JPH01314438A - エコーキャンセラ - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 〔産業上の利用分野〕 本発明は、電話機等において用いるエコーキャンセラに
関するものであり、更に詳しくは、電気的受信信号を音
響信号に変換して出力する電気・音響変換器（スピーカ
）と、該音響信号が成る伝播路（以下、反響路という）
を伝播し反響信号（エコー）として戻ってくるのを受信
して電気信号（以下、反響電気信号という）に逆変換し
て出力する音響・電気変換器（マイクロホン）と、面記
電気的受信信号と反古電気信号とを入力され、それらか
ら前記反響路の特性を適応的に推定し、その結果から前
記反古電気信号に類似した擬似反響電気信号を作成して
出力する適応フィルタと、該適応フィルタから出力され
た擬似反響電気信号を前記反響電気信号から差し引くこ
とにより該反響電気信号を打ち消す（キャンセルする）
減算回路と、から成るエコーキャンセラの改良に関する
ものである。

〔従来の技術〕

ハンドセット（送受話器）を用いずに、スピーカとマイ
クで通話できる拡声電話機は、通話中にも両手が自由で
あることから、近年需要が増大しているテレビ会議、自
動車電話用としてのニーズが強い。特に自動車電話では
、両手が自由でないとハンドルが握れないので、安全性
の面からのニーズが根強い。

拡声電話機を構成しながら、スピーカから出力された音
響信号がエコーとしてマイクにまわり込んで通話障害を
起こすのを防止する技術としては、大きく音声スイッチ
方式とエコーキャンセル方式の２つがある。音声スイッ
チ方式は、原理的に片方向通話であり、スイッチ動作を
伴うため、話しの語頭１語尾が切断されるという欠点を
もち、自然な通話が不可能である。これに代わるものと
して、エコーキャンセル方式が注目されている。

この方式によれば、双方向同時通話が可能であり、語頭
・語尾の切断もなく、自然な通話を可能とする。このエ
コーキャンセラの動作原理につい　゛ては、電子通信学
会編著の書物「ディジタル信号処理」　（第２２４〜２
３１頁および第２６０〜２６１頁）に詳細に示されてい
る。この方式を用いた自動車電話用拡声電話機としては
例えば特開昭６０−１４０９６４号公報がある。

エコーキャンセラは、スピーカから放声される受話信号
が室内で反響し再びマイクに入力して送信信号に混入し
て通話障害を起こすとき、その反響波を擬似した擬似反
響波を適応ディジタルフィルタにおいて作成し反響波と
キャンセルさせることにより、反響波を除去するもので
ある。すなわちスピーカに入力する受話信号とマイクに
入力する反響信号から室のインパルス応答を推定し、そ
れによっ°Ｃ反響信号のレプリカ（擬似反響信号）を作
成して、減算器で反響信号からそのレプリカを引くこと
により、反古信号を消去するものである。

しかし、インパルス応答の推定すなわちレプリカを作成
するための適応ディジタルフィルタにおける係数算出は
、線形システムの同定理論によっており、実際に用いら
れる受話機としてのスピーカのように非線形動作をする
ことにより、高調波成分を生成する機器を含む系に適用
したとき、エコーを構成する基本波成分は消去できても
、高調波成分は原理的に消去できない。何故なら適応デ
ィジタルフィルタにおいてレプリカ作成のため取り込む
信号は、スピーカに入力する前の高調波成分を含まない
信号であり、高調波成分はスピーカの出力に含まれる信
号成分だからである。

エコーキャンセラの性能の一つにエコー（反響信号）減
衰量がある。これは反響信号がどれぐらい消去されたか
を示す量で、受話信号と消去後の反響信号との電力比で
表わされる。

上記のように高調波成分が消去できない場合には、この
エコー減衰量が劣化する。そして、エコーキャンセラの
目的である、ハウリング（まわり込んでくるエコーが大
きいとハウリングを起こす）。

エコーを防止し、自然な双方向通話を可能とすることが
できなくなる恐れを生ずる。

また、高調波成分がそのまま、マイクを介して送話され
ることとなり、相手は自分の声の歪成分をエコーとして
受聴することとなり、非常な不快感を与える。

このような欠点を除くものとして、特開昭６０−１０２
０５２号公報に記載される従来技術としての拡声電話機
がある。

〔発明が解決しようとする課題〕

上記従来技術は、スピーカの非線形性の影響を逃がれる
ために、スピーカ前面にマイクを配し、高調波歪成分を
も含む放声受話信号を適応ディジタルフィルタに入力し
、これと他のマイクで収音した反響信号とでインパルス
応答を推定し、反響信号レプリカを作成し、反響信号を
消去するものである。

しかし、（１）スピーカ前面に配置するマイクロホンが
別に必要となること、（２）前記マイクロホンをスピー
カ前面に取り付ける際の実装技術の問題、（３）前記マ
イクロホンはスピーカ直曲に配するため、大きな音圧が
入力され、これにより振動歪が発生する恐れがあること
、（４）前記マイクロホンには、スピーカからの音以外
つまり反響信号も入力されてしまうこと、など実際上は
多くの問題点がある。

