JPS6171727A - エコ−キヤンセラ - Google Patents
エコ−キヤンセラInfo
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- JPS6171727A JPS6171727A JP19411584A JP19411584A JPS6171727A JP S6171727 A JPS6171727 A JP S6171727A JP 19411584 A JP19411584 A JP 19411584A JP 19411584 A JP19411584 A JP 19411584A JP S6171727 A JPS6171727 A JP S6171727A
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- echo
- circuit
- pseudo
- stages
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- Pending
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Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04B—TRANSMISSION
- H04B3/00—Line transmission systems
- H04B3/02—Details
- H04B3/20—Reducing echo effects or singing; Opening or closing transmitting path; Conditioning for transmission in one direction or the other
- H04B3/23—Reducing echo effects or singing; Opening or closing transmitting path; Conditioning for transmission in one direction or the other using a replica of transmitted signal in the time domain, e.g. echo cancellers
-
- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04B—TRANSMISSION
- H04B3/00—Line transmission systems
- H04B3/02—Details
- H04B3/20—Reducing echo effects or singing; Opening or closing transmitting path; Conditioning for transmission in one direction or the other
- H04B3/23—Reducing echo effects or singing; Opening or closing transmitting path; Conditioning for transmission in one direction or the other using a replica of transmitted signal in the time domain, e.g. echo cancellers
- H04B3/238—Reducing echo effects or singing; Opening or closing transmitting path; Conditioning for transmission in one direction or the other using a replica of transmitted signal in the time domain, e.g. echo cancellers using initial training sequence
Landscapes
- Engineering & Computer Science (AREA)
- Computer Networks & Wireless Communication (AREA)
- Signal Processing (AREA)
