JPS59167128A - 反響打消し装置 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 ［発明の技術分野］ 本発明は、拡声′電話においてハウリングを引き起こす
原因と彦る、反響信号を打消す反響信号打消し装置の改
良に関する。

［発明の技術的背景とその問題点］ 近年の電話機の高機能化に伴い、拡声電話の通話品質の
向上が望まれている。拡声電話機は一般のハンドセット
を用いた電話機ｉニルべ、受話利得音響結合（スピーカ
ーから出た音をマイクが拾う事Ｃ二よる結合）が大きい
為、ノ・ウリングを発生しやすい。すなわち、拡声電話
機の送話利得をｐ、（ａＢ）　＋受話利得をＰ’Ｈ（ｄ
Ｂ）　、ノーイブリッドコイルの側音減衰量をβ（ａＢ
）　＋音響結合の減衰量をα（ｄＢ）とすると、 α＋β〈ハ＋ｐＨ−−−−−（１） なる関係になった時直二、ノ・ウリングが発生する可能
性がでてくる。

一般にｓｋ悪の回線損失においても通話を保証するため
には、む＝　５０ｄＢ　ｇＲ＝　３０ｄＢの利得が必要
と考えられる。また音響結合１．ｌｌＩ音＊辰童の最悪
値は、そｔｌそれ４０ｄＢ　、　６ｄＢと考えられるの
で、α＋β＝４６くむ＋ｆＲ＝　８０−−−−　（２）
となり、送話アンプ、受話アンプを単にマイク。

スピーカー、ハイブリッドコイルに接続し友だけではハ
ウリングを発生するため、従来より第１図に示す様なボ
イス・スイッチを用いた構成の拡声を話が用いられてい
る。

同図において、送受判定回路１０８はマイク１０１より
の送話信号の電力とハイブリッドコイル１０７よりの受
話信号の電力を入力し、比較する事により、送話状態、
受話状態を判定する。そして送話時には、送話側挿入損
失１０２をＯｄＢに、受話側挿入損失１０６をＶ８ｄＢ
ｌ二設定し、受話時Ｃ：は、この逆に設定する。この時
、挿入損失ＶＳを、送話アンプ１０３の利得なｐＴ（ａ
Ｂ）　ｌ受話アンプ１０５の利得をｆＩ、（ａＢ＞　、
スピーカー１０４とマイク１０１　ｒ％Ｊ］の音響結合
をα（ｄＢ）　、ハイブリッドコイル１０７の側音減衰
量をβ（ｄＢ）とした時、 Ｖ９　＞　（ＩＦＴ　＋＃Ｒ）　　　（α＋＃　）　　
−−−−−−（８１なる値に設定すればハウリングを防
止でき、送話時には受話側に、受話時Ｃは送話側？−損
失が入る為、正常な通話ができる。

しかし、この方式は、送話信号、受話信号が同時区二存
在するダブル・トーク時１二は、いずれか一方が損失が
入るため正常の通話ができない、また、送受判定Ｃ′−
は多少なりとも遅延を伴うため、語頭切れが起こり通話
品質が低下する。

この様なボイス・スイッチ方式の問題点は第２図１−示
す様にエコー・キャンセラーを用いる事により改善でき
る。

エコーキャンセラーは送話信号Ｘ（χ）から反響信号ｙ
Ｄ）が発生する伝達特性を推定する事により疑似反響路
を作り（図２の２０１）これＣ二より疑似反響信号９（
ｔ）を生成し、受話信号ｎ（ｔ）を含んだハイブリッド
コイルの出力信号ｙ（、ｔ）　＋　Ｗｌｔ）から差し引
く（〆１２の２０２）事により、反響信号を打消す。

今、エコー・キャンセラーの打消量をＢＲＬＫ（ｄＢ）
とすると、ハウリングを防止するボイス・スイッチの損
失ｔは Ｖｓ＞（ｙＴ十ｙＲ）　　（α＋７？−１−ＫＲＬＢ）
　−−−−−（４）なる値ｇ二設定でき、これはボイス
・スイッチのみの時に比べＦ、ＦｉＬ１分、損失量を減
少でき、ボイススイッチの問題点を改善できる。

なお、エコー・キャンセラーの反響路推定はトレーニン
グ信号を用い、トレーニング信号発生回路２０３からの
信号を、一時的Ｃスイッチ２０４を用いて送話信号に替
えて、回線に送出して行う。

