JP2654894B2 - 反響消去装置およびその方法 - Google Patents

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【産業上の利用分野】この発明は、２線４線変換系およ
び拡声通話系などにおいてハウリングの原因および聴覚
上の障害となる反響信号を消去する反響消去装置および
反響信号消去方法に関するものである。

【０００２】

【従来の技術】衛星通信や音声会議の普及に伴い、同時
通話性能に優れ、反響感の少ない通話装置の提供が望ま
れている。この要求を満たすものとして反響消去装置が
ある。図４Ａに従来の反響消去装置を示し、拡声通話に
用いた場合である。受話信号ｘ（ｔ）を受ける受話入力
端１からスピーカ２に至る受話系と、マイクロホン３か
ら送話出力端４に至る送話系とからなる通話系におい
て、Ａ／Ｄ変換器５により受話信号ｘ（ｔ）がサンプル
値化され、そのサンプル値化された受話信号ｘ（ｎ）が
擬似反響路６へ供給され、擬似反響路６から擬似反響信
号ｙ（ｎ）^h が出力される。Ａ／Ｄ変換器７によりマイ
クロホン３に入力された反響信号ｙ（ｔ）がサンプル値
化され、そのサンプル値化された反響信号ｙ（ｎ）から
擬似反響信号ｙ（ｎ）^h を減算器８で差し引くことによ
り送話出力端４へ供給される反響信号ｙ（ｎ）は消去さ
れる。

【０００３】ここで擬似反響路６は、スピーカ２からマ
イクロホン３へ達する反響路の経時変動に追従する必要
がある。擬似反響路６は例えばディジタルＦＩＲフィル
タを用いて構成され、減算器８の出力である残差ｅ
（ｎ）＝ｙ（ｎ）−ｙ（ｎ）^h が０に近づくように、学
習同定法、ＬＭＳ法、ＥＳ法、またはＲＬＳ法などを用
いた推定回路９によってフィルタ係数の逐次修正を行
う。このように擬似反響路６の修正が行われることによ
って、常に最適な反響消去が維持される。反響消去され
たマイクロホン３の送話出力はＤ／Ａ変換器１０でアナ
ログ信号に変換されて送話出力端４へ供給される。

【０００４】次に、従来のフィルタ係数修正手法につい
て説明する。先ず、ＬＭＳ法、学習同定法などの勾配形
適応アルゴリズムは、次のように表わされる。 ｈ（ｎ＋１）^vh＝ｈ（ｎ）^vh ＋α［−Δ（ｎ）］ （１） だだし、 ｈ（ｎ）^vh＝（ｈ₁ （ｎ）^h ，ｈ₂ （ｎ）^h ，……，ｈ
_L （ｎ）^h ）^T ：擬似反響路（ＦＩＲフィルタ）係数 Δ（ｎ）：（平均）２乗誤差の勾配ベクトル α：ステップサイズ（スカラ量） Ｌ：タップ数^T ：ベクトルの転置 ｎ：離散化時間 （平均）２乗誤差の勾配ベクトルΔ（ｎ）は、例えば、
ＬＭＳ法では Δ（ｎ）＝−ｅ（ｎ）・ｘ（ｎ）^v 学習同定法では Δ（ｎ）＝−ｅ（ｎ）・ｘ（ｎ）^v ／（ｘ（ｎ）^v ）^T ・ｘ（ｎ）^v となる。ただし、 ｅ（ｎ）：推定誤差（＝ｙ（ｎ）−ｙ（ｎ）^h ） ｙ（ｎ）^vh＝（ｈ（ｎ）^vh）^T ・ｘ（ｎ）^v ｘ（ｎ）^v ＝（ｘ（ｎ），ｘ（ｎ−１），……，ｘ（ｎ
−Ｌ＋１））^T ：受話信号ベクトル である。

【０００５】次に、ＥＳ法は、従来スカラ量として与え
られていたステップサイズαをステップサイズ行列Ａ^m
という対角行列に拡張したもので、 （ｈ（ｎ＋１）^vh）^T ＝ｈ（ｎ）^vh＋Ａ^m ［−Δ（ｎ）］ （２） ただし、 Ａ^m ＝ｄｉａｇ［α₁ ，α₂ ，……，α_L ］：ステップ
サイズ行列 α_i ＝α₀ γ^i-1 （ｉ＝１，２，……，Ｌ） γ：音響エコー経路のインパルス応答変動量の指数減衰
率（０＜γ＜１） と表わされる。