- Cable Transmission Systems, Equalization Of Radio And Reduction Of Echo (AREA)
Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【発明の詳細な説明】
〔産業上の利用分野〕
本発明は長距離通信方式、会議通話方式、その他のエコ
ーが生じる通信系のエコー消去に利用される。
ーが生じる通信系のエコー消去に利用される。
従来のエコーキャンセラとして、反響路の擬似インパル
ス応答から擬似エコーを作成し、この擬似エコーを真の
エコーから差引き、残る残留エコーの値が最小になるよ
うに、そのインパルス応答を自動的に修正する方式が広
く用いられている。
ス応答から擬似エコーを作成し、この擬似エコーを真の
エコーから差引き、残る残留エコーの値が最小になるよ
うに、そのインパルス応答を自動的に修正する方式が広
く用いられている。
第５図は従来例エコーキャンセラの構成図である。この
回路は四線通信回線に挿入される回路であって、端子１
には受信入力、端子２には受信出力が接続され、端子３
には送信入力、端子４には送信出力が接続される。ここ
では、受信出力端子２と送信入力端子３との間に、反響
路５で示すエコーを生じる原因となる結合があるものと
する。
回路は四線通信回線に挿入される回路であって、端子１
には受信入力、端子２には受信出力が接続され、端子３
には送信入力、端子４には送信出力が接続される。ここ
では、受信出力端子２と送信入力端子３との間に、反響
路５で示すエコーを生じる原因となる結合があるものと
する。
この結合はたとえば会議通話用電話装置のスピーカとマ
イクロホンと間の音響結合である。
イクロホンと間の音響結合である。
端子３の信号はアナログディジタル変換回路９により一
度ディジタル信号に変換され、ディジタルアナログ変換
回路８によりアナログ信号に戻されて端子４に送出され
る。このとき、減算回路７にちょうどエコーを打ち消す
ための擬似エコー信号が減算されて、エコーが消去され
る。この擬似エコー信号は、アナログディジタル変換回
路９の出力を、Ｎ段の遅延回路１２とその各タップ出力
に接続されるＮ個の乗算回路１３と、この乗算回路１３
の出力を加算する加算回路１４と、その乗算回路１３に
重み係数を与える係数回路１５とにより構成される。こ
の係数回路１５は減算回路７の出力に残留するエコーが
最小になるように、その出力する係数の値を自動的に変
更制御する。
度ディジタル信号に変換され、ディジタルアナログ変換
回路８によりアナログ信号に戻されて端子４に送出され
る。このとき、減算回路７にちょうどエコーを打ち消す
ための擬似エコー信号が減算されて、エコーが消去され
る。この擬似エコー信号は、アナログディジタル変換回
路９の出力を、Ｎ段の遅延回路１２とその各タップ出力
に接続されるＮ個の乗算回路１３と、この乗算回路１３
の出力を加算する加算回路１４と、その乗算回路１３に
重み係数を与える係数回路１５とにより構成される。こ
の係数回路１５は減算回路７の出力に残留するエコーが
最小になるように、その出力する係数の値を自動的に変
更制御する。
このような回路では、遅延回路１２の段数およびそのタ
ップの係数乗算回路１３の数（以下次数という。）Ｎが
大きいほど、擬似インパルスの応答は真のエコーにより
よく近似することになり、残留エコーを小さくすること
ができる。
ップの係数乗算回路１３の数（以下次数という。）Ｎが
大きいほど、擬似インパルスの応答は真のエコーにより
よく近似することになり、残留エコーを小さくすること
ができる。
しかし、エコーの消去を改善するためにこの次数Ｎを大
きくすると、この回路が動作を開始する初期収束時には
、定常状態に達するまでの時間が長くなる欠点がある。
きくすると、この回路が動作を開始する初期収束時には
、定常状態に達するまでの時間が長くなる欠点がある。
第６図は次数Ｎをパラメタとして、収束時間とエコー消
去量の関係を示す図である。例えば、通常の音響系のエ
コーキャンセラとして標準的なＮの値として４０００を
とると、その収束のための所要時間は約４秒となる。す
なわち、このエコーキャンセラが投入され、最初の音声
が到来すると数秒間はエコーキャンセラが定常状態に到
達せず、その間は通信回線を使用することができない欠
点がある。
去量の関係を示す図である。例えば、通常の音響系のエ
