JP3180543B2 - 反響消去装置 - Google Patents
反響消去装置Info
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- JP3180543B2 JP3180543B2 JP00559694A JP559694A JP3180543B2 JP 3180543 B2 JP3180543 B2 JP 3180543B2 JP 00559694 A JP00559694 A JP 00559694A JP 559694 A JP559694 A JP 559694A JP 3180543 B2 JP3180543 B2 JP 3180543B2
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Description
【０００１】
【産業上の利用分野】この発明は、２線４線変換系およ
び拡声通話系などにおいてハウリングの原因および聴覚
上の障害となる反響信号を、反響路の特性を推定して設
定した擬似反響路よりの信号により消去する反響消去装
置、特に反響路の特性推定を射影法あるいはＥＳ射影法
により行う反響消去装置に関するものである。
び拡声通話系などにおいてハウリングの原因および聴覚
上の障害となる反響信号を、反響路の特性を推定して設
定した擬似反響路よりの信号により消去する反響消去装
置、特に反響路の特性推定を射影法あるいはＥＳ射影法
により行う反響消去装置に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】衛星通信や音声会議の普及に伴い、同時
通話性能に優れ反響感の少ない通話装置の提供が望まれ
ている。この要求を満たすものとして反響消去装置があ
る。図７は従来の反響消去装置の一例を示すブロック図
で、拡声通話の場合を示している。受話信号（入力信
号）ｘ(t) を受ける受話入力端１からスピーカ２に至る
受話系と、マイクロホン３から送話出力端４に至る送話
系とからなる通話系において、Ａ／Ｄ変換器５により受
話信号ｘ(t) がサンプル値化され、その受話信号ｘ(n)
が擬似反響路６へ供給され、擬似反響路６からの擬似反
響信号ｙ(n) ′を、マイクロホン３から入力され、Ａ／
Ｄ変換器７によりサンプル値化された反響信号ｙ(n) か
ら減算器８で差し引くことにより反響信号ｙ(n) は消去
され、その消去された残りの信号がＤ／Ａ変換器９でア
ナログ信号に変換されて送話出力端４へ出力される。
通話性能に優れ反響感の少ない通話装置の提供が望まれ
ている。この要求を満たすものとして反響消去装置があ
る。図７は従来の反響消去装置の一例を示すブロック図
で、拡声通話の場合を示している。受話信号（入力信
号）ｘ(t) を受ける受話入力端１からスピーカ２に至る
受話系と、マイクロホン３から送話出力端４に至る送話
系とからなる通話系において、Ａ／Ｄ変換器５により受
話信号ｘ(t) がサンプル値化され、その受話信号ｘ(n)
が擬似反響路６へ供給され、擬似反響路６からの擬似反
響信号ｙ(n) ′を、マイクロホン３から入力され、Ａ／
Ｄ変換器７によりサンプル値化された反響信号ｙ(n) か
ら減算器８で差し引くことにより反響信号ｙ(n) は消去
され、その消去された残りの信号がＤ／Ａ変換器９でア
ナログ信号に変換されて送話出力端４へ出力される。
【０００３】ここで擬似反響路６は、スピーカ２からマ
イクロホン３へ至る反響路１１の経時変動に追従する必
要がある。この構成例において擬似反響路６はディジタ
ルＦＩＲフィルタを用いて構成し、残差信号ｅ(n) ＝ｙ
(n) −ｙ(n) ′が０に近づくように、例えばＬＭＳ法、
学習同定法、ＥＳ法、射影法またはＥＳ射影法などを用
いた推定回路１２によってフィルタ係数の逐次修正を行
なう。このように擬似反響路６の修正が行なわれること
によって、常に最適な反響消去が維持される。
イクロホン３へ至る反響路１１の経時変動に追従する必
要がある。この構成例において擬似反響路６はディジタ
ルＦＩＲフィルタを用いて構成し、残差信号ｅ(n) ＝ｙ
(n) −ｙ(n) ′が０に近づくように、例えばＬＭＳ法、
学習同定法、ＥＳ法、射影法またはＥＳ射影法などを用
いた推定回路１２によってフィルタ係数の逐次修正を行
なう。このように擬似反響路６の修正が行なわれること
によって、常に最適な反響消去が維持される。
【０００４】前記射影法は、アルゴリズム内部で入力信
号の自己相関を取り除くことにより、音声信号のように
相関のある信号に対する収束速度を改善するという考え
方に基づいている。ここでは簡単のめた、２次の射影法
について述べる。２次の射影法により、音声信号に対す
る収束速度を学習同定法の約２倍に改善できる。２次の
射影法により擬似反響路６は次の（１）式に従って逐次
修正され、擬似反響路６のインパルス応答ｈ(n) ′は
真の反響路１１のインパルス応答ｈ(n) に近づいてゆ
く。
号の自己相関を取り除くことにより、音声信号のように
相関のある信号に対する収束速度を改善するという考え
方に基づいている。ここでは簡単のめた、２次の射影法
について述べる。２次の射影法により、音声信号に対す
る収束速度を学習同定法の約２倍に改善できる。２次の
射影法により擬似反響路６は次の（１）式に従って逐次
修正され、擬似反響路６のインパルス応答ｈ(n) ′は
真の反響路１１のインパルス応答ｈ(n) に近づいてゆ
く。
【０００５】 ｈ(n+1) ′＝ｈ(n) ′＋α［β(n) ｘ(n) ＋γ(n) ｘ(n-1) ］ (1) ただし、ｈ (n) ′＝（ｈ1(n)′，ｈ2(n)′，…，ｈL (n) ′）
T ：擬似反響路 （ＦＩＲフィルタ）６のインパルス応答、つまりフィル
タ係数ｘ (n) ＝（ｘ(n) ，ｘ(n-1) ，…，ｘ(n-L+1) ）T ：