【０００６】擬似反響路６がディジタルＦＩＲフィルタ
で構成される場合には、そのフィルタ係数ｈ（ｎ）^vhは
室内インパルス応答ｈ（ｎ）^v を直接模擬したものとな
っている。従って、反響路の変動に応じて必要なフィル
タ係数修正の大きさは、室内インパルス応答の変動量と
一致する。そこで、フィルタ係数修正動作における修正
幅を表わすステップサイズ行列Ａ^m は、インパルス応答
の経時変動特性で重み付けられている。一般に室内音場
におけるインパルス応答変動量は、減衰率γを用いた指
数関数として表わされる。ステップサイズ行列Ａ^m の対
角成分α_i （ｉ＝１，２，……，Ｌ）は、図４Ｂに示す
ようにｉの増加に伴ってα₀ からインパルス応答の指数
減衰特性と同じ傾きで指数減衰し０に漸近する。以上の
詳細は特願昭６３−４５１６３、特願平２−２４５１８
７、特願平３−４４９２９、特願平３−６０５３８に記
載されている。このアルゴリズムは、人や物の移動によ
りインパルス応答が変動する場合に、その変動量（イン
パルス応答の差）はインパルス応答と同じ減衰率で指数
減衰するという音響学的知見を利用したものである。変
動の大きいインパルス応答の初期の係数は大きなステッ
プで、変動の小さいインパルス応答の後期の係数は小さ
なステップで修正することにより、収束速度の大きな反
響消去装置を提供することができる。

【０００７】ＥＳ法を学習同定法に適用すれば、擬似反
響路６は（３）式に従って逐次修正され、擬似反響路６
のインパルス応答ｈ（ｎ）^vhは真の反響路のインパルス
応答ｈ（ｎ）^v に近づいてゆく。 ｈ（ｎ＋１）^vh＝ｈ（ｎ）^vh ＋（Ａ^m ・ｅ（ｎ）・ｘ（ｎ）^v ／ （ｘ（ｎ）^v ）^T ・ｘ（ｎ）^v ） （３） 一方、収束速度が早いことで知られる適応アルゴリズム
として、ＲＬＳ（ｒｅｃｕｒ ｓｉｖｅ ｌｅａｓｔ−
ｓｑｕａｒｅｓ：逐次最小２乗）法がある。ＲＬＳ法
は、有色信号に対しても白色信号とほぼ同程度の収束速
度が得られることが大きな特長である。ＲＬＳ法による
ｈ（ｎ）^vhの逐次修正式は次のように表わされる。

【０００８】 ｋ（ｎ）^v ＝ν^-1・Ｐ（ｎ）^m ・ｘ（ｎ）^v ／(1＋ν^-1・（ｘ（ｎ）^v ) ^T ・Ｐ（ｎ）^m ・ｘ（ｎ）^v ） （４） ｈ（ｎ＋１）^vh＝ｈ（ｎ）^vh＋ｅ（ｎ）・ｋ（ｎ）^v （５） Ｐ（ｎ＋１）^m ＝ν^-1［Ｐ（ｎ）^m − ｋ（ｎ）^v ・（ｘ（ｎ）^v ）^T ・Ｐ（ｎ）^m ］ （６） ただし、 ｋ（ｎ）^v ：Ｌ次元ゲインベクトル Ｐ（ｎ）^m ：Ｌ×Ｌ係数誤差共分散行列 ν：忘却係数（０＜ν≦１） 行列Ｐ（ｎ）^m は入力信号の共分散行列の逆行列として
定義され、インパルス応答が時不変でｈ₀ ^V と表わされ
る場合には、係数誤差の共分散行列 Ｐ（ｎ）^m ＝Ｅ［｛ｈ₀ ^V −ｈ（ｎ）^vh｝｛ｈ₀ ^V −（ｈ（ｎ）^vh）^T ｝］ （７） とみなせる。ただし、Ｅ［・］は期待値である。