コーキャンセラとして標準的なＮの値として４０００を
とると、その収束のための所要時間は約４秒となる。す
なわち、このエコーキャンセラが投入され、最初の音声
が到来すると数秒間はエコーキャンセラが定常状態に到
達せず、その間は通信回線を使用することができない欠
点がある。
本発明はこれを改良するもので、上述の次数Ｎを太き（
しても、動作が定常状態に達するまでの時間を短縮した
エコーキャンセラを捷供することを目的とする。
しても、動作が定常状態に達するまでの時間を短縮した
エコーキャンセラを捷供することを目的とする。
本発明は、有効な次数Ｎを２ｉｌり以上に切換えられる
ように構成しておき、初期収束時には有効な次数を小さ
くし、定常状態に近づいてからその有効な次数を大きい
状態に切り換えることを特徴とする。
ように構成しておき、初期収束時には有効な次数を小さ
くし、定常状態に近づいてからその有効な次数を大きい
状態に切り換えることを特徴とする。
すなわち本発明は、反響路の擬似インパルス応答および
入力信号を用いてＮ次（Ｎは２以上の整数）の畳み込み
演算により擬似エコーを生成する手段と、この擬似エコ
ーと真のエコーとの差分を演算する手段と、この差分が
小さくなるように上記擬似インパルス応答を自動的に修
正する手段とを備えたエコーキャンセラにおいて、 上記畳み込み演算の有効な次数が、上記ＮおよびこのＮ
より小さい数Ｋ （Ｋは整数）の少なくとも２通りをと
ることができるように設定され、初期収束時にはＫをと
り、定常制御時にはＮをとるように制御する手段を備え
たことを特徴とする。
入力信号を用いてＮ次（Ｎは２以上の整数）の畳み込み
演算により擬似エコーを生成する手段と、この擬似エコ
ーと真のエコーとの差分を演算する手段と、この差分が
小さくなるように上記擬似インパルス応答を自動的に修
正する手段とを備えたエコーキャンセラにおいて、 上記畳み込み演算の有効な次数が、上記ＮおよびこのＮ
より小さい数Ｋ （Ｋは整数）の少なくとも２通りをと
ることができるように設定され、初期収束時にはＫをと
り、定常制御時にはＮをとるように制御する手段を備え
たことを特徴とする。
制御する手段は、信号通路の残留エコーを観測し、この
残留エコーが所定の値以下であるか否かにより、定常制
御時と初期収束時とを自動的に判別する手段を含む構成
とすることが望ましい。
残留エコーが所定の値以下であるか否かにより、定常制
御時と初期収束時とを自動的に判別する手段を含む構成
とすることが望ましい。
動作が開始される初期収束時には、次数を小さくして急
速にエコーを消去できる状態に収束させ、ある程度エコ
ーを消去できる状態になってがら、次数を大きい値に切
り換えて、良好なエコー消去状態を得る。
速にエコーを消去できる状態に収束させ、ある程度エコ
ーを消去できる状態になってがら、次数を大きい値に切
り換えて、良好なエコー消去状態を得る。
第１図は本発明実施例装置のブロック構成図である。こ
の装置は四線通信回線に挿入される装置であって、端子
１には受信信号が到来し、その受信信号は端子２に送出
される。また、送信信号は端子３に到来し、その送信信
号は端子４がら送出される。この系では、受信出力端子
２と送信入力端子３との間にエコーを発生させる反響路
５がある。この反響路５はたとえば、会議電話装置のス
ピーカとマイクロホンとの音響結合である。すなわち、
受信出力端子２に送出された信号は、本来送信入力端子
３には現れないはずであるが、この望まない音響結合の
ために、スピーカから出た音声がマイクロホンに入り、
端子３にやや時間が遅れて到来する。これは端子４およ
び端子１の先に接続された加入者では、自らが送出した
音声がエコーとなって受信回路に聞こえることになる。
の装置は四線通信回線に挿入される装置であって、端子
１には受信信号が到来し、その受信信号は端子２に送出
される。また、送信信号は端子３に到来し、その送信信
号は端子４がら送出される。この系では、受信出力端子
２と送信入力端子３との間にエコーを発生させる反響路
５がある。この反響路５はたとえば、会議電話装置のス
ピーカとマイクロホンとの音響結合である。すなわち、
受信出力端子２に送出された信号は、本来送信入力端子
３には現れないはずであるが、この望まない音響結合の
ために、スピーカから出た音声がマイクロホンに入り、
端子３にやや時間が遅れて到来する。これは端子４およ