受話信号ベクトル α：ステップサイズ（スカラ量） ｅ(n) ：残差信号（＝ｙ(n) −ｙ(n) ′） ｙ(n) ′＝ｈ(n) ′T ｘ(n) Ｌ：擬似反響路６のタップ数T ：ベクトルの転置 ｎ：離散化時間 ２次の射影法では、過去の２個の入力信号ベクトルｘ
(n),ｘ(n-1) に対して正しい出力ｙ(n) ，ｙ(n-1) を
得るようにｈ(n) ′を修正する。すなわち、α＝１の
時 ｘ(n) T ｈ(n+1) ′＝ｙ(n) （２） ｘ(n-1) T ｈ(n+1) ′＝ｙ(n-1) （３） が成り立つように（１）式の定数β(n) ，γ(n) を決定
する。即ち（１）式を（２）式に代入すれば β(n) ｘ(n) T ｘ(n) ＋γ(n) ｘ(n-1) T ｘ(n) ＝ｅ(n) （４） となる。同様に（１）式を（３）式に代入すれば β(n) ｘ(n-1) T ｘ(n) ＋γ(n) ｘ(n-1) T ｘ(n-1) ＝（１−α）ｅ(n-1) （５） となる。
T ：擬似反響路 （ＦＩＲフィルタ）６のインパルス応答、つまりフィル
タ係数ｘ (n) ＝（ｘ(n) ，ｘ(n-1) ，…，ｘ(n-L+1) ）T ：
受話信号ベクトル α：ステップサイズ（スカラ量） ｅ(n) ：残差信号（＝ｙ(n) −ｙ(n) ′） ｙ(n) ′＝ｈ(n) ′T ｘ(n) Ｌ：擬似反響路６のタップ数T ：ベクトルの転置 ｎ：離散化時間 ２次の射影法では、過去の２個の入力信号ベクトルｘ
(n),ｘ(n-1) に対して正しい出力ｙ(n) ，ｙ(n-1) を
得るようにｈ(n) ′を修正する。すなわち、α＝１の
時 ｘ(n) T ｈ(n+1) ′＝ｙ(n) （２） ｘ(n-1) T ｈ(n+1) ′＝ｙ(n-1) （３） が成り立つように（１）式の定数β(n) ，γ(n) を決定
する。即ち（１）式を（２）式に代入すれば β(n) ｘ(n) T ｘ(n) ＋γ(n) ｘ(n-1) T ｘ(n) ＝ｅ(n) （４） となる。同様に（１）式を（３）式に代入すれば β(n) ｘ(n-1) T ｘ(n) ＋γ(n) ｘ(n-1) T ｘ(n-1) ＝（１−α）ｅ(n-1) （５） となる。
【０００６】連立方程式（４）（５）をβ(n) ，γ(n)
について解けば
について解けば
【０００７】
【数１】 となる。β(n),γ(n) を（１）式に代入すれば（２）
（３）式を満足するｈ(n+1) ′が求まる。図８は２次
の射影法を用いた推定回路１２の内部の一例を示したも
のである。受話信号（入力信号）ｘ(n) は受話信号記憶
回路１４1 ，１４2 で受話信号ベクトルｘ(n) ，ｘ
(n-1) とされる。ノルム演算回路151 ，152 ，153 ，15
4ではそれぞれｘ(n) T ｘ(n),ｘ(n) T ｘ(n-
1),ｘ(n-1) T ｘ(n),ｘ(n-1) T ｘ(n-1) が演
算される。これら演算されたノルムと、残差信号ｅ(n)
と、残差記憶回路１６からの残差信号ｅ(n-1) およびス
テップサイズ記憶回路１７からのステップサイズαと
は、β(n),γ(n) 演算回路１８に供給されて（６）
（７）式の演算がなされて、定数β(n),γ(n) を求め
る。これらβ(n),γ(n) と前記 ｘ(n),ｘ(n-1),α
とは修正情報生成回路１９に供給されて α［β(n) ｘ(n) ＋γ(n) ｘ(n-1) ］ （８） が演算され、その出力は加算器２１へ供給されてタップ
係数記憶回路２２からのｈ(n) ′に加算されてｈ(n
+1) ′が得られる。この演算結果ｈ(n+1) ′は擬似反
響路６へ出力されると同時に、タップ係数記憶回路２２
の値を更新する。
（３）式を満足するｈ(n+1) ′が求まる。図８は２次
の射影法を用いた推定回路１２の内部の一例を示したも
のである。受話信号（入力信号）ｘ(n) は受話信号記憶
回路１４1 ，１４2 で受話信号ベクトルｘ(n) ，ｘ
(n-1) とされる。ノルム演算回路151 ，152 ，153 ，15
4ではそれぞれｘ(n) T ｘ(n),ｘ(n) T ｘ(n-
1),ｘ(n-1) T ｘ(n),ｘ(n-1) T ｘ(n-1) が演
算される。これら演算されたノルムと、残差信号ｅ(n)
と、残差記憶回路１６からの残差信号ｅ(n-1) およびス
テップサイズ記憶回路１７からのステップサイズαと
は、β(n),γ(n) 演算回路１８に供給されて（６）
（７）式の演算がなされて、定数β(n),γ(n) を求め
る。これらβ(n),γ(n) と前記 ｘ(n),ｘ(n-1),α
とは修正情報生成回路１９に供給されて α［β(n) ｘ(n) ＋γ(n) ｘ(n-1) ］ （８） が演算され、その出力は加算器２１へ供給されてタップ
係数記憶回路２２からのｈ(n) ′に加算されてｈ(n
+1) ′が得られる。この演算結果ｈ(n+1) ′は擬似反
響路６へ出力されると同時に、タップ係数記憶回路２２
の値を更新する。
【０００８】以上の操作により、擬似反響路６は（１）
式に従って逐次修正され、擬似反響路６のインパルス応
答ｈ(n) ′は真の反響路１１のインパルス応答ｈ
(n) に近づいてゆく。ＥＳ射影法は、射影法において従
来スカラ量として与えられていたステップサイズαをス
テップサイズ行列Ａという対角行列に拡張し、第２の
ステップサイズμ（スカラ量）を導入したもので、反響
路１１の変動特性に着目したＥＳ法と、入力信号の性質
に着目した射影法とのそれぞれの利点を生かした手法で
ある（詳細は特願平４−４４６４９に記載されてい
る）。ここでは簡単のため、２次のＥＳ射影法について
述べる。２次のＥＳ射影法により、音声信号に対する収
束速度を学習同定法の約４倍に改善できる。２次のＥＳ
射影法により擬似反響路６は次の（９）式に従って逐次
修正され、擬似反響路６のインパルス応答ｈ(n) ′の
真の反響路１１のインパルス応答ｈ(n) に近づいてゆ