【０００９】図５に、ＲＬＳ法を用いた推定回路９の内
部の一例を示し、図４Ａと対応する部分には同一符号を
付けてある。受話信号ｘ（ｎ）は受話信号記憶回路１１
で受話信号ベクトルｘ（ｎ）^v とされる。受話信号ベク
トルｘ（ｎ）^V と、係数誤差共分散行列記憶回路１２か
らの係数誤差共分散行列Ｐ（ｎ）^m と、忘却係数記憶回
路１３からの忘却係数νとは、ゲイン演算回路１４に供
給され、（４）式の演算が行われる。得られたゲインベ
クトルｋ（ｎ）^v は、ゲイン記憶回路１５に記憶され
る。ゲインベクトルｋ（ｎ）^v と誤差ｅ（ｎ）は演算回
路１６に供給され、（５）式右辺第２項が演算され、そ
の出力は加算器１７へ供給されてタップ係数記憶回路１
８からのｈ（ｎ） ^vhに加算されてｈ（ｎ＋１）^vhが得ら
れる。演算結果ｈ（ｎ＋１）^vhは、図４Ａ中の擬似反響
路６へ出力されると同時に、タップ係数記憶回路１８の
値を更新する。

【００１０】係数誤差共分散行列記憶回路１２からの係
数誤差共分散行列Ｐ（ｎ）^m 、ゲイン記憶回路１５から
のゲインベクトルｋ（ｎ）^v 、受話信号記憶回路１１か
らの受話信号ベクトルｘ（ｎ）^V 、忘却係数記憶回路１
３からの忘却係数νは、更新回路１９に供給され、
（６）式の演算を行い係数誤差共分散行列記憶回路１２
の値Ｐ（ｎ）^m を更新する。

【００１１】以上の操作により、図４Ａ中の擬似反響路
６は逐次修正され、擬似反響路６のインパルス応答ｈ
（ｎ＋１）^vhは真の反響路のインパルス応答ｈ（ｎ＋
１）^v に近づいてゆく。

【００１２】

【発明が解決しようとする課題】ＲＬＳ法は、入力が白
色信号の場合には、学習同定法とほぼ同程度の収束速度
となり、収束が遅いという問題があった。この発明は上
記の問題点に鑑みてなされたもので、ＲＬＳ法において
考慮されていない音響エコー経路のインパルス応答の変
動特性を反映させることにより、収束速度の大きな反響
消去装置およびその方法を提供することを目的とする。

【００１３】

【課題を解決するための手段】この発明によれば、ＲＬ
Ｓ法に含まれる係数誤差共分散行列Ｐ（ｎ）^m にインパ
ルス応答の変動の期待値を表わす修正行列Ａ^m を加算す
ることにより、ＲＬＳ法に音響エコー経路のインパルス
応答の変動特性を反映させたことを特徴とする。

【００１４】このようにしたから、ＲＬＳ法を用いた従
来の装置に比べて、収束速度を約２倍にした反響消去装
置および反響消去方法を得ることができる。以下この発
明の要部の動作原理を説明する。係数誤差共分散行列Ｐ
（ｎ）^m は Ｐ（ｎ）^m ＝Ｅ［｛ｈ₀ ^V −ｈ（ｎ）^Vh｝｛ｈ₀ ^V −（ｈ（ｎ）^Vh）^T ｝］ （８） と見なせる。音響エコー経路のインパルス応答の変動量
は、インパルス応答と同じ減衰率で指数減衰するから、
係数誤差共分散行列Ｐ（ｎ）^m の対角成分もまたインパ
ルス応答と同じ減衰率で指数減衰することが望ましい。
そこで、Ｐ（ｎ）^m にそのような特性を持たせるため
に、インパルス応答の変動の期待値を表す修正行列Ａ^m
（対角行列）を加算した次のアルゴリズムでフィルタ係
数の修正を行うものとする。

