JPH0459812B2

JPH0459812B2 -

Info

Publication number: JPH0459812B2
Application number: JP58040738A
Authority: JP
Inventors: Shigenobu Minami; Tadamichi Kawasaki
Original assignee: Tokyo Shibaura Electric Co Ltd
Current assignee: Toshiba Corp
Priority date: 1983-03-14
Filing date: 1983-03-14
Publication date: 1992-09-24
Also published as: JPS59167128A

Description

【発明の詳細な説明】［発明の技術分野］本発明は、拡声電話においてハウリングを引き
起こす原因となる、反響信号を打消す反響信号打
消し装置の改良に関する。

［発明の技術的背景とその問題点］近年の電話機の高機能化に伴い、拡声電話の通
話品質の向上が望まれている。拡声電話機は一般
のハンドセツトを用いた電話機に比べ、受話利得
音響結合（スピーカーから出た音をマイクが拾う
事により結合）が大きい為、ハウリングを発生し
やすい。すなわち、拡声電話機の送話利得をg_T
（dB）、受話利得をg_R（dB）、ハイブリツドコイル
の側音減衰量をβ（dB）、音響結合の減衰量をα
（dB）とすると、 α＋β＜g_T＋g_R ……(1) なる関係になつた時に、ハウリングが発生する可
能性がでてくる。

一般に、最悪の回線損失においても通話を保証
するためには、g_T＝50dB g_R＝30dBの利得が必
要と考えられる。また音響結合、側音減衰量の最
悪値は、それぞれ40dB、6dBと考えられるので、 α＋β＝46＜g_T＋g_R＝80 ……(2) となり、送話アンプ、受話アンプを単にマイク、
スピーカー、ハイブリツドコイルに接続しただけ
ではハウリングを発生するため、従来より第１図
に示す様なボイス・スイツチを用いた構成の拡声
電話が用いられている。

同図において、送受判定回路１０８はマイク１
０１よりの送話信号の電力とハイブリツドコイル
１０７よりの受話信号の電力を入力し、比較する
事により、送話状態、受話状態を判定する。そし
て送話時には、送話側挿入損失１０２を0dBに、
受話側挿入損失１０６をVSdBに設定し、受話時
には、この逆に設定する。この時、挿入損失VS
を、送話アンプ１０３の利得をg_T（dB）、受話ア
ンプ１０５の利得をg_R（dB）、スピーカー１０４
とマイク１０１間の音響結合をα（dB）、ハイブ
リツドコイル１０７の側音減衰量をβ（dB）とし
た時、 V_S＞（g_T＋g_R）−（α＋β） ……(3) なる値に設定すればハウリングを防止でき、送話
時には受話側に、受話時には送話側に損失が入る
為、正常な通話ができる。

しかし、この方式は、送話信号、受話信号が同
時に存在するダブル・トーク時には、いずれか一
方が損失が入るため正常の通話ができない、ま
た、送受判定には多少なりとも遅延を伴うため、
語頭切れが起こり通話品質が低下する。

この様なボイス・スイツチ方式の問題点は第２
図に示す様にエコー・キヤンセラーを用いる事に
より改善できる。

エコーキヤンセラーは送話信号ｘ(t)から反響信
号ｙ(t)が発生する伝達特性を推定する事により疑
似反響路を作り（図２の２０１）これにより疑似
反響信号y^(t)を生成し、受話信号ｎ(t)を含んだハ
イブリツドコイルの出力信号ｙ(t)＋ｎ(t)から差し
引く（図２の２０２）事により、反響信号を打消
す。今、エコー・キヤンセラーの打消量をERLE
（dB）とすると、ハウリング防止するボイス・ス
イツチの損失量は V_S＞（y_T＋y_R）−（α＋β＋ERLE） ……(4) なる値に設定でき、これはボイス・スイツチのみ
の時に比べERLE分、損失量を減少でき、ボイ
ス・スイツチの問題点を改善できる。

なお、エコー・キヤンセラーの反響路推定はト
レーニング信号を用い、トレーニング信号発生回
路２０３からの信号を、一時的にスイツチ２０４
を用いて送話信号に替えて、回線に送出して行
う。

