、次に搬送
波位相のあいまいさを除去するためにこのビツト
流の位相成分を差分符号化する。次にこれを低域
フイルタを通過させてシンボルの周波数スペクト
ルを整形し、この基底帯域信号によつ周波数_c
（_c＝ω_c／2π）の搬送波e^j〓^ctを変調し、帯域フイ
ルタまたは低域フイルタによつて不要帯域の周波
数成分が除去され、回線に送出される。なお変調
方式は、たとえば１次元または２次元の振幅変調
であつてよく、また、２次元変調方式の位相変調
方式をとることもできる。

このように端子１０の受信信号は差分符号化お
よびスクランブルされているので、第１図に示す
受信装置では差分復号器DDおよびデスクランブ
ラDSが設けられている。差分復号器はDDは量子
化された信号a^_kに含まれるシンボルからビツト流
を形成する。その出力２８はデスクランブラDS
に接続され、デスクランブラDSは送信端におけ
るスクランブラと逆の関数を有し、リード２８の
ビツト流からデータ信号を復元し、出力端子３０
に出力する。

本発明による自動等化器AAEおよびその周辺
の関連回路の構成例を第２図に示す。この等化器
AAEは、ｍ＋ｎ個（ｍ、ｎは自然数）の縦続接
続された遅延回路D_i（ｉ＝−ｍ＋１、……、−１、
０、１、２、……、ｎ）を有し、信号入力端子１
０におけるライン信号のボー速度をf_b（Hz）とす
ると各遅延回路の遅延時間はT_b（＝１／f_b）（秒）
である。

遅延回路D_iの各段には、図示のようにアキユミ
ユレータACC_i（ｉ＝−ｍ、−ｍ＋１、……、−１、
０、１、２、……、ｎ）が設けられ、これはその
入力に現われる信号をシンボルクロツクごとに加
算する累算器である。中央タツプとその周辺の数
段のアキユミユレータ、すなわちこの実施例では
ACC_-1、ACC₀およびACC₁はリセツト端子１０
０が共通に接続され、リセツト信号RESETが供
給される。他のアキユミユレータACC_-n〜
ACC_-2およびACC₂〜ACC_oはリセツト端子１０
０が共通にORゲートORに接続され、ゲートOR
の一方の入力にはリセツト信号RESETが、他方
の入力には自動等化器の高速収束モードを表わす
信号FASTが供給される。各リセツト端子１００
が付勢されると、中央タツプのアキユミユレータ
ACC₀は１に、他のアキユミユレータは０にそれ
ぞれリセツトされる。

各段には乗算器M_iが設けられ、これは各タツ
プの出力r_iとタツプ係数c_iとの積c_ir_iを出力する。
各乗算器M_iの出力は加算書ADDに入力され、こ
れは y_k＝_o 〓^i=-m c_ir_i (1) をリード２２に出力し、これが等化器AAEの出
力信号となる。

量子化器QZは信号y_kの値を量子化し、時点ｋ
で送信されたシンボルa_kをこのy_kより推定し、推
定シンボル値ａ＾_kを出力する。この推定に誤りが
ないとすれば a^_k＝a_k (2) である。

減算器SUBは量子化器QZの入出力信号の差と
して誤差信号 −e_k＝a^_k−y_k (3) を出力する。この誤差信号は乗算器MAの一方の
入力に供給され、その他方の入力１０２はタツプ
修正係数発生器ALPHAからタツプ修正係数αが
供給される。乗算器MAは両入力信号−e_kとαを
乗算する。

乗算器MAの出力は、各タツプごとに設けられ
た乗算器MC_iに入力され、各乗算器MC_iは、たと
えば一次元変調方式の場合は−αe_kr_iを、二次元
変調方式の場合は−αe_kr_i ^*を出力し、各アキユミ
ユレータACC_iに供給する。ただしr_i ^*はr_iの共役
複素数である。

本実施例では自乗平均等化法を採用し、時点ｋ
におけるアキユミユレータACC_iのタツプ係数c_i
をc^k _iとすると、次の時点ｋ＋１におけるタツプ係
数は、一次元変調方式では c^k+1 _i＝c^k _i−αe_kr_i （4a） 二次元変調方式では c^k+1 _i＝c^k _i−αe_kr^* _i （4b） に修正される。