この様ロー、エコー・キャンセラーは拡声電話における
挿入損失の低減に有効であるが、トレーニング信号を回
線に送出する必要があり、一時的？ニせよ電話を中断す
るといった問題点があった。そこで、エコー・キャンセ
ラーの他の方式として、衛星通信等で広く用いられてい
る音声により反響路を推定する方式が考えられるが、こ
の方式は音声の周波数特性により収束速度が音声周波数
により異なる事が原因で、低レベルの周波数成分Ｉ：お
いて回線変動に対する追随が悪くなり、結果的ｉ二その
周波数の打消特性が悪化するといった性質があるため、
特に、帯域全体で一定の打消しを要する拡声電話への応
用Ｉ：は不向きであった。

衛星通信では、反響信号の電力を下ければ良く、ある特
定の周波数の成分が大きくても、全体から見た割合が小
さければ、大きな問題とはならないが、拡声電話を二お
いては、最悪の打消量の周波数でハウリングが発生する
可能性がでてくる。

エコー・キャンセラーの収束速度が送話信号Ｘ（χ）の
周波数特性に依存する事を、第３図のトランスバーサル
型の構成のエコー・キャンセラーを’？ｌＪ　ｌ二説明
する。以下、信号ｘ（、ｔ）、　ｅ（、ｔ）＋ｎ（ス）
＋ｙ（、ｔ）△ −ｙ（、ｔ）はＡ／Ｄ変換回路３０１．３０７で例えば
音声帯域ではδａ　＝　８ｘＨｚでサンプリングされた
Ａサンプル時点の信号：ｔ（Ａ）、　ｅ（Ａ）　＝ｙ（
Ａ）＋ｎ（Ａ）−ｙ（Ａ）として扱う。

第３図において、３０２はＮタップのタップ付遅延回路
で Ｘ（４＞　＝　（、ｚ（Ａ）、　、ｒ（Ａ−１）、　、
ｚ（Ａ−２）、−、、ｒ（Ａ−Ｎ＋１　））Ｔなる各値
を保持する。そして、乗算回路３０３．アキュムレータ
３０４により、反響路推定回路３０６で推定した疑似反
響路である推定タップ係数、介（渥）　＝　（Ａｊｌ　
（Ａ）、　Ｑ２　（Ｊ４）、　２Ｂ　（Ａ）、・・・、
金、（Ａ））Ｔとの間で積和演算、 ９（Ａ）＝介（Ａ）ＴＩ（Ａ）　＝Ｘ（Ａ）Ｔ介（Ａ）
　−−−−−（５）を行い、　Ｄ／Ａ変換回路３０５に
よりアナログ値ｙ（、ｔ）に変換される゛。

一方、反響路の推定は、推定アルゴリズムとして例えば
Ｌ　Ｍ　Ｅ　（Ｌａ！　Ｍｉｔａｎ　Ｂ庁）アルゴリズ
ムを用いれば、 介（Ａ＋１　）　＝介（Ｊ）＋α・θ（Ａ）Ｘ（遥）　
　−−−−−（６）ｅ（Ａ）＝ｙ（ｋ）　十ｎ（Ａ）−
９（Ａ）＝ＨＴＸ（Ａ）−介（４）Ｘ（Ａ）＋７４（Ａ
）・・・（７） なる修正式で推定タップ係数介（Ａ）を１サンプルごと
に修正してゆく事により、　’Ｍ（ａ）を反響路のイン
パルス応答、 Ｈ＝（Ｊ１＋　Ｊｇ＋　７８＋・・・、ＪＮ）１：近づ
けて行く。

ここで周波数領域で推定タップ係数の近似の良さを知る
ために、６式をＤＦＴ係数に展開して扱う。そのために
％６式の両辺Ｃ なる行列を掛けると９式を得る。

合（Ａ＋１）＝Φ介（Ａ＋１）＝Φ介（Ａ）＋αｅ（Ａ
）ΦＸ（Ａ）　−−−−−（９）−合（Ａン十αθ（４
）Ｚ（Ａ） 但し、合（Ａ）　＝（９０（Ａ）少、（Ａ）、　９２（
ａ）、　・、　’Ｌ（ａ）　）”　′−−−−−ＣＩＯ
）Ｚ（Ａ）　＝　（ｚＯ（Ａ）、　ｚｌ（Ａ）、　ｚ２
（Ａい・＋　ｚＨ（Ａ））Ｔ−−−−Ｑｌ）ハ（Ａ）＝
　　ＮＸ”　　気（ル）Ｗ”’　　　　　　　　　　　
　　　　−−−−−（１匂−０ ｚｉ（Ａ）＝　　Σ　：ｔ（Ａ−（Ｎ−１）＋ｐ）ｗＬ
ｐ　　　　−−−−−−（１１３）ｐ＝０ ここで、す０）式のｆｂｃＡ”ｌ　ＶＪ−％−ｂ＝２π
Ｌ／Ｈ（ｊ＝Ｑ〜Ｎ−１）なる角周波数の推定反響路Ｑ
（Ａ）のＤＦＴ係数であり％　　ＺＡ（Ａ）はＸ（４）
の町なる角周波数のＩＩＴ係数となる。