この様に、エコー・キヤンセラーは拡声電話に
おける挿入損失の低減に有効であるが、トレーニ
ング信号を回線に送出する必要があり、一時的に
せよ電話を中断するといつた問題点があつた。そ
こで、エコー・キヤンセラーの他の方式として、
衛星通信等で広く用いられている音声により反響
路を推定する方式が考えられるが、この方式は音
声の周波数特性により収束速度が音声周波数によ
り異なる事が原因で、低レベルの周波数成分にお
いて回線変動に対する追随が悪くなり、結果的に
その周波数の打消特性が悪化するといつた性質が
あるため、特に、帯域全体で一定の打消しを要す
る拡声電話への応用には不向きであつた。

衛星通信では、反響信号の電力を下げれば良
く、ある特定の周波数の成分が大きくても、全体
から見た割合が小さければ、大きな問題とはなら
ないが、拡声電話においては、最悪の打消量の周
波数でハウジングが発生する可能性がでてくる。

エコー・キヤンセラーの収束速度が送話信号ｘ
(t)の周波数特性に依存する事を、第３図のトラン
スバーサル型の構成のエコー・キヤンセラーを例
に説明する。以下、信号ｘ(t)、ｅ(t)＋ｎ(t)＋ｙ(t)
−y^(t)はＡ／Ｄ変換回路３０１，３０７で例えば
音声帯域ではδ_S＝8KHzでサンプリングされたｋ
サンプル時点の信号ｘ(k)、ｅ(k)＝ｙ(k)＋ｎ(k)−y^
(k)として扱う。

第３図において、３０２はＮタツプのタツプ付
遅延回路でＸ(k)＝（ｘ(k)、ｘ（ｋ−１）、ｘ（ｋ
−２）、…，ｘ（ｋ−Ｎ＋１））^T なる各値を保持する。そして、乗算回路３０３、
アキユムレータ３０４により、反響路推定回路３
０６で推定した疑似反響路である推定タツプ係
数、 H^(k)＝（k^₁(k)、k^₂(k)、k^₃(k)、…，k^_N(k)）^T との間で積和演算、 y^(k)＝H^(k)^TＸ(k)＝Ｘ(k)^TH^(k) ……(5) を行い、Ｄ／Ａ変換回路３０５によりアナログ値
y^(t)に変換される。

一方、反響路の推定は、推定アルゴリズムとし
て例えばLMS（Leant Mean Sgmare）アルゴリ
ズムを用いれば、 H^（ｋ＋１）＝H^(k)＋α・ｅ(k)Ｘ(k)
……(6) ｅ(k)＝ｙ(k)＋ｎ(k)−y^(k) ＝H^TＸ(k)−H^(k)Ｘ(k)＋ｎ(k) ……(7) なる修正式で推定タツプ係数H^(k)を１サンプルご
とに修正してゆく事により、H^(k)を反響路のイン
パルス応答、Ｈ＝（k₁，k₂，k₃，…，k_N）に近づけて行く。

ここで周波数領域で推定タツプ係数の近似の良
さを知るために、６式をDFT係数に展開して扱
う。そのために、６式の両辺になる行列を掛けると９式を得る。

G^（ｋ＋１）＝ΦH^（ｋ＋１）＝ΦH^(k)
＋αe(k)ΦX(k)＝G^(k)＋αe(k)Ｚ(k)……(9) 但し、 G^(k)＝（g^₀(k)、g^₁(k)、g^₂(k)、…，g^_N(k)）^T……
(10) Ｚ(k)＝（z₀(k)、z₁(k)、z₂(k)、…，z_N(k)）^T……(11) g_i(k)＝_N-1 〓^p=0 k^_p(k)W^ip ……(12) z_i(k)＝_N-1 〓^p=0 ｘ（ｋ−（Ｎ−１）＋ｐ）W^ip ……(13) ここで、(10)式のg^_i(k)は、w_i＝2πi／Ｎ（ｉ＝０〜
Ｎ−１）なる角周波数の推定反響路H^(k)のDFT
係数であり、z_i(k)はＸ(k)のw_iなる角周波数のDFT
係数となる。