く。ｈ (n+1) ′＝ｈ(n) ′＋μＡ［β(n) ｘ(n) ＋γ(n) ｘ(n-1) ］(9) ただし、Ａ ＝diag［α1 ，α2 ，…，αL ］：ステップサイズ
行列 αi ＝α0 λi-1 （ｉ＝１，２，…，Ｌ） λ：インパルス応答変動量の減衰率（０＜λ＜１） μ：第２のステップサイズ（スカラ量） ２次のＥＳ射影法では、過去の２個の入力信号ベクトル
ｘ(n),ｘ(n-1) に対して正しい出力ｙ(n),ｙ(n-1)
を得るようにｈ(n) ′を修正する。すなわち、 ｘ(n) T ｈ(n+1) ′＝ｙ(n) （10） ｘ(n-1 ) Tｈ(n+1) ′＝ｙ(n-1) （11） が成り立つように定数β(n),γ(n) を決定する。このた
め（９）式を（10）式に代入すれば β(n) ｘ(n) T Ａｘ(n) ＋γ(n) ｘ(n-1 ) TＡｘ(n) ＝ｅ(n) (12) となる。同様に（９）式を（11）式に代入すれば β(n) ｘ(n-1) T Ａｘ(n) ＋γ(n) ｘ(n-1 ) TＡｘ(n-1) ＝（１−μ）ｅ（n-1) (13) となる。
式に従って逐次修正され、擬似反響路６のインパルス応
答ｈ(n) ′は真の反響路１１のインパルス応答ｈ
(n) に近づいてゆく。ＥＳ射影法は、射影法において従
来スカラ量として与えられていたステップサイズαをス
テップサイズ行列Ａという対角行列に拡張し、第２の
ステップサイズμ（スカラ量）を導入したもので、反響
路１１の変動特性に着目したＥＳ法と、入力信号の性質
に着目した射影法とのそれぞれの利点を生かした手法で
ある（詳細は特願平４−４４６４９に記載されてい
る）。ここでは簡単のため、２次のＥＳ射影法について
述べる。２次のＥＳ射影法により、音声信号に対する収
束速度を学習同定法の約４倍に改善できる。２次のＥＳ
射影法により擬似反響路６は次の（９）式に従って逐次
修正され、擬似反響路６のインパルス応答ｈ(n) ′の
真の反響路１１のインパルス応答ｈ(n) に近づいてゆ
く。ｈ (n+1) ′＝ｈ(n) ′＋μＡ［β(n) ｘ(n) ＋γ(n) ｘ(n-1) ］(9) ただし、Ａ ＝diag［α1 ，α2 ，…，αL ］：ステップサイズ
行列 αi ＝α0 λi-1 （ｉ＝１，２，…，Ｌ） λ：インパルス応答変動量の減衰率（０＜λ＜１） μ：第２のステップサイズ（スカラ量） ２次のＥＳ射影法では、過去の２個の入力信号ベクトル
ｘ(n),ｘ(n-1) に対して正しい出力ｙ(n),ｙ(n-1)
を得るようにｈ(n) ′を修正する。すなわち、 ｘ(n) T ｈ(n+1) ′＝ｙ(n) （10） ｘ(n-1 ) Tｈ(n+1) ′＝ｙ(n-1) （11） が成り立つように定数β(n),γ(n) を決定する。このた
め（９）式を（10）式に代入すれば β(n) ｘ(n) T Ａｘ(n) ＋γ(n) ｘ(n-1 ) TＡｘ(n) ＝ｅ(n) (12) となる。同様に（９）式を（11）式に代入すれば β(n) ｘ(n-1) T Ａｘ(n) ＋γ(n) ｘ(n-1 ) TＡｘ(n-1) ＝（１−μ）ｅ（n-1) (13) となる。
【０００９】連立方程式（12）（13）をβ(n),γ(n) に
ついて解けば
ついて解けば
【００１０】
【数２】 となる。β(n),γ(n) を（９）式に代入すれば（10）
（11）式を満足するｈ(n+1) ′が求まる。図９は２次
のＥＳ射影法を用いた推定回路１２の内部の一例を示し
たものであり、図８と対応する部分には同一符号を付け
てある。
（11）式を満足するｈ(n+1) ′が求まる。図９は２次
のＥＳ射影法を用いた推定回路１２の内部の一例を示し
たものであり、図８と対応する部分には同一符号を付け
てある。
【００１１】ステップサイズ行列記憶回路２４には第１
のステップサイズ行列Ａが記憶される。受話信号ｘ
(n) は受話信号記憶回路１４1,１４2 で受話信号ベクト
ルｘ(n) ，ｘ(n-1) とされる。ノルム演算回路2
31 ,232 ,233 ,234 ではそれぞれ第１のステップサイズ
行列Ａで重み付けたノルムｘ(n) T Ａｘ(n) ，
ｘ(n) T Ａｘ(n-1) ，ｘ(n-1) T Ａｘ(n)
，ｘ(n-1) T Ａｘ(n-1) が演算される。これ
ら演算されたノルムと、残差信号ｅ(n) と、残差記憶回
路１６からの残差信号ｅ(n-1) およびステップサイズ記
憶回路２５からの第２のステップサイズμとは、β(n),
γ(n) 演算回路２６に供給されて（14）（15）式の演算
がなされて、定数β(n),γ(n) を求める。これらβ(n)
，γ(n) ，前記ｘ(n) ，ｘ(n-1) ，μ，Ａは修
正情報生成回路２７に供給されて μＡ［β(n) ｘ(n) ＋γ(n) ｘ(n-1) ］ （16） が演算され、その出力は加算器２１へ供給されてタップ
係数記憶回路２２からのｈ(n) ′に加算されてｈ(n
+1) ′が得られる。その演算結果ｈ(n+1) ′は擬似反
響路６へ出力されると同時に、タップ係数記憶回路２２
の値を更新する。
のステップサイズ行列Ａが記憶される。受話信号ｘ
(n) は受話信号記憶回路１４1,１４2 で受話信号ベクト
ルｘ(n) ，ｘ(n-1) とされる。ノルム演算回路2
31 ,232 ,233 ,234 ではそれぞれ第１のステップサイズ
行列Ａで重み付けたノルムｘ(n) T Ａｘ(n) ，
ｘ(n) T Ａｘ(n-1) ，ｘ(n-1) T Ａｘ(n)
，ｘ(n-1) T Ａｘ(n-1) が演算される。これ
ら演算されたノルムと、残差信号ｅ(n) と、残差記憶回
路１６からの残差信号ｅ(n-1) およびステップサイズ記
憶回路２５からの第２のステップサイズμとは、β(n),
γ(n) 演算回路２６に供給されて（14）（15）式の演算
がなされて、定数β(n),γ(n) を求める。これらβ(n)
，γ(n) ，前記ｘ(n) ，ｘ(n-1) ，μ，Ａは修