本発明の目的は、上記従来技術の問題点を除き、スピー
カで生じた高調波成分の影響を受けることなく、エコー
減衰量の劣化を防止することのできるエコーキャンセラ
を提供することにある。

〔課題を解決するための手段〕

上記目的は、スピーカなどの非線形動作を近似するｎ次
多項式関数回路（但しｎは自然数）と前記関数の係数を
算出して制御するｎ次多項式関数推定回路を設け、前記
ｎ次多項式関数回路を適応ディジタルフィルタの受話信
号の取り入れ入力側に接続し、前記関数回路を前記関数
推定回路の出力で制御することにより、達成される。

〔作用〕

ｎ次多項式関数回路は、スピーカなどの非線形動作を近
似するもので、受話信号（基本波）を人力されると、基
本波および高調波成分を含む信号を生成して出力する。

ｎ次多項式関数推定回路は、消去後の反響信号（誤差信
号）から逐次スピーカなど非線形機器の非線形性を推定
し、前記多項式関数の係数として、より近いものを算出
し、前記関数回路入力する。

これにより、線形な適応ディジタルフィルタには、スピ
ーカなどの非線形性を擬似する信号（ｎ次多項式関数回
路の出力信号）が入力され、スピーカなどの非線形性に
よる高調波成分をも含んだ反響信号のレプリカを作成す
ることができる。そして、これを反響信号（スピーカな
どの非線形性による高調波成分を含んでいる）から減算
し、反古信号を消去する。その結果、反響信号に含まれ
る高調波成分も基本波と同様に消去され、エコー減衰量
が劣化することはない。

〔実施例〕

以下、本発明の一実施例を第１図により説明する。第１
図は本発明の一実施例を示すブロンク図である。

同図において、１はスピーカ、２はマイクロホン、３は
受話アンプ、４は送話アンプ、５は２線４線変換回路と
してのハイブリッド回路、６は音響エコーキャンセラで
ある。

電話回線上の受話信号は、ハイブリッド回路５で２線−
４線変換され、受話アンプ３で増幅され、スピーカｌよ
り放声される。放声された高調波を含む音声信号はマイ
クロホン２で集音され、送話アンプ４で増幅され、ハイ
ブリッド回路５から回線上に送出される。

音響エコーキャンセラ６はスピーカ１からの放声された
音声信号が車内（自動車電話として車内で使用する場合
を想定している）で反響し、マイクロホン２で集音され
、送話アンプ４を介し、ハイブリッド回路５で反射され
、受話アンプ３で増幅され、再びスピーカｌから放出さ
れることによる信号の１巡ループによるハウリングを防
止する。

次にひとまず、第１図の説明を乱れ、第２図を参照して
本発明にかかる音響エコーキャンセラの動作原理を説明
する。

第２図は本発明にかかる音響エコーキャンセラの動作原
理を説明する図である。同図において、Ｓはスピーカ特
性（ｆ（ｘ））回路、Ｐは車内反響特性回路、Ｑはｎ次
多項式関数回路、Ｒは反響モデル回路、Ｍは推定（同定
）回路、である。

同図に見られるように、受話信号Ｘ、はスピーカ特性回
路Ｓで歪を発生し、車内に放声される。

この信号は車内のインパルス応答で表現できる反響特性
を車内反響特性回路Ｐで付与されて反響信号ｙ、となり
、マイクロホン２で集音される。マイクロホン２におけ
る歪はスピーカにおけるそれに比べ無視できるものと仮
定している。音響エコーキャンセラ６は、受話信号ｘｔ
から、反響信号のレプリカｙＬを作成し、反響信号ｙ、
から減算器６１３で減算することにより、反響信号ｙｔ
を消去し、ハウリングを防止するものである。

ｎ次多項式関数回路Ｑ１反響モデル回路Ｒはそれぞれス
ピーカ、車内反響特性を近似するものであり、反響信号
ｙＬと反響信号レプリカｙ、との差すなわち誤差信号ｅ
ｔをもとに推定した値で推定（同定）回路Ｍにより制御
される。この制御は、誤差信号ｅｔが零となるように逐
次行なわれる。