【００１５】 ｋ（ｎ）^v ＝ν^-1・Ｐ（ｎ）^m ・ｘ（ｎ）^v ／(1＋ν^-1・（ｘ（ｎ）^v ）^T ・Ｐ（ｎ）^m ・ｘ（ｎ）^v ） （９） ｈ（ｎ＋１）^vh＝ｈ（ｎ）^vh＋ｅ（ｎ）・ｋ（ｎ）^v (1０） Ｐ（ｎ＋１）^m ＝ν^-1［Ｐ（ｎ）^m − ｋ（ｎ）^v ・（ｘ（ｎ）^v ）^T ・Ｐ（ｎ）^m ］＋Ａ^m (1１） ただし、 Ａ^m ＝ｄｉａｇ［α₁ ，α₂ ，……，α_L ］：修正行列 α_i ＝α₀ γ^i-1 （ｉ＝１，２，……，Ｌ） γ：音響エコー経路のインパルス応答変動量の指数減衰
率（０＜γ＜１） である。忘却係数νは１としてもよい。（９）（１０）
（１１）式がこの発明であり、従来のＲＬＳ法（４）
（５）（６）式と比較すれば、（９）（１０）式は
（４）（５）式と同じであり、（１１）式に修正行列Ａ
^m が加算されている点が（６）式と異なる。なお、Ａ^m
＝０のときには、この発明は従来のＲＬＳ法と一致す
る。

【００１６】

【実施例】図１にこの発明の実施例の要部である推定回
路２０の内部の一例を示し、図５と対応する部分には同
一符号を付けてある。受話信号ｘ（ｎ）は受話信号記憶
回路１１で受話信号ベクトルｘ（ｎ）^v とされる。受話
信号ベクトルｘ（ｎ）^v と、係数誤差共分散行列記憶回
路１２からの係数誤差共分散行列Ｐ（ｎ）^m と、忘却係
数記憶回路１３からの忘却係数νとは、ゲイン演算回路
１４に供給され、（９）式の演算が行なわれ、得られた
ゲインベクトルｋ（ｎ）^v は、ゲイン記憶回路１５に記
憶される。ゲインベクトルｋ（ｎ）^v と誤差ｅ（ｎ）は
演算回路１６に供給され、（１０）式右辺第２項が演算
され、その出力は加算器１７へ供給されてタップ係数記
憶回路１８からのｈ（ｎ）^vhに加算されてｈ（ｎ＋１）
^vhが得られる。演算結果ｈ（ｎ＋１）^vhは図４Ａ中の擬
似反響路６へ出力されると同時に、タップ係数記憶回路
１８の値を更新する。

【００１７】係数誤差共分散行列記憶回路１２からの係
数誤差共分散行列Ｐ（ｎ）^m 、ゲイン記憶回路１５から
のゲインベクトルｋ（ｎ）^v 、受話信号記憶回路１１か
らの受話信号ベクトルｘ（ｎ）^V 、忘却係数記憶回路１
４からの忘却係数νは、更新回路１９に供給され、（１
１）式右辺第１項が演算される。修正行列記憶回路２１
には修正行列（対角行列）Ａ^m が記憶される。更新回路
１９の出力と修正行列記憶回路２１からの修正行列Ａ^m
は加算器２２へ供給されて、（１１）式が演算され係数
誤差共分散行列記憶回路１２の値を更新する。

【００１８】図４Ａ中の擬似反響路６がディジタルＦＩ
Ｒフィルタで構成される場合には、そのフィルタ係数ｈ
（ｎ）^vhは室内インパルス応答ｈ（ｎ）^v を直接模擬し
たものとなっている。従って、反響路が変動した直後の
係数誤差は、室内インパルス応答の変動量と一致する。
そこで、係数誤差共分散行列Ｐ（ｎ）^m の対角成分に、
インパルス応答の変動の期待値を表わす修正行列Ａ
^m （対角行列）を加算することによって、室内インパル
ス応答の変動特性を反映させることができる。一般に室
内音場におけるインパルス応答変動量は減衰率γを用い
た指数関数として表わされる。修正行列Ａ^m の対角成分
α_i （ｉ＝１，２，……，Ｌ）は図４Ｂに示したように
ｉの増加に伴ってα₀ からインパルス応答の指数減衰特
性と同じ傾きで指数減衰し０に漸近する。