さて、タツプ係数の修正式（4a）、（4b）は初
期トレーニングにおいては急速に収束することが
望ましい。この目的のためには、修正係数αを大
きくすれば良いが、安定収束という点からはなる
べくこれを小さくする必要がある。とくに、回線
歪が大きかつたり、回線雑音が多いときには修正
係数αを十分小さくしないと、収束が不安定にな
つたり、発散したりする。またトレーニングが終
了した後、タツプ係数が安定している必要がある
ので、αを小さくするという方法が良く使われて
いる。

式(3)の誤差信号e_kの計算においては、受信した
シンボルの推定値a^_Kが正しい（式(2)）と仮定して
いる。もしこの仮定がくずれると、式（4a）ま
たは（4b）のタツプ係数の修正において、e_kの計
算値に誤りがあるわけであるから、タツプ係数c_i
は誤つた方向に修正されてしまう可能性が大き
い。時点ｋにおけるc^k _iよりも、ｋ＋１時点ではさ
らに悪い等化特性となるようなc^k+1 _iとなる可能性
がある。したがつて、ｋ＋１時点では量子化器
QZで行う推定値a^_k+1の誤りの可能性は時点ｋよ
り大きくなることがあり、このようなことが起り
出すと、タツプ係数の修正式（4a）または（4b）
の収束が不安定になつたり、発散したりする。修
正係数αを大きくするとこのような現象が起りや
すいことは容易にわかるであろう。逆にαを十分
小さくすれば量子化器QZにおいて多少の推定誤
りがあつても、式（4a）または（4b）の収束を
安定にできることも容易にわかるであろう。

次に自動等化器AAEに含まれるタツプの数ｍ
＋ｎ＋１と式（4a）または（4b）の収束の安定
性との関係について説明する。仮りに推定値a^_kに
誤りがあつたために、式（4a）または（4b）の
修正において誤つた方向にε_iだけ修正したとする
と c^k+1 _i＝c^k _i＋ε^k _i (5) となる。この結果ｋ＋１時点における等化器
AAEの出力信号y_k+1は(1)式より y_k+1＝_o 〓^i=-m e^k+1 _ir^k+1 _i＝_o 〓^i=-m （c^k _i＋ε^k _i）r^k+1 _i＝_o 〓^i=-m c^k _ir^k+1 _i＋_o 〓^i=-m ε^k _ir^k+1 _i (6) となる。

(6)式の第２項_o 〓^i=-m ε^k _ir^k+1 _iは誤つた修正によつて
余計に加わる誤差成分である。すなわち直前のタ
ツプ係数による等化出力よりも第２項分だけ余計
に誤差が加わるので、量子化器QZにおける推定
もさらに誤る可能性が増加する。

ここで簡単のために全タツプについて｜r_i｜≒
ｒとすると、式（4a）、（4b）および(5)から全タ
ツプについて｜ε_i｜≒εとおくことができる。し
たがつて(6)式の第２項はタツプ数ｍ＋ｎ＋１が大
きくなればなるほど大きくなる傾向を持つ。すな
わちタツプ数が多いと収束が不安定になつたり、
発散したりしやすくなる。そこで、タツプ数を多
くし、かつ安定収束させるためには、量子化器
QZにおける推定誤りによつてタツプ係数が急に
大きく変動しないように｜ε_i｜を小さく、すなわ
ち修正係数αを小さくすれば良い。

さて、一般に等化器の等化能力はタツプ数が多
い方が高い。近年、例えば電話回線用の変復調器
（MODEM）では、伝送速度が極めて高くなつた
ため、回線特性の悪い周波数帯域も使わなければ
ならず、このため等化能力の極めて高い、したが
つてタツプ数の極めて多い等化器を必要としてい
る。一方、初期トレーニングに要する時間は、と
くに半二重回線で使われる場合は極めて短いこと
が要求される。すなわち等化器の収束は極めて速
い必要があり、修正係数αは十分大きくしなけれ
ばならない。ところが、前述のように、タツプ数
を多くすると修正係数αは小さくしなければなら
ず、従来技術では収束速度か等化能力かのどちら
かを犠牲にしなければならなかつた。

本発明による自動等化器AAEはこのような収
束速度と等化能力との間にトレードオフを次のよ
うにして解決することができる。前述のように本
受信装置が受信待機状態にあるときは信号FAST
およびRESETがONとなり、中央タツプのアキ
ユミユレータACC₀は１に、他のアキユミユレー
タACC_i（ｉ≠０）は０にリセツトされる。すなわ
ちタツプ係数はc₀＝１、c_i＝０（ｉ≠０）となる。