次Ｃ二、今求めたＧ（Ａ）、　Ｚ（Ａ）で７式の誤差信
号θ（Ａ）を表わすと、 ｅ（Ａ）＝（Ｈ−介（Ａ））′＊Ｘ（Ａ）十Ｗ（Ａ）（
氷は随伴行列を示す） ＝（Φ（Ｇ−合（Ａ））　戸・Φｚ（Ａ）＋ｙＬ（Ａ）
　　　−−−−−−−％＋但し、Φ＝１Φ＊　　（−、
−Φ＝ΦＴ　）−−−−−−−−−（ロ）Ｇ　”　（＃
ｏ、ｆｌ＋　−＋　　＃Ｎ　）Ｔ＃ル＝　ΣｚｐｗＬｐ ｐ−。

ここで、？Ｌは反響路ＨのνＬなる角周波数のＤＦＴ係
数である。また、ΦＦｉＩＤＦＴを行う行列である。

０匂式Ｃ二ａ５）式を代入して、 ｅ（Ａ）　＝　（Ｇ−合（Ａ））”−Φ・ｚ（ａ）＋ｒ
Ｌ（Ａ）＝（Ｇ−合（ａ）　）”Φ・’４）味ｚ（ａ）
＋ｙｚ（Ａ）−Ｑａ）Ｎ ここで、ΦΦ４＝Ｎ工（但し工はＮ次元の羊位行列）な
ので ｅ（Ａ）　＝　’　（Ｇ　　Ｇ（Ａ）　）”　Ｚ（Ａ）
　＋４４（Ａ）＝貴ｚ（ａ）”（Ｇ−Ｇ（ａ））＋ｎ（
ａ）　　−（１７）となる。

とのｅ（Ａ）を（９）式［二代入して両辺なＧ（Ａ）か
ら引くと、 Ｇ−合（Ａ＋１）＝Ｇ−ａ＜Ａ＞　−ａ　（ＬＺ（Ａ）
”（Ｇ−Ｇ（ａ））十ル（ル））Ｚ（Ａ）・・・（ホ） ここで、Ｄ　（Ａ）　＝Ｇ　−Ｇ　（Ａ）とするとＤ（
Ａ＋１）＝Ｄ（Ａ）　−ａ（’ｚ（Ａ＞”Ｄ（ａ＞　−
ｔ４（Ａ）　）ｚ（ａ＋・・・０９） を得る。ここで、タップ係数の誤差ベクトルＤ（Ａ）の
期待値をとると、 ＜　Ｄ（Ａ＋１１　＞＝　（ニー−＜　Ｚ（Ａ　）　Ｚ
（Ａ　）”　＞　）＜Ｄ（Ａ）　＞　−＜ｎ＜Ａ）　Ｚ
（Ａ）　＞　・−ｆ２０＋但し、〈　〉は期待値を示す
。

となり、Ｚ（Ａ）はＮＥＴの係数なので、近似的に、＜
　Ｚ（Ａ）　ｚ（Ａ）”　〉＝　ｄＬａｙ　（ｐｌ＋　
ｐ２．・＝、ｐ＊、・＝、１）Ｎ　）　　−（２１１但
し、ｐｂはｘ（４）の角周波数町におけるパワースペク
トル。

が成立し、また、　Ｗ（ル）とＺ（Ａ）の無相関により
、＜　ｎ（Ａ）Ｚ（Ａ）＞＝　０　　　　　　　　−−
−−−−−（２）が成立すると仮定すると、 ＜　”　（Ａ”　１　）　＞　＝（Ｉ　　ｙ　ｄＬａｙ
（ｐｌ＋ｐａ・・・、狸））、　　　＜　Ｄ（Ａ）　＞
・・・−） であり、角周波数ν↓なる成分のタップ係数の誤差の期
待値ｊＡ　（Ａ）は ｄ↓（ａ）＝（１−ＰＡ）’↓（ルー１）　　−−−−
−−となる。この漸化式より、 ’Ｌ（Ａ）＝（１ｕｐ、）Ａ−１４（ｏ）　　−−−−
−−１１！Ａを得、これより、Ｔｌｂが小さければｄ、
の収束速度も低下する事がわかる。

以上、エコーキャンセラーの収束速贋が、送信４号のパ
ワー・スペクトルに依存する事を時間領域の、収束アル
ゴリズムとしてＬＭＳアルゴリズムを用いた例Ｃ−より
説明したが、本発明は、エコーキャンセラーの構成、収
束アルゴリズムが、どの様であろうと、エコーキャンセ
ラーの性能（収束速度、打消量）が、入力信号のパワー
スペクトルに依存する周波数特性を持つ場合を対象とす
る。