【００１９】以上の操作により、図４Ａ中の擬似反響路
６は逐次修正され、擬似反響路６のインパルス応答ｈ
（ｎ）^vhは真の反響路のインパルス応答ｈ（ｎ）^v に近
づいてゆく。反響消去装置を複数のＤＳＰ（デジタルシ
グナルプロセッサ）チップで構成する場合には、図２に
示すようにα_i の指数減衰曲線を階段状に近似し、各チ
ップ毎に一定のα_i を設定することも可能である。これ
により、演算量と記憶容量が削減できる。

【００２０】この発明装置における収束特性の計算機シ
ミュレーションを行なった。計算機シミュレーションに
は、計算機で作成した指数減衰するインパルス応答（６
４タップ）を使用した。受話信号には白色信号と音声信
号を用い、反響信号には定常消去量≒３０ｄＢとなるよ
うに近端雑音を加えた。インパルス応答は時刻ｎ＝１０
００で変化させた。収束曲線は５０回の試行の平均値で
ある。

【００２１】この発明装置を従来のＲＬＳ法を用いた装
置と比較した場合の反響消去量の収束特性を図３Ａおよ
び図３Ｂに示す。ここでは、定常消去量≒３０ｄＢとな
るように、ＲＬＳ法の忘却係数およびこの発明の修正行
列の対角成分の平均値α^a α^a ＝（１／Ｌ）Σα_i ＝（α₀ ／Ｌ）（１−γ^L ）／（１−γ） を設定した。この発明装置は、入力信号として白色雑音
を用いた場合（図３Ａ）には、反響消去量１０ｄＢに達
する収束速度はＲＬＳ法を用いた従来装置の約２．６
倍、２０ｄＢに達する収束速度は約２．２倍になること
がわかる。また、入力信号として音声信号を用いた場合
（図３Ｂ）には、反響消去量１０ｄＢに達する収束速度
はＲＬＳ法を用いた従来装置の約３．４倍、２０ｄＢに
達する収束速度は約１．７倍になることがわかる。

【００２２】拡声通話系では人の移動などによる反響路
の変動が多く、これに迅速に適応できることは大きな利
点となる。以上、音場のインパルス応答の変動量が指数
減衰特性を持つ場合について説明したが、他の任意の変
動特性であってもよい。また、インパルス応答の変動特
性を近似して修正行列の対角成分α_i を設定してもよ
い。ディジタルフィルタとしてＦＩＲフィルタで説明し
たが、他の任意のディジタルフィルタであってもよい。

【００２３】

【発明の効果】以上説明したように、この発明によれば
反響路のインパルス応答の変動の期待値を表わす修正行
列（対角行列）Ａ^m を有し、係数誤差の共分散行列Ｐ
（ｎ）^mに修正行列Ａ^m を加算することにより音響エコ
ー経路のインパルス応答の変動特性を反映させたから、
ＲＬＳ法を用いた従来の反響消去装置に比べて、収束速
度を約２倍にした反響消去装置を得ることができる。従
って通話品質が改善される効果がある。

【図面の簡単な説明】

【図１】この発明の実施例の要部である推定回路を示す
ブロック図。

【図２】修正行列Ａの対角成分α_i を階段状に近似する
一例を示す説明図。

【図３】Ａはこの発明と従来装置の収束過程のシミュレ
ーション結果（白色雑音入力）を示す説明図、Ｂはこの
発明と従来装置の収束過程のシミュレーション結果（音
声入力）を示す説明図である。

【図４】Ａは従来の反響消去装置を示すブロック図、Ｂ
は修正行列Ａの対角成分α_i を示す説明図である。

【図５】図４Ａ中の推定回路９の内部構成を示すブロッ
ク図。

Claims (3)