び端子１の先に接続された加入者では、自らが送出した
音声がエコーとなって受信回路に聞こえることになる。
この装置はこの反響路５で生じる望まないエコーを消去
するためのものである。
するためのものである。
受信信号の通路である端子１と端子２は直結されている
が、送信信号の通路である端子３と端子４とは、信号が
いちどアナログディジタル変換回路６によりディジタル
信号に変換され、この信号を再度ディジタルアナログ変
換回路８によりアナログ信号に変換して端子４から送出
するように構成されている。すなわち、この装置ではエ
コーの消去に関する動作はディジタル処理により行う。
が、送信信号の通路である端子３と端子４とは、信号が
いちどアナログディジタル変換回路６によりディジタル
信号に変換され、この信号を再度ディジタルアナログ変
換回路８によりアナログ信号に変換して端子４から送出
するように構成されている。すなわち、この装置ではエ
コーの消去に関する動作はディジタル処理により行う。
アナログディジタル変換回路６の出力は減算回路７で擬
似エコー信号と差し引がれ、エコーが消去される。
似エコー信号と差し引がれ、エコーが消去される。
端子１に到来する受信信号はアナログディジタル変換回
路９によりディジタル信号に変換され、Ｎ段の縦続接続
された遅延回路１２．〜１２．に供給される。この遅延
回路１２．〜１２Ｎの各接続点がら分岐された信号は、
それぞれ乗算回路１３＋〜１３ｓに与えられ、その出力
は一つの加算回路１４で加算されて減算回路７の一方の
入力に印加される。この乗算回路１３．〜１３．には係
数回路１５からその重み係数の値が供給されるが、この
装置では二つの係数回路１５および１５′を備え、選択
回路２２によりそのいずれかの出力を選択して乗算回路
１３．〜１３、に与えるように構成されている。係数回
路１５はＮ段の重み付は信号を発生する回路であり、係
数回路１５′はに段までの重み付は信号を発生する回路
である。
路９によりディジタル信号に変換され、Ｎ段の縦続接続
された遅延回路１２．〜１２．に供給される。この遅延
回路１２．〜１２Ｎの各接続点がら分岐された信号は、
それぞれ乗算回路１３＋〜１３ｓに与えられ、その出力
は一つの加算回路１４で加算されて減算回路７の一方の
入力に印加される。この乗算回路１３．〜１３．には係
数回路１５からその重み係数の値が供給されるが、この
装置では二つの係数回路１５および１５′を備え、選択
回路２２によりそのいずれかの出力を選択して乗算回路
１３．〜１３、に与えるように構成されている。係数回
路１５はＮ段の重み付は信号を発生する回路であり、係
数回路１５′はに段までの重み付は信号を発生する回路
である。
消去量検出回路２１は減算回路７の入出力信号を入力し
て、残留エコーを監視し、その残留エコーが所定の値よ
り大きいか小さいかにより、選択回路２２に制御信号を
与えるように構成されている。
て、残留エコーを監視し、その残留エコーが所定の値よ
り大きいか小さいかにより、選択回路２２に制御信号を
与えるように構成されている。
また、Ｋ＋１番目からＮ番目までの遅延回路１２の各出
力にはゲート回路２３が挿入され、選択回路２２の制御
信号と同一の信号により制御される。すなわち、消去量
検出回路２１が検出する残留エコーが大きいときには初
期収束時であり、このときには選択回路２２は係数回路
１５′の出力を選択し、ゲート回路２３を遮断して、有
効な段数をＫにする。また消去量検出回路２１が検出す
る残留エコーが小さいときには定常状態であり、このと
きには、選択回路２２は係数回路１５の出力を選択し、
ゲート回路２３は導通状態として、Ｎ段全ての遅延回路
を有効にする。
力にはゲート回路２３が挿入され、選択回路２２の制御
信号と同一の信号により制御される。すなわち、消去量
検出回路２１が検出する残留エコーが大きいときには初
期収束時であり、このときには選択回路２２は係数回路
１５′の出力を選択し、ゲート回路２３を遮断して、有
効な段数をＫにする。また消去量検出回路２１が検出す
る残留エコーが小さいときには定常状態であり、このと
きには、選択回路２２は係数回路１５の出力を選択し、
ゲート回路２３は導通状態として、Ｎ段全ての遅延回路
を有効にする。
このように構成された装置では、この装置が起動すると
きになんらかの信号が到来すると、反響路５でエコーが
生じ、これが消去量検出回路２１に現れる。しかし、起