反響モデル回路Ｒは適応ディジクルフィルタで構成され
る。このフィルタは周知のように線形動作を行う。

スピーカにおける歪発生は、スピーカを構成するコーン
紙の分割振動、ボイスコイル運動の非線形性など種々の
要因によっている。

今、−船釣に次式で示すｎ次多項式関数ｆ　（ｘ）でス
ピーカの非線形性を近似するものとする。

ｆ（ｘ）＝ａ＋ｘ＋ａｚｘ”＋ａｘｘ”十・−−−−・
＋ａ、ｘ’　＝、’）：　　ａｉＸ“　　　・・・・・
・（１）高次の係数が零であれば歪の発生はない。２次
の係数が零でなければ２次高調波、１次の係数が零でな
ければ１次高調波を発生する。スピーカにおける歪率は
、０．１〜０．０１％程度であるため、一般に係数の値
は、 ａ＋〜１．Ｏｉ　　ａ！ｔａ３＋　”・・”＋ａｎ　（
１，０・・・・・・（２） 程度である。受話信号をｘｔ（ｔ＝ｏ、ｌ、２．・・・
）で与えられる離散的数値系列とし、車内のインパルス
応答を（ｈｉ＝、ｔ）　＊−１〜、で与えられる離散的
数値系列とすると、反響信号ｙＬはスピーカの出力信号
ｆ（ｘ、）と車内インパルス応答との畳み込み積分で表
わされる。すなわち Ｙｔ　＝　　”Ｘ　　Ｆｌｋ、ｔ・（ａｔＸｔ−１１＋
ａｚＸ”ｚ−ｍ＋・・・・・・＋ａ＋ｔＸ”ｔ−ｋ） ＝　　　Σ　　ｈｍ、ｔ　　　・　（Σ　　ａｔＸ’ｔ
−ｋ　）・・・・・・（３） スピーカを近似するｎ次多項式関数をｇ（ｘ）とする。

ｇ（ｘ）＝ａ、ｘ＋ａ、ｘ”＋ａ、ｘ３＋・・・・・・
＋ａ、ｘ’　＝　、’）：　ａ、ｘ’　　　　・−Ａ４
）反響モデルを非巡回形（ＦＩＲ）フィルタで構成し、
その係数を（ｈｍ、ｔ）　ｋ−１〜１とすると、反響信
号レプリカｙＬは同様にｎ次多項式関数の出力信号ｇ（
ｘｔ）と係数との畳み込み積分で表わされる。すなわち ＋・・・・・・＋ａＩ％ｘｌｌＬ−ｋ）＝　　　　Σ　
　ｈｂ、ｚ　・　（、Σ　　ａｉＸ’Ｌ−ｋ）・・・・
・・（５） 上記（３）　、　（５）式を用いて、誤差信号ｅｔは次
式で表わされる。

ｅｔ””）’ｃ３’　ｔ ＝ｙｔ−Σ　ｈｍ−ｔ・（ａｔＸｔ−ｂ＋ａｚＸ”ｔ−
ｇ＋　−・・・＋　ａ　ｎ　Ｘ　’ｔ−ｍ　）＝ＹＬ　
　、ｆｉ、　ｈｂ、ｔｉ　話ａ＝Ｘ’ｔ−ｍ　）・・・
・・・（６） 誤差信号ｅｔを零とするような（ｈｋ、ｔ）。

（ａ、、、）の制御を考える。

誤差信号ｅｔの２乗時間平均値であるＥ（ｅｔ２）を評
価関数りとし、これを最小とする方法として最大傾斜法
を用いる。すなわち、次式のように、現時点の値を評価
関数りの最大傾斜量に比例した量で逐時更新してゆく。

Ｄ＝Ｅ　（。、２）　　　　　　　　　　　　　・・・
・・・（７）ａ　ｉ＋ＩＬ＋ｌ＝ａ　ｉ：ｔ　　（Ｘ　
’　ａ　ｏ／θａｉ＋Ｌ（ｉ＝１〜ｍ）　　　　　　　
・・・・・・（８）τＬ１い、−狙１．−β・θＤ／θ
ｈｋ＋Ｌ（ｋ＝１−ｍ）　　　　　　　　・・・・・・
（９）但しα、βは定数 偏微分θＤ／θａｉ＋Ｌ＋　　θＤ／θｈ＊、ｔを計算
する。

θＤ／θａ　Ｈ，ｔ−２Ｅ（ｅ　ｔ、（Σ　ｈｔｌ＋Ｌ
ｘ〒ｋ）〕・・・・・・（１０） θＤ／θｈｋ、ｔ＝−２Ｅ（ｅｔ４　ａ；Ｘ’ｔ−ｍ）
）・・・・・・（１１） したがって、これを上記（８）　、　（９）式に導入す
ると、次式に示す（企５５．ｌ　、　（ａ＝、−）の更
新アルゴリズムを得る。

ＭＨ，ＬＳＩ　：３．、　ｔ　＋　２　（Ｘ　Ｅ（ｅ　
ｔ、（話ｈ　１１＋　ｔ　Ｘ　’ｔ−ｖ））・・・・・
・（１２） ｈｋｒＬ４１＝　Ｊ、ｔ　＋　２βＥ　（ｅ　ｔ・（、
％　ａ　ｔ　ｘ　’ｔ−ｖ））・・・・・・（１３） 時間平均値を瞬時値に置きかえると上式は・・・・・・
（１４） ｈ　ｋ＋　Ｌ＋−ｈｋｒ　ｔＨＣｈ　ｅ　ｔＨ（、玉ａ
　ｉ＋　ｔ　Ｘ　’Ｌ−ｋ）・・・・・・（１５） 但し　Ｃ，ｌ−２α、ｃｈ＝２β となる。ここでｎ次多項式関数値であるｇ（ｘ）−Ｘ　
とすれば上記（１５）式は次式となる。