正情報生成回路２７に供給されて μＡ［β(n) ｘ(n) ＋γ(n) ｘ(n-1) ］ （16） が演算され、その出力は加算器２１へ供給されてタップ
係数記憶回路２２からのｈ(n) ′に加算されてｈ(n
+1) ′が得られる。その演算結果ｈ(n+1) ′は擬似反
響路６へ出力されると同時に、タップ係数記憶回路２２
の値を更新する。
【００１２】以上の操作により、擬似反響路６は（９）
式に従って逐次修正され、擬似反響路６のインパルス応
答ｈ(n) ′は真の反響路１１のインパルス応答ｈ
(n) に近づいてゆく。
式に従って逐次修正され、擬似反響路６のインパルス応
答ｈ(n) ′は真の反響路１１のインパルス応答ｈ
(n) に近づいてゆく。
【００１３】
【発明が解決しようとする課題】射影法およびＥＳ射影
法は、入力信号が白色信号のように定常な信号であれば
安定した動作を示す。しかし、音声信号のように語と語
の区切り、息継ぎなどによって無音区間が生じる場合に
は、射影法における（６）（７）式、およびＥＳ射影法
における（14）（15）式は、入力信号ベクトルｘ(n),
ｘ(n-1) が零となって零除算を行なうことになるため
発散し、推定インパルス応答ｈ(n) ′、即ちフィルタ
係数は大きく乱れる。その結果、このような無音区間で
は反響消去量が低下するという問題があった。実際の反
響消去装置では、入力信号がないときには適応を止める
などの対策（ダブルトーク制御）が講じられているが、
微小時間の無音区間にまでダブルトーク制御を適用する
のは困難であり、その解決策が強く求められていた。
法は、入力信号が白色信号のように定常な信号であれば
安定した動作を示す。しかし、音声信号のように語と語
の区切り、息継ぎなどによって無音区間が生じる場合に
は、射影法における（６）（７）式、およびＥＳ射影法
における（14）（15）式は、入力信号ベクトルｘ(n),
ｘ(n-1) が零となって零除算を行なうことになるため
発散し、推定インパルス応答ｈ(n) ′、即ちフィルタ
係数は大きく乱れる。その結果、このような無音区間で
は反響消去量が低下するという問題があった。実際の反
響消去装置では、入力信号がないときには適応を止める
などの対策（ダブルトーク制御）が講じられているが、
微小時間の無音区間にまでダブルトーク制御を適用する
のは困難であり、その解決策が強く求められていた。
【００１４】この発明は上記の問題点に鑑みてなされた
もので微小時間の無音区間がある場合にも収束速度を遅
くすることなく反響消去量の大きな反響消去装置を提供
することを目的とする。
もので微小時間の無音区間がある場合にも収束速度を遅
くすることなく反響消去量の大きな反響消去装置を提供
することを目的とする。
【００１５】
【課題を解決するための手段】この発明によれば正の零
除算防止用定数δが記憶部に記憶され、推定手段では射
影法あるいはＥＳ射影法に含まれる連立方程式を解く際
の計算式の分母に前記零除算防止用定数δが加えられ
る。さらに、定数δの大きさは周囲騒音レベルに応じて
適応的に決定される。
除算防止用定数δが記憶部に記憶され、推定手段では射
影法あるいはＥＳ射影法に含まれる連立方程式を解く際
の計算式の分母に前記零除算防止用定数δが加えられ
る。さらに、定数δの大きさは周囲騒音レベルに応じて
適応的に決定される。
【００１６】
【作用】この発明は、上記のように構成されているか
ら、音声信号のように語と語の区切り、息継ぎなどによ
って無音区間が生じる場合にも安定に動作し、収束速度
を遅くすることなく反響消去量の大きな反消去装置を得
ることができる。射影法において（６）（７）式の分母
に正の定数δを加えることにより、次の（17）（18）式
を演算することに、微小時間の無音区間があり、ｘ
(n),ｘ(n-1) が０となる場合にも零除算が防止され
る。
ら、音声信号のように語と語の区切り、息継ぎなどによ
って無音区間が生じる場合にも安定に動作し、収束速度
を遅くすることなく反響消去量の大きな反消去装置を得
ることができる。射影法において（６）（７）式の分母
に正の定数δを加えることにより、次の（17）（18）式
を演算することに、微小時間の無音区間があり、ｘ
(n),ｘ(n-1) が０となる場合にも零除算が防止され
る。
【００１７】
【数３】 またＥＳ射影法において（14）（15）式の分母に正の定
数δを加えることにより、次の（19）（20）式を演算す
ることになり、微小時間の無音区間があり、ｘ(n),
ｘ(n-1) が０となる場合にも零除算が防止される。
数δを加えることにより、次の（19）（20）式を演算す
ることになり、微小時間の無音区間があり、ｘ(n),
ｘ(n-1) が０となる場合にも零除算が防止される。
【００１８】
【数４】 δが小さ過ぎる場合には効果が期待できず、また、大き
過ぎる場合には収束速度が遅くなってしまう。δの最適
値は周囲騒音レベルに関係し、周囲騒音レベルが小さい
場合にはδの最適値は小さく、周囲騒音レベルが大きい
場合にはδの最適値は大きい。そこで、定数δの大きさ
を周囲騒音レベルに応じて適応的に決定する。
過ぎる場合には収束速度が遅くなってしまう。δの最適
値は周囲騒音レベルに関係し、周囲騒音レベルが小さい
場合にはδの最適値は小さく、周囲騒音レベルが大きい
場合にはδの最適値は大きい。そこで、定数δの大きさ
を周囲騒音レベルに応じて適応的に決定する。
【００１９】
【実施例】図１は射影法にこの発明を適用した実施例を
示し、図８と対応する部分には同一符号を付けてある。
δ決定回路３１で受話信号（入力信号）ｘ(n) 、反響信
号ｙ(n) 、残差信号ｅ(n) を用いて周囲騒音レベルを検
出し、その騒音レベルに応じて正の定数（零除算防止用
定数）δを決定する。即ち、受話信号ｘ(n) がない時の
残差信号ｅ(n)又は反響信号ｙ(n) （送話信号零）は反
響路１１の騒音であり、また反響信号が十分抑圧された