(57)【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】 反響路への送出信号と前記送出信号が反
   響路を経由した後の反響信号とから擬似反響路を生成
   し、前記送出信号を前記擬似反響路の入力とすることに
   より得られる擬似反響信号を前記反響信号から差し引く
   ことにより前記反響信号を消去し、 前記擬似反響路をディジタルフィルタにより構成し、前
   記ディジタルフィルタの係数をＲＬＳ（逐次最小２乗）
   法により逐次的に修正する反響消去装置において、 前記反響路のインパルス応答の変動の期待値を表す修正
   行列を記憶する記憶手段と、 前記ＲＬＳ法に含まれる係数誤差の共分散行列に前記修
   正行列を加算して、その共分散行列を修正する加算手段
   と、 を設けたことを特徴とする反響消去装置。
2. 【請求項２】 受話信号を反響路へ送出してそこから反
   響信号を得ると共に、上記受話信号を、推定されたイン
   パルス応答をフィルタ係数として有するディジタルアダ
   プティブフィルタにより構成された擬似反響路手段に通
   して擬似反響信号を生成し、上記反響信号から上記擬似
   反響信号を減算して残差信号を反響消去された信号とし
   て出力すると共に、上記残差信号と上記受話信号から上
   記擬似反響信号路手段に与える上記フィルタ係数を上記
   擬似反響路手段のインパルス応答として推定し、逐次最
   小２乗（ＲＬＳ）法に従って逐次的に修正することを繰
   り返す反響消去方法において、 上記インパルス応答推定ステップは、上記反響路のイン
   パルス応答の変動の期待値を表す修正行列を保持する修
   正行列保持ステップと、 上記ＲＬＳ法における係数誤差の共分散行列に上記修正
   行列を加算して、修正された係数誤差共分散行列を生成
   する加算ステップと、 上記修正された係数誤差共分散行列と上記受話信号のベ
   クトルとからゲインベクトルを生成するゲインベクトル
   生成ステップと、 上記修正された係数誤差共分散行列と上記ゲインベクト
   ルとから更新された上記係数誤差共分散行列を生成する
   共分散行列生成ステップと、 上記ゲインベクトルと上記残差信号を乗算して修正係数
   を生成する乗算ステップと、 上記修正係数と現在の上記フィルタ係数を加算して次の
   フィルタ係数を生成し、上記擬似反響路手段に与える係
   数更新ステップ、 とを含むことを特徴とする反響消去方法。
3. 【請求項３】 上記受話信号をｘ（ｎ）、上記反響信号
   をｙ（ｎ）、上記修正行列をＡ、上記残差信号をｅ
   （ｎ）、上記擬似反響路手段のインパルス応答を表す上
   記フィルタ係数を＾ｈ（ｎ＋１）、上記修正された係数
   誤差共分散行列をＰ（ｎ＋１）、上記ゲインベクトルを
   ｋ（ｎ）とそれぞれ表すと、 上記ゲインベクトル生成ステップは ｋ（ｎ）＝（ν ^-1 ・Ｐ（ｎ）・ｘ（ｎ））／（１＋ν ^-1 ・ｘ（ｎ） ^T ・Ｐ（ｎ ）・ｘ（ｎ）） を演算するステップであり、 上記共分散行列生成ステップは ν ^-1 ［Ｐ（ｎ）−ｋ（ｎ）・ｘ（ｎ） ^T ・Ｐ（ｎ）］ を上記更新された係数誤差共分散行列として演算するステップであり、 上記加算ステップは Ｐ（ｎ＋１）＝ν ^-1 ［Ｐ（ｎ）−ｋ（ｎ）・ｘ（ｎ） ^T ・Ｐ（ｎ）］＋Ａ を上記修正された係数誤差共分散行列として演算するス
   テップであり、 ただし、 α ₁ ＝α ₀ γ ^i-1 for i＝１，２……，Ｌ Ｌ：上記擬似反響路手段を構成するディジタルアダプテ
   ィブフィルタ のタップ数 γ：０＜γ＜１の上記反響路のインパルス応答変動量の
   指数減衰率 ν：０＜ν≦１の忘却係数 である。 上記乗算ステップは上記ゲインベクトルｋ（ｎ）と上記
   残差信号ｅ（ｎ）の積ｅ（ｎ）ｋ（ｎ）を上記修正係数
   として演算し、 上記係数更新ステップは ＾ｈ（ｎ＋１）＝＾ｈ（ｎ）＋ｅ（ｎ）・ｋ（ｎ） を演算することを特徴とする請求項２記載の反響消去方
   法。