上式は、Ｌ　Ｍ　Ｓ　（Ｌｅａｓｔ　　Ｍｅａｎ　　５
ｑｕｒｅ）法として、よく知られているアルゴリズムと
形式が同しである。ＬＭＳ法はプロシー　ディング・オ
ブ・ザ・アイ・イー・イー・イー、６３巻、１２号。

１９７５年（１１月）、１６９２〜１７１６頁（Ｐｒｏ
ｃｅｅｄｉｎｇ　　ｏｆ　　３ｈｅ　　Ｉ　Ｅ　Ｅ　Ｅ
、　　Ｖｏｌ、　６３　。

Ｎｏ、１２．ＤＥＣ１９７５，ＰＬ６９２〜Ｐ１７１６
）に詳細に述べられている。ＬＭＳ法では上記（１６）
弐に相等するのは（１７）式である。つまり、−ｈ−に
＋ｔｌｌ　＝−ｈｉ＋＋ｔ＋　ｃｈ　Ｈｅ　Ｌ　・ＸＬ
−５・・・・・・（１７） ＬＭＳ法では誤差信号と送話信号の積であるのに対し、
本発明では誤差信号とｎ次多項式関数値の積で（ｈｔ＝
、ｔ）を更新する。

以上、上記（１４）　、　（１６）式を用いて、（ａ、
、、）。

［ｈ＊、ｚ）を更新すれば、最終的に誤差信号を零に近
づけることができる。つまり、高調波を含む反響信号ｙ
ｔを打、ち消す。この時、（ａ、、Ｌ）。

（ｈｋ、、）はそれぞれ、スピーカの歪、車内のインパ
ルス応答の推定値となっている。

このように反響モデルである適応ディジタルフィルタの
前にスピーカの歪発生モデル（ｎ次多項式関数）を導入
すれば、スピーカの歪率に依存しない音響エコーキャン
セラを構成することができる。

第１図に戻り、同図に示す実施例の音響エコーキャンセ
ラ６は上記（１４）　、　（１６）式による更新アルゴ
リズムを用いたものである。音響エコーキャンセラ６内
の処理はディジタル信号処理である。つまり、図中Ａ、
Ａ’点にＡＤ変換器、Ｂ、Ｂ’点にはＤＡ変換器が設け
られているものとする。

音響エコーキャンセラ６は、ｎ次多項式関数回路６０１
．Ａレジスタ６０２．Ａレジスタ更新回路６０３．ＸＸ
レジスタ６０４．Ｘレジスタ６０５、ｉ東回路６０６１
畳み込み積分回路６０７゜Ａレジスタ修正量算出回路６
０８．フィルタ畳み込み積分回路６０９．Ｈレジスタ６
１０．Ｈレジスタ更新回路６１１．Ｈレジスタ修正量算
出回路６１２、ｉｌ算器６１３．ダブルトーク検出回路
６１４で構成される。

ｎ次多項式関数回路６０１は上記（４）式のどとくスピ
ーカの非線形性をｎ次多項式で近似する回路で、受話信
号を人力とし、Ａレジスタ６０２に記憶されている係数
（ａｉｎＬ）を用いて、スピーカの出力信号の近似値で
あるｎ次多項式関数値Ｘを出力する。

ｎ次多項式関数回路６０１は例えば第３図に示すごとく
、加算器３０１２乗算器３０２で構成され、上記（４）
式の演算を行うものである。

Ａレジスタ更新回路６０３は、現時点の係数（ａｉ、Ｌ
ｌを用い、これにＡレジスタ修正量算出回路６０８出力
を加えて、新たな係数（ａｉ＋Ｌ。１）を作成し、これ
をＡレジスタ６０２に入力する。

上記（１４）式を次のように２つのステップに分解する
。

・・・・・・（１９） 上記（１８）式の演算を行うのがＡレジスタ更新回路６
０３である。ΔａｉはＡレジスタ修正量演算回路６０８
の出力である。

ｎ次多項式関数回路６０１の出力ＸＸレジスタ６０４に
一時記憶される。

Ｘレジスタ６０５は受話信号を一時記憶するレジスタで
ある。ｉ乗回路６０６はＸレジスタ６０５の出力をａ、
の添字ｉに応じて１乗する回路である。畳み込み積分回
路６０７は、ｎ乗された受話信号と、Ｈレジスタ６１０
に記憶されている車内のインパルス応答推定値（ｈｍ、
ｔ）との畳み込み積分−１ｈｔ＝１．・Ｘ”Ｌ−ｋを行
う回路である。

この積分結果はＡレジスタ修正量算出回路６０８に入力
される。

Ａレジスタ修正量算出回路６０８は、先の畳み包み積分
の結果と、減算器６１３の出力である誤差信号とから、
上記（１９）式に示す演算を行い、Ａレジスタ更新回路
６０３に修正量Δａ、を出力する。

以上６０１〜６０８の回路により、上記（１４）式に示
されるアルゴリズムにより、スピーカの非線形性を表わ
すモデルであるｎ次多項式関数回路６０１の係数［ａ、
、、）が逐時更新され、最終的にはスピーカと同じ非線
形性をもつものとなる。