動時には擬似エコーは正しく発生していないので、減算
回路７ではこのエコーが十分に消去されずに、消去量検
出回路２１で大きい残留エコーが観測される。したがっ
て、その消去量検出回路２１の出力により選択回路２２
は次数がＫである係数回路１５’を選択し、ゲート回路
２３を非導通状態にして有効な段数をＫにする。この状
態で急速にこの擬似エコーを発生する回路が収束して、
正しい擬似エコーを発生するようになると、消去量検出
回路２１で観測される残留エコーは次第に小さくなる。
きになんらかの信号が到来すると、反響路５でエコーが
生じ、これが消去量検出回路２１に現れる。しかし、起
動時には擬似エコーは正しく発生していないので、減算
回路７ではこのエコーが十分に消去されずに、消去量検
出回路２１で大きい残留エコーが観測される。したがっ
て、その消去量検出回路２１の出力により選択回路２２
は次数がＫである係数回路１５’を選択し、ゲート回路
２３を非導通状態にして有効な段数をＫにする。この状
態で急速にこの擬似エコーを発生する回路が収束して、
正しい擬似エコーを発生するようになると、消去量検出
回路２１で観測される残留エコーは次第に小さくなる。
この残留エコーの値が所定の値以下になると、消去量検
出回路２１の出力により、選択回路２２は次数の大きい
係数回路１５を選択し、ゲート回路２３を導通状態にす
るように切り換えられる。この状態でさらに適性な擬似
エコーを発生することができるようになって定常の動作
状態に移行する。
出回路２１の出力により、選択回路２２は次数の大きい
係数回路１５を選択し、ゲート回路２３を導通状態にす
るように切り換えられる。この状態でさらに適性な擬似
エコーを発生することができるようになって定常の動作
状態に移行する。
このように、本発明の回路では定常状態に移行するまで
の時間をきわめて短くし、定常状態では制御次数の大き
い良好なエコー消去を行うことができる。
の時間をきわめて短くし、定常状態では制御次数の大き
い良好なエコー消去を行うことができる。
第２図は本発明第二の実施例装置ブロック構成図である
。この例は、畳み込み演算を一つのプログラム制御され
た演算回路２７で行う例である。実効する演算は上記第
一の実施例と同等であるが、多段の遅延回路および重み
付けを行うための乗薫回路を個別に設けることなく、こ
れをプログラム演算で実効するものである。
。この例は、畳み込み演算を一つのプログラム制御され
た演算回路２７で行う例である。実効する演算は上記第
一の実施例と同等であるが、多段の遅延回路および重み
付けを行うための乗薫回路を個別に設けることなく、こ
れをプログラム演算で実効するものである。
すなわちアナログディジタル変換回路９の出力はＸレジ
スタ２５にあたえられ、Ｎサンプリング周期にわたりそ
の信号情頼が蓄積される。これが並列的に畳み込み演算
回路２７に入力して、上述の重み付けおよび合成が実行
される。このときの畳み込み演算の次数は次数決定回路
２６の出力により制御される。また必要な係数の値は係
数回路１５から供給され、これは、Ｈレジスタ２８およ
び加算回路２９により構成されるループ回路により、時
系列的に畳み込み演算回路２７に供給される。
スタ２５にあたえられ、Ｎサンプリング周期にわたりそ
の信号情頼が蓄積される。これが並列的に畳み込み演算
回路２７に入力して、上述の重み付けおよび合成が実行
される。このときの畳み込み演算の次数は次数決定回路
２６の出力により制御される。また必要な係数の値は係
数回路１５から供給され、これは、Ｈレジスタ２８およ
び加算回路２９により構成されるループ回路により、時
系列的に畳み込み演算回路２７に供給される。
この回路でも同様に、畳み込み演算の次数Ｎが、初期収
束時にはＫをとるように制御され、定常状態に急速に収
束し、定常状態では良好にエコー消去を実行することが
できる。
束時にはＫをとるように制御され、定常状態に急速に収
束し、定常状態では良好にエコー消去を実行することが
できる。
この畳み込み演算と等価な演算を実行するプログラム演
算回路は、この構成以外にもさまざまに構成することが
でき、これらによっても同様に本発明を実施することが
できる。
算回路は、この構成以外にもさまざまに構成することが
でき、これらによっても同様に本発明を実施することが
できる。
畳み込み演算の次数変更は上述の例のように、２段階に