次に、今求めたG^(k)、Ｚ(k)で７式の誤差信号ｅ
(k)を表わすと、ｅ(k)＝（Ｈ−H^(k)）^*Ｘ(k)＋ｎ(k) ＝｛Φ（Ｇ−G^(k)）｝^*・ΦZ(k)＋ｎ(k) ……(14) （＊は随伴行列を示す）但し、Φ＝１／ＮΦ^*（∵Φ＝Φ^T） ……(15) Ｇ＝（g₀、g₁，…，g_N）^T g_i＝_N-1 〓^p=0 k_pW^ip ここで、g_iは反響路Ｈのw_iなる角周波数のDFT
係数である。また、Φは1DFTを行う行列であ
る。

(14)式に(15)式を代入して、ｅ(k)＝（Ｇ−G^(k)）^*Φ^*Φ・Ｚ(k)＋ｎ(k)＝（
Ｇ−G^(k)）^*１／ＮΦ・１／ＮΦ^*Ｚ(k)＋ｎ(k)……(16
) ここで、ΦΦ^*＝NI（但しＩはＮ次元の単位行
列）などでｅ(k)＝１／Ｎ（Ｇ−Ｇ(k)）^*Ｚ(k)＋ｎ(k)＝１
／ＮＺ(k)^*（Ｇ−Ｇ(k)）＋ｎ(k)……(17) となる。

このｅ(k)を(9)式に代入して両辺をＧ(k)から引く
と、Ｇ−G^（ｋ＋１）＝Ｇ−G^(k)−α｛１／ＮＺ(k)
^*（Ｇ−Ｇ(k)）＋ｎ(k)｝Ｚ(k)……(18) ここで、Ｄ(k)＝Ｇ−G^(k)とするとＤ（ｋ＋１）＝Ｄ(k)−α （１／ＮＺ(k)^*Ｄ(k)＋ｎ(k)）Ｚ(k) ……(19) を得る。ここで、タツプ係数の誤差ベクトルＤ(k)
の期待値をとると、＜Ｄ（ｋ＋１）＞＝（Ｉ−α／Ｎ＜Ｚ(k)Ｚ(k)^*
＞）＜Ｄ(k)＞−＜ｎ(k)Ｚ(k)＞……(20) 但し、＜＞は期待値を示す。

となり、Ｚ(k)はFETの係数なので、近似的に、＜Ｚ(k)Ｚ(k)^*＞＝diay（p₁，p₂，…，p_i，…，p_N）
……（21）但し、p_iはｘ(k)の角周波数w_iにおけるパワースペ
クトル。

が成立し、また、ｎ(k)とＺ(k)の無相関により、＜ｎ(k)Ｚ(k)＞＝０ ……（22）が成立すると仮定すると、＜Ｄ（ｋ＋１）＞＝（Ｉ−α／Ｎdiay（p₁，p₂，
…，p_N））＜Ｄ(k)＞……（23）であり、角周波数w_iなる成分のタツプ係数の誤差
の期待値d_i(k)は d_i(k)＝（１−α／Ｎp_i）d_i（ｋ−１）……（24
）となる。この漸化式より、 d_i(k)＝（１−α／Ｎp_i）^k-1d_i(o) ……（25）を得、これより、p_iが小さければd_iの収束速度も
低下する事がわかる。

以上、エコーキヤンセラーの収束速度が、送
信々号のパラー・スペクトルに依存する事を時間
領域の、収束アルゴリズムとしてLMSアルゴリ
ズムを用いた例により説明したが、本発明は、エ
コーキヤンセラーの構成、収束アルゴリズムが、
どの様であろうと、エコーキヤンセラーの性能
（収束速度、打消量）が、入力信号のパワースペ
クトルに依存する周波数特性を持つ場合を対象と
する。

［発明の目的］この発明は、上述した従来のエコー・キヤンセ
ラーの欠点に鑑みてなされたもので、その目的と
するところは、ボイス・スイツチの損失に、送
信々号のパワースペクトルの逆数に比例した。ま
たは、その近似の特性を持たせ、エコー・キヤン
セラーの打消量の周波数特性を補償し、帯域にわ
たつて一定の反響信号減衰量を得るものである。