フィルタ畳み込み積分回路６０９は、ｘｘＸレジスタ６
０４一時記憶されているｎ次多項式関数回路６０１の出
力Ｘと、Ｈレジスタ６１０に記憶されている車内のイン
パルス応答推定値（ｈ、、ｔｌとで、上記（５）式に示
す畳み込み積−分を行い、反響信号のレプリカを作成す
る。

１ルジスタ更新回路６１１は、現時点のインパルス応答
推定値（ｈ、、ｔ）を用い、これにＨレジスタ修正量算
出回路６１２の出力を加え、これをＨレジスタ６１０に
入力する。

上記（１６）式を次のように２つのステップに分解する
。

上記（２０）式の演算を行うのがＨレジスタ更新回路６
１１である。Δｈ、は［Ｉレジスタ修正量算出回路６１
２の出力である。

Ｈレジスタ修正量算出回路６１２は、ｘ×Ｘレジスタ６
０１非線形性を含んだ受話信号と、減算器６１３の出力
である誤差信号とから、上記（２１）に示す演算を行い
、Ｈレジスタ更新回路６１１に修正量Δｈｋを出力する
。

以上６０９〜６１２の回路により、上記（１６）式のア
ルゴリズムで車内のインパルス応答推定値（ｈｋ、−）
が逐時更新され、最終的には、車内のインパルス応答値
となる。ｘｘＸレジスタ６０４フィルタ畳み込み積分回
路６０９．Ｈレジスタ６１Ｏ，Ｈレジスタ更新回路６１
１．Ｈレジスタ修正量算出回路６１２が適応ディジタル
フィルタを構成している。

フィルタ畳み込み積分回路６０９の出力である反響信号
のレプリカは、マイクロホン２から入力される反響信号
から、減算器６１３で減算され、反響信号は打ち消され
る。その結果、ハウリングが防止される。

ダブルトーク検出回路６１４は、受話信号とマイクロホ
ン２に入力される送話信号とから、双方向同時通話がな
された場合にそのことを検出し、この時、Ａレジスタ更
新回路６０３およびＩ４レジスタ更新回路６１１の更新
動作を停止させる。これは、反響信号が、使用者の発す
る音声信号（送話信号）でマスクされ、スピーカの非線
形性および車内インパルス応答の推定を誤るのを防止す
るためである。

更新動作の停止はΔａｉ＋　Δｈｈの値を強制的に零と
してもよく、演算そのものを停止させてもよい、この停
止状態ではＡレジスタ６０２．Ｈレジスタ６１０に記憶
されている値は更新されず、一定の値を保つ。

第４図に本発明の効果を示すコンピュータシミュレーシ
ョン結果を示す、第４図において、（」）で示すのは、
スピーカに非直線性がない場合の従来ψ音響エコーキャ
ンセラのエコー減衰量時間特性、（ｂ）はスピーカに非
直線性がある場合の従来の音響エコーキャンセラ減衰量
時間特性、（ｃ）はスピーカに非直線性がある場合の本
発明によるｎ次多項式関数回路をもつ音響エコーキャン
セラのエコー減衰量時間特性を示す。但し、（ｃ）につ
いては、効果を明確にするため、途中（図中Ｔで示す）
から、上記（１４）式による係数（ａ、、、）の更新を
開始している。

スピーカに非直線性がない場合には、最終的にコンピュ
ータの演算誤差で制限されるだけの大きなエコー減衰量
が得られている（第４図（ａ）で示す）が、非直線性が
ある場合には、歪率で制限され低いエコー減衰量しか得
られない（第４図（ｂ）で示す）。本発明によれば（第
４図（ｃ）で示す）、非直線性があっても最終的に大き
なエコー減衰量が得られており、その効果は明白である
。

以上、本発明によれば、スピーカの非直線性で生ずる高
調波歪成分の影響を受けることなく、エコー減衰量の劣
化を防止する音響エコーキャンセラを得ることができる
。

なお、Ｘレジスタ、ＸＸレジスタ、Ｈレジスタの段数つ
まり畳み込み積分の積和数はサンプリング周波数と車内
の反響時間とで定められ、設計者が任意に設定しうる。

また、Ａレジスタの段数つまりｎ次多項式関数の次数ｉ
も設計者が任意に設定しうる。スピ゛−力の場合、支配
的な歪は２〜３次高調波であることから、ａｔ−”−ａ
ｎで十分である。また、ａ　＋　’、　１から、ａ　Ｉ
＝　１と固定してもよい。

さらに、音響エコーキャンセラ６内の処理を、信号処理
プロセッサを用い、ソフトウェアで行えることも明らか
である。

音響エコーキャンセラ６は初期設定として、Ｘレジスタ
、ＸＸレジスタ、Ｈレジスタの値をクリア（零に設定し
て）動作を開始する。ただし、Ａレジスタはａ　ｒ＝１
　＋　　８２．ａ　ｓ、・旧・・ａａ＝０を初期設定と
する。これは（ａ＝、ｔ）＝Ｏで動作を開始するとＸＸ
レジスタには受話信号が入力されないからである。