次に本受信装置に搬送波が到着し、復調された
基底帯域信号が遅延回路D_-n+1〜D_oを満たした段
階で信号RESETをOFFとする。なお信号FAST
はONのままとする。したがつてOFF状態の信号
RESETがリセツト端子１００に供給されるアキ
ユミユレータACC_-1、ACC₀およびACC₁は動作
可能な状態にあるが、他のアキユミユレータは、
ゲートORに共通に接続されているリセツト端子
１００にON状態の信号FASTがゲートORを介
して供給されるので動作不能状態にある。そこで
この状態で等化器AAEを動作させると（式(1)、
(3)、（4a）および（4b）参照）、タツプ係数c_iは、
c_-1、c₀、c₁のみが修正され、c_-n〜c_-2およびc₂〜
c_oはリセツトされたままである。すなわちこの状
態における等化器AAEの実効タツプ数は３であ
る。

このように本発明による自動等化器では、初期
トレーニングの最初の段階において実効タツプ数
を非常に小さくしてあるので、修正係数αは十分
大きく設定できる。修正係数α発生器ALPHAは
FAST信号がONのとき大きい値を出力し、OFF
のとき小さい値を出力するように構成されてい
る。したがつて現在の状態、すなわち信号FAST
がONの状態では実効タツプ数が非常に小さく、
かつ修正係数αは十分大きい値をとるので、等化
器AAEが急速に収束して行く。

本発明では初期トレーニングの最初の段階で
は、自動等化器AAEの中央タツプとその付近の
少数のタツプしか使用していないが、この段階で
必要な等化特性のほとんどを実現することができ
る。一般的な回線特性においては、各タツプ係数
のうち中央タツプ係数c₀の絶対値｜c₀｜が最も大
きく、中央タツプから離れるにつれ急速にその絶
対値｜c_i｜は小さくなる傾向を持つ。したがつて
等化器AAEの等化特性は中央タツプとその近傍
のタツプ係数で大部分きまつてしまうので、本発
明のように初期トレーニングの最初の段階では実
効タツプ数を少くしてあつても、必要な等化特性
の大部分は実現できる。

ところで初期トレーニングの最初の段階を終了
すると量子化器QZの推定誤り率は小さい値を必
要とする。とくにトレーニング終了後、これに続
くデータ伝送モードでは推定誤り率は非常に小さ
い値を要求され、たとえば10^-7以下を要求される
こともある。しかし等化器AAEの収束のために
はこれほど小さい誤り率は必要なく、修正係数α
を十分小さくすれば10^-1程度の誤り率でも十分で
ある。本等化器では初期トレーニングの最初の段
階で信号FASTをON状態とすると、前述のよう
に急速に収束することができる。したがつて最
初、平均自乗誤差、すなわち信号e_kの絶対値の自
乗の時間平均値は、非常に大きな値から起動して
も急速に小さな値になるが、実効タツプ数が少な
いので、量子化器QZの推定誤り率がデータ伝送
モードで要求される値を満足するほど小さな値と
なることはできない。

本発明によれば、初期トレーニングの最初の段
階を経過し、後半の段階にくると、信号FASTを
OFF状態にする。これによつてアキユミユレー
タACC_-n〜ACC_-2およびACC₂〜ACC_oのリセツ
ト端子１００はゲートORを通して何ら付勢され
なくなるので、これらのアキユミユレータのリセ
ツトは解除され、すべてのタツプが係数修正動作
可能な状態となる。また、このOFF状態の信号
FASTは修正係数発生器ALPHAにも供給される
ので、前述のように発生器ALPHAは小さい値の
修正係数αをリード１０２に出力することにな
る。

このように、初期トレーニングの次の段階で
は、信号FASTがOFFとなることで、実効タツ
プ数を十分多くとり、かつ修正係数αを十分小さ
くとることができ、このため安定した収束と高い
等化能力の両方を満たすことができる。ただαが
小さいため収束速度が遅くなるが、前述のように
タツプ係数の絶対値の大きな中央タツプとその近
傍のタツプはすでに前述の初期トレーニングの最
初の段階で信号FASTがON状態中にほぼ収束が
完了しており、一方中央タツプから離れたタツプ
は係数の絶対値が小さいから、初期トレーニング
の次の段階でこのように修正係数αを小さくして
も短時間のうちに収束することができる。