時の残差信号ｅ(n) （送話信号零）も反響路１１の騒音
とほぼ一致する。マイクロホン３への送話信号のレベル
は、その周辺の騒音レベルより通常は十分大である。よ
って前述のようにして求めた騒音、つまり残差信号ｅ
(n)に対するマイクロホン３からの信号ｙ(n) の比ｙ(n)
／ｅ(n) は、Ｓ／Ｎと対応する。このＳ／Ｎに応じて
これが大きい程大きな定数δを決定する。このＳ／Ｎと
δとの関係は予めテーブルとして持っておき、求めたＳ
／Ｎでそのテーブルを参照してδを求めればよい。この
テーブルについては後述する。δ記憶回路３２にはこの
決定された正の定数δが記憶される。受話信号ｘ(n) は
受話信号記憶回路１４1 ，１４2 で受話信号ベクトル
ｘ(n),ｘ(n-1) とされる。ノルム演算回路１５1 ，
１５2 ，１５3 ，１５4 ではそれぞれｘ(n) T ｘ
(n),ｘ(n) T ｘ(n-1),ｘ(n-1) T ｘ(n),ｘ(n-
1) T ｘ(n-1) が演算される。これら演算されたノル
ム、残差信号ｅ(n),残差記憶回路１６からの残差信号ｅ
(n-1),ステップサイズ記憶回路１７からのステップサイ
ズαおよびδ記憶回路３２からの正の定数δは、β(n),
γ(n) 演算回路１８に供給されて（17）（18）式を演算
して、定数β(n),γ(n) を求める。これらβ(n),γ(n)
と前記ｘ(n),ｘ(n-1),αは修正情報生成回路１９に
供給されて α［β(n) ｘ(n) ＋γ(n) ｘ(n-1) ］ （８） が演算され、その出力は加算器２１へ供給されてタップ
係数記憶回路２２からのｈ(n) ′に加算されてｈ(n
+1) ′が得られる。演算結果ｈ(n+1) ′は擬似反響路
６へ出力されると同時に、タップ係数記憶回路２２の値
を更新する。
示し、図８と対応する部分には同一符号を付けてある。
δ決定回路３１で受話信号（入力信号）ｘ(n) 、反響信
号ｙ(n) 、残差信号ｅ(n) を用いて周囲騒音レベルを検
出し、その騒音レベルに応じて正の定数（零除算防止用
定数）δを決定する。即ち、受話信号ｘ(n) がない時の
残差信号ｅ(n)又は反響信号ｙ(n) （送話信号零）は反
響路１１の騒音であり、また反響信号が十分抑圧された
時の残差信号ｅ(n) （送話信号零）も反響路１１の騒音
とほぼ一致する。マイクロホン３への送話信号のレベル
は、その周辺の騒音レベルより通常は十分大である。よ
って前述のようにして求めた騒音、つまり残差信号ｅ
(n)に対するマイクロホン３からの信号ｙ(n) の比ｙ(n)
／ｅ(n) は、Ｓ／Ｎと対応する。このＳ／Ｎに応じて
これが大きい程大きな定数δを決定する。このＳ／Ｎと
δとの関係は予めテーブルとして持っておき、求めたＳ
／Ｎでそのテーブルを参照してδを求めればよい。この
テーブルについては後述する。δ記憶回路３２にはこの
決定された正の定数δが記憶される。受話信号ｘ(n) は
受話信号記憶回路１４1 ，１４2 で受話信号ベクトル
ｘ(n),ｘ(n-1) とされる。ノルム演算回路１５1 ，
１５2 ，１５3 ，１５4 ではそれぞれｘ(n) T ｘ
(n),ｘ(n) T ｘ(n-1),ｘ(n-1) T ｘ(n),ｘ(n-
1) T ｘ(n-1) が演算される。これら演算されたノル
ム、残差信号ｅ(n),残差記憶回路１６からの残差信号ｅ
(n-1),ステップサイズ記憶回路１７からのステップサイ
ズαおよびδ記憶回路３２からの正の定数δは、β(n),
γ(n) 演算回路１８に供給されて（17）（18）式を演算
して、定数β(n),γ(n) を求める。これらβ(n),γ(n)
と前記ｘ(n),ｘ(n-1),αは修正情報生成回路１９に
供給されて α［β(n) ｘ(n) ＋γ(n) ｘ(n-1) ］ （８） が演算され、その出力は加算器２１へ供給されてタップ
係数記憶回路２２からのｈ(n) ′に加算されてｈ(n
+1) ′が得られる。演算結果ｈ(n+1) ′は擬似反響路
６へ出力されると同時に、タップ係数記憶回路２２の値
を更新する。
【００２０】以上の操作により、擬似反響路６は（１）
式に従って逐次修正され、擬似反響路６のインパルス応
答ｈ(n) ′は真の反響路１１のインパルス応答ｈ
(n) に近づいてゆく。図２はＥＳ射影法にこの発明を適
用した実施例を示したものであり、図９と対応する部分
には同一符号を付けてある。
式に従って逐次修正され、擬似反響路６のインパルス応
答ｈ(n) ′は真の反響路１１のインパルス応答ｈ
(n) に近づいてゆく。図２はＥＳ射影法にこの発明を適
用した実施例を示したものであり、図９と対応する部分
には同一符号を付けてある。
【００２１】δ決定回路３１で受話信号ｘ(n) 、反響信
号ｙ(n) 、残差信号ｅ(n) を用いて周囲騒音レベルを検
出し、その騒音レベルに応じて正の定数δを決定する。
δ記憶回路３２にはその決定した正の定数δが記憶され
る。ステップサイズ行列記憶回路２４には第１のステッ
プサイズ行列Ａが記憶される。受話信号ｘ(n) は受話
信号記憶回路１４1 ，１４2 で受話信号ベクトルｘ
(n),ｘ(n-1) とされる。ノルム演算回路２３1 ，２３
2 ，２３3 ，２３4 ではそれぞれ第１のステップサイズ
行列Ａで重み付けたノルムｘ(n) T Ａｘ(n),
ｘ(n) T Ａｘ(n-1),ｘ(n-1) T Ａｘ(n),
ｘ(n-1) T Ａｘ(n-1) が演算される。これら演算
されたノルム、残差信号ｅ(n) 、残差記憶回路１６から
の残差信号ｅ(n-1) 、ステップサイズ記憶回路２５から
の第２のステップサイズμおよびδ記憶回路３２からの
正の定数δは、β(n),γ(n) 演算回路２６に供給されて
（19）（20）式の演算を行って、定数β(n),γ(n) を求
める。μ，Ａ，β(n),γ(n),ｘ(n),ｘ(n-1) は修
正情報生成回路２７に供給されて μＡ［β(n) ｘ(n) ＋γ(n) ｘ(n-1) ］ （16） が演算され、その出力は加算器２１へ供給されてタップ