■ルジスタの更新すなわち車内インパルス応答の推定は
電源投入時から動作を開始してもよいが、Ａレジスタの
更新すなわちスピーカ非直線性の推定は、ある程度車内
インパルス応答の推定が進行し、エコー減衰量があるレ
ベルに達したのち動作を開始した方が望ましい。

以下、第１図の実施例の変形すなわち上記（１４）式の
変形例を掲げる。

第５図は上記変形例としての本発明の他の一実施例を示
すブロック図である。第５図において、第１図における
のと同一符号は同一物を示す。第５図は上記（１４）式
の（ａ＝、ｔ）更新アルゴリズムを変更し、第１図の実
施例のＸレジスタ６０５を省略したものである。

先に説明したように、実際のスピーカではａ。

さ１．ａ、、ａ、、・・・・・・ａｎ＜１と考えると、
ｎ次多項式関数回路の人力（受話信号）と出力はほぼ等
しいと考えられる。つまり、 Ｌ″ ｘ　、、、　ｘ　、　　　　　　　　　　　　　　　−
（２２）と考え、上記（１４）式のｘ　’ｔ−ｍをＸ　
’ｔ−ｋに置き換えて次式をうる。

・・・・・・（２３） 第５図の実施例は上記（２３）式を用いて、（ａ、、、
）を更新するようにしたものである。ｉ東回路６０６に
は、ｎ次多項式関数回路６０１を介して、ＸＸレジスタ
６０４に一時記憶されている信号が入力される。

他の動作は第１図のそれと同様であるため説明を省・略
する。

第５図においても、第１図におけるのと同様にスピーカ
の非直線性の影響を受けない音響エコーキャンセラを得
ることができる。また第１図に比べ、ハードウェア量を
削減することができる。

第６図は本発明の更に他の一実施例を示すブロック図で
ある。第６図において、第５図におけるのと同一符号は
同一物を示す。６１５は最大位置検出回路である。最大
位置検出回路６１５はＨレジスタ６１０に記憶されてい
る推定インパルス応答値の絶対最大値の時間遅れを検出
するものである。

第７図（ａ）に車内インパルス応答の一例を示す。ある
遅れ時間で最大値をとり、それ以降は指数関数的にその
値が減少する。遅れ零から最大値までの時間を通常フラ
ットプレイと呼び、スピーカとマイクロホンとの間の距
離を直接音波が伝搬するのに要する時間である。そごで
このインパルス応答を第７図（ｂ）に示すごとくフラッ
トプレイを持つ単位インパルス応答に置きかえることを
考える。つまり、実際の車内インパルス応答を単純な時
間遅れ（フラットプレイ）のみと考える。

ごのとき、上記（２３）式の畳み込み積分は以下のよう
に置換でき、 上記（２３）式は次式に変更される。

ａ　　１＋ｔ＋ｒ　　＝ａｉ、ｔ＋　　ｃａ　　’　　
ｅ　　Ｌ　１　Ｘ’ｔ−ｊｌ・・・・・・（２４） 上式でｌはフラットプレイ時間であり、ｘ　ｔ−ｊｌは
ｘＸレジスタ６０４に一時記憶されている２時間前のデ
ータを表す。

最大位置検出回路６１５は１時間を検出し、ＸＸレジス
タ６０４内のデータから１時間前のデータを抽出する。

そしてこのデータをｉ東回路６０６でａ、に応じてｉ乗
する。そしてｉ乗されたデータはＡレジスタ修正量算出
回路６０８に入力される。

他の動作は第１図のそれと同様であるため説明を省略す
る。

第６図においても、第１図におけるのと同様に非直線性
の影響を受けない音響エコーキャンセラを得ることがで
きる。また第５図に比べ、畳み込み積分回路６０７を省
略でき、ハードウェアおよび演算量を削減することがで
きる。

なお、第６図においては、まずｎ次多項式回路６０１を
介さずに、Ｈレジスタすなわち車内インパルス応答の推
定動作を行い、ある時間たち、ある程度のエコー減衰量
を得てから、ｎ次多項式回路を介すとともに最大値検出
回路を動作させ、Ａレジスタ６０２の更新を開始するこ
とが望ましい。

第８図は本発明の別の一実施例を示すブロック図である
。第８図において、第５図におけるのと同一符号は同一
物を示す。第８図の実施例は上記（２３）式において、
畳み込み積分 Σ　ｈ　１１＋　Ｌ　Ｘ　’Ｌ−４１ をフィルタ畳み込み積分回路６０９の出力のｉ乗に置き
換えたものである。すなわち上記（２３）式を次式に変
換した。

ａ　ｉ＋　ｔｅｌ　：ａｉ＋　Ｌ＋Ｃａ　’　”　Ｌ’
（ｋ＋Ｉ、　　ｈ　ｋ＋　ｔｘ　Ｌ−ｋ）’・・・・・
・（２５） これは、畳み込み積分が次式により、 −（Σ　ｈ　ｋ　＋　Ｌ　Ｘ　Ｌ−１戸フィルタ畳み込
み積分回路６０９の出力のｉ乗に比例するとの考えによ
る。