本発明による自動等化器はこのようにして極め
て短時間で全タツプ係数の収束が完了し、かつ十
分小さい平均自乗誤差が得られる。これによつて
短時間のトレーニングで極めて小さいビツト誤り
率を得ることができる。

以上の説明では実効タツプ数を２段階に切替え
ているが、この切替段数をこれより多くすること
でさらに速い収束を得ることができる。また、こ
れに伴つて修正係数αも多段階に切り替えるとさ
らに良い結果が得られる。

実効タツプ数が少ない極端な場合は、タツプ数
が１、すなわち中央タツプだけの場合である。こ
の場合は、等化器AAEは回線特性の補償という
よりも、自動利得制御回路AGCの誤差や、二次
元変調方式の場合は搬送波抽出における位相誤差
などの補償を行なう。したがつて本発明による自
動等化器AAEを使用した受信装置では、自動利
得制御や搬送抽出の応答性がある程度劣つていて
も、その影響を最小限にすることができる。実効
タツプ数が２以上になると等化器AAEは回線特
性の補償と、タイミング抽出の誤差の補償を行う
ことができる。

ところで一般的な回線特性では、パルスの主部
に対して時間的に前方に現われる波形、すなわち
ちプリカーサは、パルスの主部に対して時間的に
後方に現われる波形、すなわちポストカーサに比
較して短い。そこで等化器AAEは、中央タツプ
に対して前段の数を少なくし、後段の数を多くす
る、すなわちｍ＜ｎとするのが一般的である。と
くに回線中に信号の反射（電話回線の受話者エコ
ーなど）がある場合や、回線特性が非常に悪い場
合はポストカーサが極めて長くなることがあり、
したがつてｎを大きくする必要がある。しかしプ
リカーサ部は一般に比較的小さいので、ｍは小さ
くて済む。このようにｍが小さく、ｎが非常に大
きい場合、プリカーサ部の実効タツプ数は固定と
し、ポストカーサ部の実効タツプ数のみを初期ト
レーニングの各段階に応じて可変とするように構
成してもよい。たとえば、信号FASTがON状態
のとき、タツプ係数c_-n、c_-n+1、……、c_nだけを
修正し、信号FASTがOFF状態になるとすべて
のタツプ係数c_-n、c_-n+1、……、c_oを修正するよ
うにする。

第２図に示す実施例において、低域フイルタ
LPFからの入力信号Ｃを、信号FASTがON状態
のときでも遅延回路D_-n+1へ入力させるようにす
ると、この状態ではアキユミユレータACC_-n〜
ACC_-2はリセツト状態に保持されているので、
遅延回路D_-n+1〜D_-1は入力信号Ｃに単なる遅延
を与える機能しか果していない。すなわち、遅延
回路D₀に与えられる入力信号が（ｍ−２）T_bだ
け遅延されるにすぎない。

第１図に示す受信装置では、等化器AAEから
搬送波発振器OSCに位相誤差信号PEが帰還され、
これによつて位相同期ループ（PLL）を構成し
ている。この方法では中央タツプ係数c₀の虚数部
を位相誤差信号PEとして用い、その直が０とな
るように搬送波発振器OSCの位相が制御される。
また、別の方法として、二次元変調方式における
搬送波抽出の推定位相誤差θは で近似される。ただし、I_nagは（ ）内の複素数
の虚数部を示す表記である。この誤差θが位相誤
差信号PEとして発振器OSCに帰還されるが、こ
のPLLループ中の遅延量が少ないほど系の応答
性が良好になる。したがつて、前述の信号FAST
がON状態のときの遅延回路D_-n+1〜D_-1による時
間遅延（ｍ−２）T_bはない方が望ましい。

したがつて本発明によれば、信号FASTがON
状態の場合には、遅延回路D_-n+1〜D_-1をD₀〜D_o
から分離し、低域フイルタLPFからの入力信号
Ｃを遅延回路D₀の入力１０４に直接供給するこ
とが望ましい。なお、信号FASTがOFFの状態
では入力信号Ｃは遅延回路D_-n+1に供給されるこ
とになる。これによつて信号FASTがON状態の
ときは、等化器AAEの入出力信号とＣとＤの間
の時間遅延が（ｍ−２）個のシンボル分だけ短縮
され、搬送波抽出PLLを安定かつ高速に収束す
ることができる。