限らず、さらに多段階に変更することができる。これは
次数Ｎがきわめて大きい値であるときにさらに有効であ
る。
限らず、さらに多段階に変更することができる。これは
次数Ｎがきわめて大きい値であるときにさらに有効であ
る。
次数の変更は、上述のように残留エコーを観測して実行
しなくとも、一定のタイマ回路などにより実行すること
もできる。
しなくとも、一定のタイマ回路などにより実行すること
もできる。
第３図はこの実施例装置の効果を示す動作特性図である
。すなわち上述の次数Ｎを１０から８０に切り換える場
合には、次数Ｎを８０に固定する場合にくらべて初期収
束の時間が短縮される様子がわかる。
。すなわち上述の次数Ｎを１０から８０に切り換える場
合には、次数Ｎを８０に固定する場合にくらべて初期収
束の時間が短縮される様子がわかる。
第４図は次数Ｎの値をパラメタとしてエコー消去量を示
す図である。次数が大きいほどエコー消去量は良好であ
り、次数が小さいほどその立ち上がりがよいことがわか
る。実線で示す図は次数を５００ずつ段階的に変更した
場合をシュミレートしたものである。
す図である。次数が大きいほどエコー消去量は良好であ
り、次数が小さいほどその立ち上がりがよいことがわか
る。実線で示す図は次数を５００ずつ段階的に変更した
場合をシュミレートしたものである。
つぎに、この畳み込み演算を定量的に説明する。
擬似エコー出力信号Ｙ （ｔｌはよく知られているよう
に、インパルス応答波形をｈ （ｔｌ、受信入力波形を
である。この式（１）をディジタル信号処理技術で実現
するため、データを離散値系に置きなおし、受信入力信
号、擬似インパルス応答信号をベクトル表示すると、ｔ
＝ｊＴ（Ｔは標本間隔）として、ハ。
に、インパルス応答波形をｈ （ｔｌ、受信入力波形を
である。この式（１）をディジタル信号処理技術で実現
するため、データを離散値系に置きなおし、受信入力信
号、擬似インパルス応答信号をベクトル表示すると、ｔ
＝ｊＴ（Ｔは標本間隔）として、ハ。
ｈ’ ＝ （ｈ’ （１）、 ｈ’ （２）
、 ＝ −・、 ｈＪ （ｎｌ）−・・・−ｍ−
・−（２） ｘｊ＝ （ｘ ｊ、 ｘ ｊ−１，−−−、ｘ ｊ
−Ｎ＋１）・・・−・−・−・（３） となり、式（４）はトランスバーサル形式で実現が可能
である。ただし、Ｎはインパルス応答に有効な次数であ
る。
、 ＝ −・、 ｈＪ （ｎｌ）−・・・−ｍ−
・−（２） ｘｊ＝ （ｘ ｊ、 ｘ ｊ−１，−−−、ｘ ｊ
−Ｎ＋１）・・・−・−・−・（３） となり、式（４）はトランスバーサル形式で実現が可能
である。ただし、Ｎはインパルス応答に有効な次数であ
る。
次に１時刻で、このインパルス応答波形ｈＪは真のエコ
ー信号Ｙｊから擬似エコー出力信号Ｙｊを差し引いた残
留エコーｅ ｊ （＝Ｙｊ −Ｙｊ ）の平均電力
ｅ ＪＺを最小になるようなｈ・を求める。
ー信号Ｙｊから擬似エコー出力信号Ｙｊを差し引いた残
留エコーｅ ｊ （＝Ｙｊ −Ｙｊ ）の平均電力
ｅ ＪＺを最小になるようなｈ・を求める。
この作成方法は例えば、学習同定法（野田、雨雲「シス
テムの学習同定法」計測と制御、ｖｏｌ、７＋Ｎｏ、９
．Ｐ５９７〜Ｐ６０５ 昭和４３年９月）によれば、
Δｈ’−’ ＝ ｅｘ ｅ ｊ−１ｘ’−’ ／ ｌ
ｌ ｘＪ−’ ＩＩ ２−・−・−一−（６１ により求められる。ただし、αは修正係数１１１１”は
入力電力を示す。
テムの学習同定法」計測と制御、ｖｏｌ、７＋Ｎｏ、９
．Ｐ５９７〜Ｐ６０５ 昭和４３年９月）によれば、
Δｈ’−’ ＝ ｅｘ ｅ ｊ−１ｘ’−’ ／ ｌ
ｌ ｘＪ−’ ＩＩ ２−・−・−一−（６１ により求められる。ただし、αは修正係数１１１１”は
入力電力を示す。
式（２）、（３）は第１図に示すように各回路を配置す
ることにより実現できる。
ることにより実現できる。
一方、修正回路にて、残留エコーｅｊと受信入力信号ｘ
ｊ とにより、式（１）で示した修正量Δｈｊを求め、
係数ｈＪを求める。このように求めた係数ｈ Ｊ、すな
わちインパルス応答波形を離散値系にした係数を先に述
べた受信入力信号ｚＪとにより、式（４）の演算を行い
擬似エコー出力信号Ｙｊを求める。
ｊ とにより、式（１）で示した修正量Δｈｊを求め、
係数ｈＪを求める。このように求めた係数ｈ Ｊ、すな
わちインパルス応答波形を離散値系にした係数を先に述
べた受信入力信号ｚＪとにより、式（４）の演算を行い