フィルタ畳み込み積分回路６０９の出力はｉ東回路６０
６に人力され、この出力はＡレジスタ修正量算出回路６
０８に入力され、上記（２５）式右辺の第２項すなわち
（ａ、、、）の更新量が計算される。他の動作は第１図
のそれと同様なため説明を省略する。

第８図においても、第１図におけるのと同様に非直線性
の影響を受けない音響エコーキャンセラを得ることがで
きる。また第５図の実施例に比べ畳み込み積分回路６０
７を省略でき、ハードウェアおよび演算量を削減するこ
とができる。

以上、実施例の説明では、Ｈレジスタの更新すなわち車
内インパルス応答の推定に上記（１６）式を使用したが
、これに限ることばない。たとえば、上記（１７）式で
表現されるＬＭＳ法の改良として、南雲らの学習同定法
が知られている。これはアイ・イー・イー・イー　トラ
ンザクション　オンオニトッテインク　コントロール、
ニー・シー１２巻、３号、１９６７年６月（ＩＥＥＥ　
　Ｔｒａｎｓａｃｔｉｏｎ　　ｏｎ　　Ａｕｔｏｍａｔ
ｉｃ　　Ｃｏｎｔｒｏｌ、　　Ｖｏｌ、　ＡＣｌ　２、
　Ｎａ３．　　Ｊｕｎｅ　（１９６７）に記載されてい
るもので次式で表現されるものである。

・・・・・・（２６） 上式からの類推で、上記（１６）式を次式に変更できる
。

・・・・・・（２７） 上式を用いて、Ｈレジスタの更新を行ってもよいことは
明らかである。

また、以上実施例の説明は音響エコーキャンセラを引用
して行ったが、これに限ることはない。

たとえば２線伝送路であってもよい。第２図において、
スピーカからマイクまでを反響を有する２線伝送路と考
え、伝送路上にスピーカのごとく、非線形性が存在する
場合にも本発明が有効であるのは明らかである。

また、車内反言信号レプリカ作成に非巡回形（ＦＩＲ）
ディジタルフィルタを使用したがこれに限ることはなく
巡回形（Ｉ　ＩＲ）ディジクルフィルタを使用してもよ
い。

以上、本発明は、線形な適応ディジタルフィルタの入力
に、非線形性をもつｎ次多項式関数を導入し、前記関数
の係数を誤差信号が最小となるべく適応的に制御するこ
とを特徴とする。

〔発明の効果〕

本発明によれば、推定すべき反響路にスピーカ等の非線
形動作をするものが存在しても、この非線形性に影響さ
れることのないエコーキャンセラを得ることができる。

このことは、例えばエコーキャンセラを拡声電話機に適
用した場合に、使用するスピーカとして、歪の多い小型
低価格のものを利用でき、結果としてコストを大きく下
げられる効果がある。また相手に、キャンセルされなか
った高調波成分が漏れ聞えることもなく、従来に比べ格
段にすぐれた音質の拡声電話機を提供できる効果もある
。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明の一実施例を示すブロック図、第２図は
本発明の詳細な説明図、第３図はｎ次多項式関数回路の
一例を示す回路図、第４図は本発明の効果を示すシミュ
レーション結果のグラフ、第５図、第６図はそれぞれ本
発明の他の一実施例を示すブロック図、第７図はインパ
ルス応答を示す特性図、第８図は本発明の更に他の一実
施例を示すブロック図、である。 符号の説明 ■・・・スピーカ、２・・・マイクロホン、６・・・音
響エコーキャンセラ、６０１・・・ｎ次多項式関数回路
、６０２・・・Ａレジスタ、６０３・・・Ａレジスタ更
新回路、６０８・・・Ａレジスタ修正量算出回路、６０
７・・・畳み込み積分回路、６０６・・・ｉ乗回路、６
１５・・・最大位置検出回路 代理人　弁理士　並　木　昭　夫 第　２　図 第３　図 一う銘信号入力 〃υ エコー涌「き量　（ｄＢ）

Claims (1)