このようにPLLループ中の遅延量が少ないこ
とは、搬送波抽出PLLの場合のみならずタイミ
ング抽出PLLの場合にも良好な応答性を達成す
ることができる。これは、たとえば、タツプ係数
c₀およびc₁を用いて中央タツプ係数の共役複素数
c^* ₀とc₁との積の実数部からタイミング情報を抽出
する方式、中央タツプ係数c₀が１となるように搬
送波抽出制御を行なつたうえでタツプ係数c₁の実
数部が０となるようにサンプリング位相を制御す
る方式、およびy_kおよびａ＾_kからタイミング誤差
情報を抽出し、これによつてサンプリング位相を
制御する方式などの各方式によるタイミング抽出
PLLに効果的に適用できる。このように信号
FASTがONのときに遅延時間が小さくなること
は、タイミング抽出PLLを安定かつ高速に収束
できることを意味する。

この遅延時間短縮は、中央タツプより前段のタ
ツプ数が多い場合、すなわちｍが大きい場合は短
縮可能な遅延時間が大きいのでとくに効果が大き
い。また、遅延時間が短縮されている間、これら
のPLLのループ利得を高めておくことが可能な
ため、さらにこれらPLLの収束を速めることが
可能となる。

なお信号FASTがONからOFFに切り替つた直
後、遅延回路D_-n+1〜D_-1とD₀〜D_oとの間には入
力信号Ｃの時間的連続性がない。これはたとえば
遅延回路D_-1の出力信号を遅延回路D₀に入力する
ように切り替えた後、（ｎ＋１）シンボル分の時
間、単に遅延回路のシフト動作だけを行なわせる
ことで連続性を回復できる。また、プリカーサ部
のタツプ切替えを一度に１タツプずつ行なうよう
に構成した場合には、それまでプリカーサ部の遅
延回路D_-j（ｊ≧０）に低域フイルタLPFから入
力信号Ｃを入力していたのに対して、タツプ切替
え直後ではそれより１つ前段の遅延回路D_-j-1に
入力信号Ｃを入力し、それより後段のすべての遅
延回路D_-j〜D_oの各段のシフト動作を一時的に停
止することによつて、信号の時間的連続性が保証
される。

本発明による自動等化器は、初期トレーニング
の最初の段階においては高速収束モードをとり、
以後は通常のモードをとることによつて、タツプ
係数の収束が高速かつ安定に行なわれ、しかも等
化能力が大きい利点がある。また、高速収束モー
ドではPLLループ中の遅延が少ないので、タイ
ミング抽出や搬送波抽出の応答性が非常に良好で
ある。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明による自動等化器を受信装置に
適用した例を示すブロツク図、第２図は第１図に
示す自動等化器およびその関連回路を示す機能図
である。 主要部分の符号の説明、AAE……自動等化器、
ACC_-n〜ACC_o……アキユミユレータ、ALPHA
……修正係数発生器、D_-n+1〜D_o……遅延回路、
QZ……量子化器。

Claims (1)

1. 【特許請求の範囲】 １ シンボルを含む入力データ信号を順次遅延さ
   せる縦続接続された複数の遅延回路を含むタツプ
   構成をとり、各タツプにおける遅延出力にタツプ
   係数を乗じて総和をとつた出力信号とデータ信号
   の推定シンボル値との誤差に基づいて、修正係数
   に応じて各タツプ係数を修正することによつて該
   入力データ信号を受信した回線の回線特性を等化
   する自動等化器において、該自動等化器は、 まず、最も大きな値のタツプ係数を有するタツ
   プを含む少数のタツプのみを動作させてタツプ係
   数をおおまかに収束させ、 次に、該動作させたタップ以外のタツプも動作
   させることによつて自動等化を行なうことを特徴
   とする自動等化器。 ２ 特許請求の範囲第１項記載の自動等化器にお
   いて、前記少数のタツプのみを動作させたときは
   タツプ係数の修正係数の値を大きくし、該動作さ
   せたタツプ以外のタツプも動作させたときは該修
   正係数の値を小さくすることを特徴とする自動等
   化器。 ３ 特許請求の範囲第１項または第２項記載の自
   動等化器において、前記少数のタツプのみを動作
   させたときは、該動作させたタツプにおける最前
   段のタツプの遅延回路に前記入力データ信号を入
   力させることを特徴とする自動等化器。