係数記憶回路２２からのｈ(n) ′に加算されてｈ(n
+1) ′が得られる。その演算結果ｈ(n+1) ′は擬似反
響路６へ出力されると同時に、タップ係数記憶回路２２
の値を更新する。
号ｙ(n) 、残差信号ｅ(n) を用いて周囲騒音レベルを検
出し、その騒音レベルに応じて正の定数δを決定する。
δ記憶回路３２にはその決定した正の定数δが記憶され
る。ステップサイズ行列記憶回路２４には第１のステッ
プサイズ行列Ａが記憶される。受話信号ｘ(n) は受話
信号記憶回路１４1 ，１４2 で受話信号ベクトルｘ
(n),ｘ(n-1) とされる。ノルム演算回路２３1 ，２３
2 ，２３3 ，２３4 ではそれぞれ第１のステップサイズ
行列Ａで重み付けたノルムｘ(n) T Ａｘ(n),
ｘ(n) T Ａｘ(n-1),ｘ(n-1) T Ａｘ(n),
ｘ(n-1) T Ａｘ(n-1) が演算される。これら演算
されたノルム、残差信号ｅ(n) 、残差記憶回路１６から
の残差信号ｅ(n-1) 、ステップサイズ記憶回路２５から
の第２のステップサイズμおよびδ記憶回路３２からの
正の定数δは、β(n),γ(n) 演算回路２６に供給されて
（19）（20）式の演算を行って、定数β(n),γ(n) を求
める。μ，Ａ，β(n),γ(n),ｘ(n),ｘ(n-1) は修
正情報生成回路２７に供給されて μＡ［β(n) ｘ(n) ＋γ(n) ｘ(n-1) ］ （16） が演算され、その出力は加算器２１へ供給されてタップ
係数記憶回路２２からのｈ(n) ′に加算されてｈ(n
+1) ′が得られる。その演算結果ｈ(n+1) ′は擬似反
響路６へ出力されると同時に、タップ係数記憶回路２２
の値を更新する。
【００２２】以上の操作により、擬似反響路６は（９）
式に従って逐次修正され、擬似反響路６のインパルス応
答ｈ(n) ′は真の反響路のインパルス応答ｈ(n) に
近づいてゆく。図３はサブバンドエコーキャンセラにこ
の発明を適用した実施例を示したものであり、図７と対
応する部分には同一符号を付けてある。
式に従って逐次修正され、擬似反響路６のインパルス応
答ｈ(n) ′は真の反響路のインパルス応答ｈ(n) に
近づいてゆく。図３はサブバンドエコーキャンセラにこ
の発明を適用した実施例を示したものであり、図７と対
応する部分には同一符号を付けてある。
【００２３】サブバンドエコーキャンセラは、信号を複
数の周波数帯域に分割し、それぞれの帯域に擬似反響路
（適応フィルタ）を設け、それぞれの帯域で独立に反響
信号を消去するものである。受話入力端１からの受話信
号ｘ(t) は周波数帯域分割回路３５で周波数帯域別のＮ
個の実数信号ｘk (m) （ｋ＝０，１，…，Ｎ−１）に分
割される。同様にマイクロホン３からの反響信号ｙ(t)
は周波数帯域分割回路３６で周波数帯域別のＮ個の実数
信号ｙk (m) に分割される。
数の周波数帯域に分割し、それぞれの帯域に擬似反響路
（適応フィルタ）を設け、それぞれの帯域で独立に反響
信号を消去するものである。受話入力端１からの受話信
号ｘ(t) は周波数帯域分割回路３５で周波数帯域別のＮ
個の実数信号ｘk (m) （ｋ＝０，１，…，Ｎ−１）に分
割される。同様にマイクロホン３からの反響信号ｙ(t)
は周波数帯域分割回路３６で周波数帯域別のＮ個の実数
信号ｙk (m) に分割される。
【００２４】それぞれの周波数帯域と対応した擬似反響
路６k に分割された受話信号ｘk (m) が入力され、擬似
反響路６k からの擬似反響信号ｙk (m) を反響信号ｙk
(m)から減算器８k で差し引くことにより反響信号ｙ
k (m) は消去される。ここで擬似反響路６k は反響路１
１の経時変動に追従する必要があり、残差信号ｅk (m)
＝ｙk (m) −ｙk (m) が０に近づくように、射影法また
はＥＳ射影法を用いた推定回路１２k によって逐次推定
され、擬似反響路６k の修正が行なわれることによっ
て、常に最適な反響消去が維持される。
路６k に分割された受話信号ｘk (m) が入力され、擬似
反響路６k からの擬似反響信号ｙk (m) を反響信号ｙk
(m)から減算器８k で差し引くことにより反響信号ｙ
k (m) は消去される。ここで擬似反響路６k は反響路１
１の経時変動に追従する必要があり、残差信号ｅk (m)
＝ｙk (m) −ｙk (m) が０に近づくように、射影法また
はＥＳ射影法を用いた推定回路１２k によって逐次推定
され、擬似反響路６k の修正が行なわれることによっ
て、常に最適な反響消去が維持される。
【００２５】各周波数帯域の残差信号ｅk (m) は周波数
帯域合成回路３７で全周波数帯域の残差信号ｅ(t) に合
成される。音声信号のパワーは低周波数帯域に集中して
おり、高周波数帯域には少ない。そのため、高周波数帯
域ほど無音区間が多くなる。その結果、零除算により発
散し反響消去量が低下するという問題は高周波数帯域ほ
ど深刻になる。そこで、第ｋ番目の周波数帯域の推定回
路１２k の内部に、図１又は２に示した場合と同様に定
数δを用いる。定数δの大きさは各周波数帯域ごとに、
各周波数帯域における周囲騒音レベルに応じて適応的に
決定する。この各定数δの決定は図１中のδ決定回路３
１について述べたと同様にして行えばよい。この場合、
Ｓ／Ｎとδとの関係テーブルは各周波数帯域に対して共
通のものを用いる。このように各周波数帯域ごとにδを
用いることにより、各周波数帯域において零除算による
発散が防止され、収束速度を遅くすることなく反響消去
量の大きな反響消去装置を提供することができる。
帯域合成回路３７で全周波数帯域の残差信号ｅ(t) に合
成される。音声信号のパワーは低周波数帯域に集中して
おり、高周波数帯域には少ない。そのため、高周波数帯
域ほど無音区間が多くなる。その結果、零除算により発