擬似エコー出力信号Ｙｊを求める。
このように第１図に示される構成で、式（１）および（
２）によってエコーキャンセラの動作が実現されること
になる。
２）によってエコーキャンセラの動作が実現されること
になる。
一方、その収束動作については、論文（野田：「学習同
定法における雑音およびパラメータ変動の影響」、計測
と制御、ｖｏｌ、８． Ｎｏ、５． Ｐ３０６昭和４４
年５月）に記載されている。
定法における雑音およびパラメータ変動の影響」、計測
と制御、ｖｏｌ、８． Ｎｏ、５． Ｐ３０６昭和４４
年５月）に記載されている。
ところで、エコーキャンセラをスピーカからマイクに廻
り込む反響信号を消去するような系に適用させた場合に
は、そのインパルス応答長は１５０ｍ５ｅｃ〜５００ｍ
５ｅｃ （誤差電力の二乗振幅が最大値から６０ｄＢ
ｄｏｗｎするのでの時間）である（本島、古川「通信会
議室の音響エコー径路特性」昭和５９年度電子通信学会
総合全国大会Ｎｏ、２３４６ ）また、通常の通信会議
システムでは、エコー消去量が３０ｄＢ程度必要といわ
れている。いま、応答として指数減衰を仮定しタップ数
打ち切りによる電力をエコー径路に加わる雑音として評
価すれば、所要インパルス長は７５〜２５０ｍ５ｅｃと
なる。
り込む反響信号を消去するような系に適用させた場合に
は、そのインパルス応答長は１５０ｍ５ｅｃ〜５００ｍ
５ｅｃ （誤差電力の二乗振幅が最大値から６０ｄＢ
ｄｏｗｎするのでの時間）である（本島、古川「通信会
議室の音響エコー径路特性」昭和５９年度電子通信学会
総合全国大会Ｎｏ、２３４６ ）また、通常の通信会議
システムでは、エコー消去量が３０ｄＢ程度必要といわ
れている。いま、応答として指数減衰を仮定しタップ数
打ち切りによる電力をエコー径路に加わる雑音として評
価すれば、所要インパルス長は７５〜２５０ｍ５ｅｃと
なる。
一般に、エコーキャンセラの次数は、エコー径路の応答
と所要の消去量を考慮して決められる。
と所要の消去量を考慮して決められる。
このため、離散値系でエコー消去に必要な次数Ｎは音声
帯域を７ ｋＨｚとすると、サンプリング周波数は１６
ｋＨｚとなるため、 ２５０ｍ５ｅｃ÷１ ／ （１６Ｘ１０３） ＝４００
０となる。
帯域を７ ｋＨｚとすると、サンプリング周波数は１６
ｋＨｚとなるため、 ２５０ｍ５ｅｃ÷１ ／ （１６Ｘ１０３） ＝４００
０となる。
以上説明したように、本発明によれば、装置の初期収束
時に、畳み込み演算の次数を小さい値から大きい値に変
更することにより、収束のための時間を短縮し、しかも
定常状態では良好なエコー消去特性となる装置が得られ
る。
時に、畳み込み演算の次数を小さい値から大きい値に変
更することにより、収束のための時間を短縮し、しかも
定常状態では良好なエコー消去特性となる装置が得られ
る。
次数を残留エコーの量を観測することにより行えば、最
も適当なタイミングで次数の切り換えを行うことができ
る効果がある。
も適当なタイミングで次数の切り換えを行うことができ
る効果がある。
第１図は本発明第一実施例装置のブロック構成図。
第２図は本発明第二実施例装置のブロック構成図。
第３図は本発明実施例装置の動作特性図。
第４図は次数Ｎをパラメタとするエコー消去量特性図。
第５図は従来例装置のブロック構成図。
第６図はその動作特性図。
革 １２
も４ 図
尼５ 副
Claims (4)
- （１）反響路の擬似インパルス応答および入力信号を用
いてＮ次（Ｎは２以上の整数）の畳み込み演算により擬
似エコーを生成する手段と、 この擬似エコーと真のエコーとの差分を演算する手段と
、 この差分が小さくなるように上記擬似インパルス応答を
自動的に修正する手段と を備えた エコーキャンセラにおいて、 上記畳み込み演算の有効な次数が、上記ＮおよびこのＮ
より小さい数Ｋ（Ｋは整数）の少なくとも２通りをとる
ことができるように設定され、初期収束時にはＫをとり
、定常制御時にはＮをとるように制御する手段を備えた ことを特徴とするエコーキャンセラ。 - （２）擬似エコーを生成する手段には、 入力信号を一定のサンプリング周期でＮ段にわたり遅延
させる遅延回路と、 このＮ段の遅延回路の各接続点の信号を分岐してそれぞ
れ重み付けする回路と を含み、 有効な次数は、上記遅延回路および重み付けする回路の
有効な段数である特許請求の範囲第（１）項に記載のエ