［発明の概要］本発明の概要を第４図、第５図をもとに説明す
る。

送信々号のパワースペクトルを第４図ａとし、
この信号でエコーキヤンセラーが反響路推定した
時の打消量ERL＝10loy₁₀｛（送信々号の電力）／
（残差信号の電力）｝の周波数特性ERL（α）が、
第４図ｂに示す様に、入力信号のパワースペクト
ルに応じた特性を持つとすると、従来のエコー・
キヤンセラーを用いた拡声電話では、第４図ｂの
矢印の点で最もハウリングマージンが少なくな
り、この周波数でハウリングを発生する確立が高
くなる。

ここでハウリングは上述した様に送話利得・受
話利得で決まるため、反響信号のパワースペクト
ルが閾値以上有りさえすればハウリングが発生す
る。従つてハウリングを防止するためには反響信
号の全ての周波数成分に対してその残余信号が閾
値以下となる様な一定の打消量が必要である。と
ころが第４図ｂの矢印の点では打消量が最小であ
るため、ここが一定の打消量に達しない場合が有
る。つまりこの点では、残余信号が閾値以上存在
する事によりハウリングが発生する確立が高い。

本発明は従来方式に加えて新たな、第５図ｃに
示すＫ−ERL（α）なる周波数特性を持つボイ
ス・スイツチを導入し、ボイス・スイツチを含め
た全体の反響信号打消し特性を、第５図ｄに示す
様に平坦にする。

［発明の効果］上述した様に、本発明を用いれば、送信々号の
パワー・スペクトルが小さくて、充分な打消量が
得られなかつた周波数はボイス・スイツチが補う
ため、ボイス・スイツチ迄含めた反響打消しの周
波数特性は平坦となり、エコーキヤンセラー単独
の時のハウリングマージンが打消量の周波数特性
の最悪値で決まるのに対して、ハウリングマージ
ンが増加する。また、ボイス・スイツチも通話に
おいて重要な、音声のパワースペクトルが強い部
分は、損失が少なくなるため、従来方式よりもス
イツチ感が減少する。

［発明の実施例］本発明の実施例を第６図に示し、以下説明す
る。

従来のエコー・キヤンセラーを用いた反響信号
打消し回路に加えて、本発明のために新たに追加
する基本的な回路は、送信パワースペクトル逆特
性推定回路６０５と、周波数特性付挿入損失６０
２，６０８である。

逆特性推定回路６０５は、送受判定回路１０８
よりの制御信号により、送話時のみ、Ａ／Ｄ変換
回路６０１でデイジタル化した送信々号ｘ(k)を入
力し、この周波数特性の逆特性を推定し、この逆
特性を実現するフイルタの係数を算出し、挿入損
失６０２，６０８に供給する。

挿入損失６０２，６０８は、例えばデイジタ
ル・フイルタで実現され、逆特性推定回路６０５
よりの係数により、送信々号のパワースペクトル
の逆特性の周波数特性を持つ様設定される。そし
て、スイツチ６０３，６０９を送受判定回路１０
８よりの制御信号により制御し、送話時には受話
側に、受話時には送話側に挿入する。

受話時に挿入する挿入損失６０２においても、
送話時に算出されたフイルタ係数に従つてその時
の送話信号の周波数特性の逆特性が設定される。
これは受話時において、スピーカー１０４からの
受信信号が音響結合によりマイク１０１より入つ
たときの信号を打消すものである。ここでハウリ
ングは送話利得・受話利得で決まるものであり、
その入力信号が、人の発生した送話信号である
か、スピーカー１０４から拾われた受信信号であ
るかには殆んど関係しない。従つて受話時の挿入
損失６０２は、送話時に算出したフイルタ係数を
使用したもので十分対応できる。

これら各回路はFET（フアーストフーリエ変
換）を用いて構成する事もできるが、線形予測を
用いた、音声分析回路、音声合成回路を用いて構
成した例を第７図、第８図に示す。