散し反響消去量が低下するという問題は高周波数帯域ほ
ど深刻になる。そこで、第ｋ番目の周波数帯域の推定回
路１２k の内部に、図１又は２に示した場合と同様に定
数δを用いる。定数δの大きさは各周波数帯域ごとに、
各周波数帯域における周囲騒音レベルに応じて適応的に
決定する。この各定数δの決定は図１中のδ決定回路３
１について述べたと同様にして行えばよい。この場合、
Ｓ／Ｎとδとの関係テーブルは各周波数帯域に対して共
通のものを用いる。このように各周波数帯域ごとにδを
用いることにより、各周波数帯域において零除算による
発散が防止され、収束速度を遅くすることなく反響消去
量の大きな反響消去装置を提供することができる。
【００２６】この発明装置における収束特性の計算機シ
ミュレーションを行なった。計算機シミュレーションに
は実測したインパルス応答（５１２タップ、サンプリン
グ周波数８ｋＨｚ）を使用した。受話信号には日本語お
よび英語の音声信号を用い、反響信号にはＳ／Ｎ比＝７
〜４１ｄＢとなるように近端雑音を加えた。図４は反響
消去量の収束特性の計算機シミュレーション結果であ
る。従来の２次の射影法（実線）では音声の無音区間に
反響消去量が０ｄＢ以下にまで劣化している。これに対
して、この発明（破線）では、収束速度を遅くすること
なく音声の無音区間においても１０ｄＢ以上の反響消去
量を保持している。その結果、無音区間後の反響消去量
も従来のものに比べて１０ｄＢ以上大きくできることが
分かる。
ミュレーションを行なった。計算機シミュレーションに
は実測したインパルス応答（５１２タップ、サンプリン
グ周波数８ｋＨｚ）を使用した。受話信号には日本語お
よび英語の音声信号を用い、反響信号にはＳ／Ｎ比＝７
〜４１ｄＢとなるように近端雑音を加えた。図４は反響
消去量の収束特性の計算機シミュレーション結果であ
る。従来の２次の射影法（実線）では音声の無音区間に
反響消去量が０ｄＢ以下にまで劣化している。これに対
して、この発明（破線）では、収束速度を遅くすること
なく音声の無音区間においても１０ｄＢ以上の反響消去
量を保持している。その結果、無音区間後の反響消去量
も従来のものに比べて１０ｄＢ以上大きくできることが
分かる。
【００２７】図５は反響消去量の収束特性の５０回の平
均値である。従来の２次の射影法（実線）に比べて収束
速度を遅くすることなく１０ｄＢ以上も定常反響消去量
を大きくできることが分かる。図６は学習開始後３秒間
の平均反響消去量が最大となるときのδを最適値として
求め、Ｓ／Ｎ比との関係として表示したものである。δ
は分母項の平均で正規化してあり、分母項の平均値に対
してデシベルで表示されている。δの最適値はＳ／Ｎ比
と簡単な対応関係にあり、Ｓ／Ｎ比を求めて図６の関係
に従ってδを決定すれば、最適な反響消去が達成でき
る。この図６の関係を予め求め、これを前述したように
テーブルとしてもっておくことにより、騒音レベルに応
じて適応的にδを変更することができる。
均値である。従来の２次の射影法（実線）に比べて収束
速度を遅くすることなく１０ｄＢ以上も定常反響消去量
を大きくできることが分かる。図６は学習開始後３秒間
の平均反響消去量が最大となるときのδを最適値として
求め、Ｓ／Ｎ比との関係として表示したものである。δ
は分母項の平均で正規化してあり、分母項の平均値に対
してデシベルで表示されている。δの最適値はＳ／Ｎ比
と簡単な対応関係にあり、Ｓ／Ｎ比を求めて図６の関係
に従ってδを決定すれば、最適な反響消去が達成でき
る。この図６の関係を予め求め、これを前述したように
テーブルとしてもっておくことにより、騒音レベルに応
じて適応的にδを変更することができる。
【００２８】上述では零除算防止用定数δを、適応的に
変更したが、反響消去装置を用いる環境に応じて、その
騒音レベルがある範囲内にあることがある。このような
場合は、その平均騒音レベルに応じた定数δを固定的に
設定してもよい。サブバンドエコーキャンセラにおいて
は、低い帯域のδは小さく、高い帯域のδは大きな値に
それぞれ固定的に設定されることになる。拡声通話系で
は人の移動などによる反響路の変動が多く、これに迅速
に適応できることは大きな利点となる。
変更したが、反響消去装置を用いる環境に応じて、その
騒音レベルがある範囲内にあることがある。このような
場合は、その平均騒音レベルに応じた定数δを固定的に
設定してもよい。サブバンドエコーキャンセラにおいて
は、低い帯域のδは小さく、高い帯域のδは大きな値に
それぞれ固定的に設定されることになる。拡声通話系で
は人の移動などによる反響路の変動が多く、これに迅速
に適応できることは大きな利点となる。
【００２９】以上、擬似反響路のディジタルフィルタと
してＦＩＲフィルタで説明したが、他の任意のディジタ
ルフィルタであってもよい。また、推定回路１２の反響
路推定アルゴリズムとして２次の射影法あるいは２次の
ＥＳ射影法で説明したが、２次以上の射影法あるいはＥ
Ｓ射影法であってもよい。
してＦＩＲフィルタで説明したが、他の任意のディジタ
ルフィルタであってもよい。また、推定回路１２の反響
路推定アルゴリズムとして２次の射影法あるいは２次の
ＥＳ射影法で説明したが、２次以上の射影法あるいはＥ
Ｓ射影法であってもよい。
【００３０】
【発明の効果】以上説明したように、この発明によれ
ば、射影法あるいはＥＳ射影法に含まれる連立方程式を
解く際の零除算を防止するため、計算式の分母に正の定
数δを加えることにより、微小時間の無音区間がある場
合にも零除算を防止し、さらに、定数δの大きさを周囲
騒音レベルに応じて適応的に決定するようにしたから、
音声信号のように語と語の区切り、息継ぎなどによって
無音区間が生じる場合にも安定に動作し、収束速度を遅
くすることなく反響消去量の大きな反消去装置を得るこ
とができる。従って通話品質が改善される効果がある。