コーキャンセラ。 - （３）擬似エコーを生成する手段には、入力信号を一定
のサンプリング周期でＮ段にわたり遅延させ、このＮ段
の遅延させた信号についてそれぞれ重み付けを行うプロ
グラム演算回路を含む特許請求の範囲第（１）項に記載
のエコーキャンセラ。 - （４）制御する手段は、信号通路の残留エコーを観測し
、この残留エコーが所定の値以下であるか否かにより、
定常制御時と初期収束時とを自動的に判別する手段を含
む特許請求の範囲第（１）項に記載のエコーキャンセラ
。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP19411584A JPS6171727A (ja) | 1984-09-14 | 1984-09-14 | エコ−キヤンセラ |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP19411584A JPS6171727A (ja) | 1984-09-14 | 1984-09-14 | エコ−キヤンセラ |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS6171727A true JPS6171727A (ja) | 1986-04-12 |
Family
ID=16319169
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP19411584A Pending JPS6171727A (ja) | 1984-09-14 | 1984-09-14 | エコ−キヤンセラ |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPS6171727A (ja) |
Cited By (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS63234732A (ja) * | 1987-03-24 | 1988-09-30 | Matsushita Electric Ind Co Ltd | 音響エコ−キヤンセラ |
| WO1995031051A1 (fr) * | 1994-05-07 | 1995-11-16 | Ntt Mobile Communications Network Inc. | Compensateur d'echo et son procede d'apprentissage |
Citations (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS58161415A (ja) * | 1982-03-18 | 1983-09-26 | Ricoh Co Ltd | 自動等化器 |
-
1984
- 1984-09-14 JP JP19411584A patent/JPS6171727A/ja active Pending
Patent Citations (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS58161415A (ja) * | 1982-03-18 | 1983-09-26 | Ricoh Co Ltd | 自動等化器 |
Cited By (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS63234732A (ja) * | 1987-03-24 | 1988-09-30 | Matsushita Electric Ind Co Ltd | 音響エコ−キヤンセラ |
| WO1995031051A1 (fr) * | 1994-05-07 | 1995-11-16 | Ntt Mobile Communications Network Inc. | Compensateur d'echo et son procede d'apprentissage |
| US6061444A (en) * | 1994-05-07 | 2000-05-09 | Ntt Mobile Communications Network, Inc. | Echo canceler and method for learning for the same |
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