入力信号ｘ(k)が音声の時、音声ｘ(k)の生成過程
は第９図に示す様に、周波数特性が平坦な白色雑
音が線形時変フイルタ９０２を介して出力される
ものと近似できる。すなわち、白色雑音をＺ変換
したものをＷ（ｚ）、フイルタ９０２のｚ領域の特
性をＡ（ｚ）^-1、出力信号ｘ(t)をｚ変換（但しｚ＝
e²〓^fTＴはサンプリング周期）したものをＳ（ｚ）
とすると、Ｓ（ｚ）＝Ａ（ｚ）^-1・Ｗ（ｚ）
……（26）となる。ここで、エコーキヤンセラーの入力信号
Ｓ（ｚ）と残差信号Ｅ（ｚ）との間の伝達関数
ERL（ｚ）が、周波数特性を持つものとし、これ
が、ｘ(t)のパワースペクトルの逆特性に比例する
と仮定すると、 ERL（ｚ）＝（｜Ａ（ｚ）^-1｜²）^-1＝Ｌ｜Ａ（ｚ）^-1｜^-2
……（27）（但しＬ＜１）となる。今、挿入損失の減衰特性を、 LOSS(z)＝｜Ａ(z)^-1｜² ……（28）なる様、設定すると、エコー・キヤンセラーと挿
入損失を合わせた減衰量は、 LOSS(z)・ERL(z) ＝Ｌ｜Ａ(z)^-1｜^-2・｜Ａ(z)^-1｜²＝Ｌ
……（29）となり、帯域にわたつて平坦で大なる減衰量を得
る事ができる。

以上より、挿入損失６０２，６０８の特性は、
音声生成過程における線形時変フイルタの特性Ａ
(z)^-1にすれば良く、本実施例では音声分析、合成
で用いている線形予測の技術を用いている。

第７図は分析回路を用いた逆特性推定回路で、
音声信号ｘ(t)を白色化する事により、Ａ(z)^-1を推
定する。同回路においてタツプ付遅延回路７０
１、乗算器７０２、アキユムレータ７０３はＦ(z)＝C₁z^-1＋C₂z^-2＋…＋C_Mz^-M ……（30）なる特性のトランス・バーサルフイルタを構成し
ている。

そして、減算回路７０４により現時点のサンプ
ル値より差し引く事により、Ｂ(z)＝１−Ｆ(z) なるフイルタとなつている。

予測係数推定回路３０６は、このフイルタの出
力信号ε(k)の電力が最小になる様に、Ｆ(z)のタツ
プ係数C1〜CMを設定する事により、結果的に、Ｂ(z)＝１−Ｆ(z)≒Ａ(z) となる関係を満たすＦ(z)を合成する。

第８図は、合成回路を用いた挿入損失回路で、
逆特性推定回路で算出したＦ(z)のパラメータC1
〜CMを用いて、Ａ(z)の特性であるＡ(z)^-1のフイ
ルタを実現する。

第８図において、タツプ付遅延回路８０１、乗
算器８０２、アキユムレータ８０３は、パラメー
タC1〜CMを用いる事により、逆特性推定回路同
様Ｆ(z)なる特性を持つトランスバーサル・フイル
タとなつている。そして、このフイルタが減算回
路８０４により回帰的な構成のフイルタとなる
様、接続される事により、Ｄ(z)＝１／１−Ｆ(z) なる特性のフイルタとなつている。そして、この
特性は、Ｄ(z)＝Ａ(z)^-1 に他ならないので、音声生成過程における線形時
変フイルタ９０２と同様の特性をボイス・スイツ
チが持つ事になり、すでに述べた様に、エコー・
キヤンセラーの打消し量の周波数特性を補正する
事ができる。

なお、音声の生成フイルタの特性Ａ(z)^-1は時変
であるので、予測係数推定回路は常時推定動作を
行う必要があるが、線形予測フイルタのタツプ数
が１〜10タツプ程度でも、エコー・キヤンセラー
の特性の補正が、多少なりとも可能なため、この
場合には、かなりの間、音声生成フイルタＡ(z)^-1
が定常であると考えられるので、予測係数推定動
作も、ゆつくりで良く、従つて、従来の回路に付
加する回路のハード量も少なくなり、実現が容易
になる。