ば、射影法あるいはＥＳ射影法に含まれる連立方程式を
解く際の零除算を防止するため、計算式の分母に正の定
数δを加えることにより、微小時間の無音区間がある場
合にも零除算を防止し、さらに、定数δの大きさを周囲
騒音レベルに応じて適応的に決定するようにしたから、
音声信号のように語と語の区切り、息継ぎなどによって
無音区間が生じる場合にも安定に動作し、収束速度を遅
くすることなく反響消去量の大きな反消去装置を得るこ
とができる。従って通話品質が改善される効果がある。
【図１】この発明を射影法に適用した推定回路の実施例
を示すブロック図。
を示すブロック図。
【図２】この発明をＥＳ射影法に適用した推定回路の実
施例を示すブロック図。
施例を示すブロック図。
【図３】この発明をサブバンドエコーキャンセラに適用
した実施例を示すブロック図。
した実施例を示すブロック図。
【図４】この発明と従来装置の収束過程のシミュレーシ
ョン結果を示す説明図。
ョン結果を示す説明図。
【図５】この発明と従来装置の収束過程のシミュレーシ
ョン結果を示す説明図（５０回の平均値）。
ョン結果を示す説明図（５０回の平均値）。
【図６】δの最適値とＳ／Ｎ比との関係のシミュレーシ
ョン結果を示す説明図。
ョン結果を示す説明図。
【図７】従来の反響消去装置の一例を示すブロック図。
【図８】従来の射影法を用いた推定回路１２の内部の一
例を示すブロック図。
例を示すブロック図。
【図９】従来のＥＳ射影法を用いた推定回路１２の内部
の一例を示すブロック図。
の一例を示すブロック図。
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (72)発明者 羽田 陽一 東京都千代田区内幸町１丁目１番６号 日本電信電話株式会社内 (56)参考文献 特開 平７−22984（ＪＰ，Ａ) 米国特許4956838（ＵＳ，Ａ) (58)調査した分野(Int.Cl.7，ＤＢ名) H04B 3/23 H04M 1/60
Claims (2)
- 【請求項１】 反響路への入力信号を、ディジタルフィ
ルタで構成された擬似反響路へ通して擬似反響信号を
得、 その擬似反響信号を、上記入力信号が上記反響路を経由
した反響信号から差し引いて上記反響信号を消去し、 上記反響信号から上記擬似反響信号を差し引いた残差信
号と上記入力信号とから推定手段で射影法あるいはＥＳ
射影法により上記反響路のインパルス応答を逐次推定し
て、上記擬似反響路に設定する反響消去装置において、 零除算防止用定数を記憶する記憶部と、 上記反響路の騒音レベルに応じて適応的に上記零除算防
止用定数を決定して上記記憶部に記憶する手段とを備
え、 上記推定手段は、上記射影法あるいはＥＳ射影法に含ま
れる連立方程式の解の演算における分母に上記零除算防
止用定数を加算して行う手段であることを特徴とする反
響消去装置。 - 【請求項２】 上記入力信号及び上記反響信号はそれぞ
れ複数サブバンドに周波数帯域が分別され、これら対応
サブバンドごとに上記推定手段、上記擬似反響路、上記
記憶部がそれぞれ設けられて反響信号消去がなされ、上
記記憶部の上記零除算防止用定数は高い周波数帯のもの
が低い周波数帯のものより大とされていることを特徴と
する請求項１記載の反響消去装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP00559694A JP3180543B2 (ja) | 1994-01-24 | 1994-01-24 | 反響消去装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP00559694A JP3180543B2 (ja) | 1994-01-24 | 1994-01-24 | 反響消去装置 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH07212278A JPH07212278A (ja) | 1995-08-11 |
| JP3180543B2 true JP3180543B2 (ja) | 2001-06-25 |
Family
ID=11615619
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP00559694A Expired - Lifetime JP3180543B2 (ja) | 1994-01-24 | 1994-01-24 | 反響消去装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP3180543B2 (ja) |
Families Citing this family (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| AU739217C (en) | 1997-06-11 | 2002-06-06 | Nec Corporation | Adaptive filter, step size control method thereof, and record medium therefor |
| CN103222192B (zh) * | 2010-10-08 | 2019-05-07 | 日本电气株式会社 | 信号处理设备和信号处理方法 |
-
1994
- 1994-01-24 JP JP00559694A patent/JP3180543B2/ja not_active Expired - Lifetime
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPH07212278A (ja) | 1995-08-11 |
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