1. 【特許請求の範囲】 １、受信信号とその反響路を介した反響信号とを用いて
   前記反響路の特性を適応的に推定し、得られた反響特性
   に基づき、前記反響信号に擬似した擬似反響信号を作成
   する適応フィルタを有し、前記反響信号から前記擬似反
   響信号を差し引くことにより前記反響信号を打ち消すエ
   コーキャンセラにおいて、 前記適応フィルタの前記受信信号の入力側にｎ次多項式
   関数回路（但し、ｎは自然数）を設け、該関数回路を介
   して前記受信信号を前記適応フィルタに入力することを
   特徴とするエコーキャンセラ。 ２、請求項１に記載のエコーキャンセラにおいて、前記
   ｎ次多項式関数回路における多項式の係数が逐次設定可
   能であることを特徴とするエコーキャンセラ。 ３、請求項２に記載のエコーキャンセラにおいて、前記
   ｎ次多項式関数回路における多項式の係数を、前記反響
   信号から前記擬似反響信号を差し引いた残りの誤差信号
   と前記受信信号とを用いて設定することを特徴とするエ
   コーキャンセラ。 ４、請求項２に記載のエコーキャンセラにおいて、前記
   ｎ次多項式関数回路における多項式の可変係数を、前記
   反響信号から前記擬似反響信号を差し引いた残りの誤差
   信号と、前記ｎ次多項式関数回路を介して前記適応フィ
   ルタに入力される信号と、を用いて設定することを特徴
   とするエコーキャンセラ。 ５、請求項２に記載のエコーキャンセラにおいて、前記
   ｎ次多項式関数回路における多項式の可変係数を、前記
   反響信号から前記擬似反響信号を差し引いた残りの誤差
   信号と、前記適応フィルタの出力信号と、を用いて設定
   することを特徴とするエコーキャンセラ。 ６、請求項１に記載のエコーキャンセラの実行する動作
   をマイクロプログラムによって実行する信号処理プロセ
   ッサ。 ７、電気的受信信号を音響信号に変換して出力する電気
   ・音響変換器と、該音響信号が或る伝播路（以下、反響
   路という）を伝播し反響信号（エコー）として戻ってく
   るのを受信して電気信号（以下、反響電気信号という）
   に逆変換して出力する音響・電気変換器と、前記電気的
   受信信号と反響電気信号とを入力され、それらから前記
   反響路の特性を適応的に推定し、その結果から前記反響
   電気信号に類似した擬似反響電気信号を作成して出力す
   る適応フィルタと、該適応フィルタから出力された擬似
   反響電気信号を前記反響電気信号から差し引くことによ
   り該反響電気信号を打ち消す（キャンセルする）減算回
   路と、から成るエコーキャンセラにおいて、 前記適応フィルタの前記電気的受信信号の入力路に、前
   記電気・音響変換器における信号歪特性を模擬するため
   のｎ次多項式関数回路（但し、ｎは自然数）を配置し、
   前記電気的受信信号を該ｎ次多項式関数回路を介して歪
   ませてから適応フィルタに入力することを特徴とするエ
   コーキャンセラ。 ８、請求項７に記載のエコーキャンセラにおいて、前記
   ｎ次多項式関数回路における多項式の係数が逐次設定可
   能であることを特徴とするエコーキャンセラ。 ９、請求項８に記載のエコーキャンセラにおいて、前記
   ｎ次多項式関数回路における多項式の係数を、前記反響
   電気信号から前記擬似電気反響信号を差し引いた残りの
   誤差信号と前記受信信号とを用いて設定することを特徴
   とするエコーキャンセラ。 １０、請求項８に記載のエコーキャンセラにおいて、前
   記ｎ次多項式関数回路における多項式の可変係数を、前
   記反響電気信号から前記擬似反響電気信号を差し引いた
   残りの誤差信号と、前記ｎ次多項式関数回路を介して前
   記適応フィルタに入力される信号と、を用いて設定する
   ことを特徴とするエコーキャンセラ。 １１、請求項８に記載のエコーキャンセラにおいて、前
   記ｎ次多項式関数回路における多項式の可変係数を、前
   記反響電気信号から前記擬似反響電気信号を差し引いた
   残りの誤差信号と、前記適応フィルタの出力信号と、を
   用いて設定することを特徴とするエコーキャンセラ。 １２、請求項９に記載のエコーキャンセラにおいて、電
   気的受信信号と、反響電気信号とは別の電気的送信信号
   と、が同時に存在する場合、そのことを検出するダブル
   トーク検出手段を設け、該ダブルトーク検出手段の出力
   で前記可変係数の設定動作を停止することを特徴とする
   エコーキャンセラ。 １３、請求項１０に記載のエコーキャンセラにおいて、
   電気的受信信号と、反響電気信号とは別の電気的送信信
   号と、が同時に存在する場合、そのことを検出するダブ
   ルトーク検出手段を設け、該ダブルトーク検出手段の出
   力で前記可変係数の設定動作を停止することを特徴とす
   るエコーキャンセラ。 １４、請求項１１に記載のエコーキャンセラにおいて、
   電気的受信信号と、反響電気信号とは別の電気的送信信
   号と、が同時に存在する場合、そのことを検出するダブ
   ルトーク検出手段を設け、該ダブルトーク検出手段の出
   力で前記可変係数の設定動作を停止することを特徴とす
   るエコーキャンセラ。 １５、請求項８に記載のエコーキャンセラにおいて、前
   記ｎ次多項式関数回路における多項式の中の１次係数（
   ■１）を１に設定した後、逐次設定動作を開始すること
   を特徴とするエコーキャンセラ。 １６、請求項８に記載のエコーキャンセラにおいて、前
   記電気的受信信号から前記擬似反響電気信号を差し引い
   た残りの誤差信号が設定した或るしきい値以下になった
   時点から、前記ｎ次多項式関数回路における多項式の係
   数設定動作を開始することを特徴とするエコーキャンセ
   ラ。 １７、請求項８に記載のエコーキャンセラを含んで構成
   された拡声通信機。 １８、請求項８に記載のエコーキャンセラを含んで構成
   された拡声電話機。