以上が本実施例における基本的な回路である。

なお、本発明においては、エコー・キヤンセラ
ーの反響推定は通話中の音声を用いて行うので、
受信々号により推定動作が乱れる場合がある。こ
のため本実施例では、送受判定回路１０８よりの
制御信号より送話時のみ反響路推定を行う。

最後に、本発明の他の実施例として音響結合を
除去する場合について述べる。音響結合はスピー
カーとマイク間の結合によるもので、ハイブリツ
ド・コイルでの結合と同様ハウリングの原因とな
る他、相手端末の話者にエコーとなつて聞こえ不
快感を招く。

この場合、音響結合防止用のエコーキヤンセラ
ーは第１０図に示す様に、マイクとスピーカーの
間に入れ、逆特性推定回路６０５は受信々号を入
力する。

【図面の簡単な説明】

第１図は従来のボイス・スイツチ式拡声電話、
第２図は従来のエコーキヤンセラーを用いた拡声
電話、第３図はエコーキヤンセラーの構成例、第
４図はXPOWER(i)とERL(f)の特性例、第５図は
FLOSS(i)とFLOSS(f)＋ERL(f)の特性例、第６図
は本発明の実施例、第７図は逆特性推定回路例、
第８図は挿入損失回路例、第９図は音声生成過程
のモデル、第１０図は音響結合防止への実施例を
示す図である。１０１……マイク、１０２，１０６……ボイ
ス・スイツチ、１０３，１０５……アンプ、１０
７……ハイブリツドコイル、１０８……送受判定
回路、２０１……エコーキヤンセラー、２０２…
…減算器、２０３……トレーニング信号発生器、
２０４……スイツチ、３０１……Ａ／Ｄ変換器、
３０２……タツプ付遅延回路、３０３……乗算
器、３０４……アキユムレータ、３０５……Ｄ／
Ａ変換器、３０６……反響路推定回路、３０７…
…Ｄ／Ａ変換器、６０１，６０７……Ａ／Ｄ変換
器、６０２，６０８……周波数特性付挿入損失、
６０４，６１０……Ｄ／Ａ変換器、６０３，６０
９……スイツチ、６０５……送信々号パワースペ
クトル逆特性推定回路、６０６……減算器、６１
１……エコーキヤンセラー、７０１……タツプ付
遅延回路、７０２……乗算器、７０３……アキユ
ムレータ、７０４……減算器、７０５……予測係
数推定回路、８０１……タツプ付遅延回路、８０
２……乗算器、８０３……アキユムレータ、８０
４……減算器、９０１……白色雑音発生器、９０
２……線形時変フイルタ。

Claims

【特許請求の範囲】１送信信号及び受信信号が通過するハイブリツ
ドコイルで生じる反響信号について推定した伝達
特性と前記送信信号又は前記受信信号の音響結合
による信号とを演算することにより疑似反響信号
を生成する疑似反響信号生成手段と、前記送信信号又は前記受信信号の音響結合によ
る信号が前記ハイブリツドコイルを通過するとき
に発生した反響信号から前記疑似反響信号を減算
する減算手段とを備えた反響打消し装置におい
て、前記送信信号及び受信信号の有無を判定する送
受判定手段と、この送受判定手段により送信信号のみ有りと判
定された場合前記送信信号の周波数特性の逆特性
を推定する逆特性推定手段と、この逆特性推定手段により推定された逆特性に
比例した打消量を有する第１及び第２の挿入損失
手段とを備え、前記疑似反響信号生成手段は、前記送受判定手
段により送信信号のみ有りと判定された場合前記
送信信号及び前記減算手段からの減算信号を用い
て前記伝達特性を推定することにより、前記送信
信号の周波数特性に応じた疑似反響信号を生成す
るものであり、前記第１の挿入損失手段は、前記送受判定手段
により送信信号のみ有りと判定された場合前記減
算手段から受信端へ漏れる減算信号に対して打消
しを行ない、前記第２の挿入損失手段は、前記送受判定手段
により受信信号のみ有りと判定された場合前記受
信信号の音響結合による信号に対して打消しを行
なつて前記疑似反響信号生成手段及びハイブリツ
ドコイルへ供給することを特徴とする反響打消し
装置。