［発明の目的］ この発明は、上述した従来のエコー・キャンセラーの欠
点に鑑みてなされたもので、その目的とするところは、
ボイス・スイッチの損失に、送信４号のパワースペクト
ルの逆数に比例した、または、その近似の特性を持たせ
、エコー・キャンセラーの打消量の周波数特性を補償し
、帯域にわたって一定の反響信号減衰量を得るものであ
る。

［発明の概要］ 本発明の概要を第４図、第５図をもとに説明するＯ 送信４号のパワースペクトルを第４図（ａ）とし、この
信号でエコーキャンセラーが反響路推定した時の打消量
ＦｉＲＬ”４０Ｊ７１ｏ（（送信４号の電力）／（残差
信号の電力））の周波数特性ＥＲＬ（α）が、第４図（
ｂ）に示す様に、入力信号のパワースペクトルに応じた
特性を持つとすると、従来のエコー・キャンセラーを用
いた拡声電話では、第４図（ｂ）の矢印の点で最もハウ
リングマージンが少なくなり、この周波数でハウリング
を発生する確率が高くなる０ 本発明は従来方式Ｃ二加えて新たな、第５図（ｃ）に示
すに−ｇｕＬ（α）なる周波数特性を持つボイス・スイ
ッチを導入し、ボイス・スイッチを含めた全体の反響信
号打消し特性を、第５図（ａ）≦二示す様（二平坦≦二
する。

［発明の効果］ 上述した様に、本発明を用いれば、送信４号のパワー　
スペクトルが小さくて、充分な打消量が得られなかった
周波数はボイス・スイッチが補うため、ボイス・スイッ
チ照合めた反響打消しの周波数特性は平坦となり、エコ
ーキャンセラー単独の時のハウリングマージンが打消量
の周波数特性の最悪値で決まるの酸二対して、ハウリン
グマージンが増加する。また、ボイス・スインｆ　モ通
話１：ｌ−お゛いてＮ賛な、音声のパワースペクトルが
強い部分は、損失が少なくなるため、従来方式よりもス
イッチ感が減少する。

［発明の実施例コ 本発明の実施例を第６図Ｃ−示し、以下説明する。

従来のエコー・キャンセラーを用い次反響信号打消し回
路に加えて、本発明のため≦二新た≦二追加する基本的
な回路は、送信パワースペクトル逆特性推定回路６０５
と、周波数特性付挿入損失６０２゜６０８である。

逆特性推定回路６０５は、送受判定回路１０８よりの制
御信号≦−より、送話時のみ、Ａ／Ｄ変換（ロ）路６０
１でディジタル化した送信々号Ｚ＜４＞を入力し、この
周波数特性の逆特性を推定し、この逆特性を実現するフ
ィルタの係数を算出し、挿入摺失６０２゜６０８に供給
する。

挿入損失６０２．６０８は、例えばディジタル・フィル
タで実現され、逆特性推定回路６０５よりの係数により
、送信々号のパワースペクトルの逆特性の周波数特性を
持つ様設定される。そして、スイッチ６０３．６０９を
送受判定回路１０８よりの制御信号により制御し、送話
時Ｓ−は受話側５ユ、受話時（二は送話側に挿入する。

これら各回路はＦＥＴ’（ファーストフーリエ変換）を
用いて構成する事もできるが、線形予測を用いた、音声
分析回路、音声合成回路を用いて構成した例を第７図、
第８図に示す。

入力信号Ｚ（Ａ）が音声の時、音声ｘ（４）の生成過程
は第９図に示す様に二、周波数特性が平坦な白色雑音が
線形時変フィルタ９０２を介して出力されるものと近似
できる。すなわち、白色雑音を２変換したものをＷ（ｚ
）　、　フィルタ９０２の２領域の特性を１ Ａ（ｚ）　、出力信号ｘ＜、ｔ＞を２変換（但しｚ＝ｅ
　２ｘｉ”Ｔσサンプリング周期）したものをＢ（ｇ）
とすると、５（Ｚ）　＝　Ａ（ｚす・Ｗ（Ｚ）　　　　
　−−−−−一（財））となる。ここで、エコーキャン
セラーの入力信号５（ｚ）と残差信号Ｂ（ｚ）との間の
伝達関数ＩＲＩ、（ｚ）が、周波数特性を持つものとし
、これが、ｘ（χ）のパワースペクトルの逆特性に比例
すると仮定すると、ＥＲＩＪ（Ｚ）　＝　ＣＩＡ（Ｚ−
）’　Ｉ”）−１＝ＬＩＡ（Ｚ）’　ｌ−２＝−＠（但
し　しく１） となる。今、挿入損失の減衰特性を、 ＬＯ８Ｂ（Ｚ）　＝　ＩＡ（ｚ）　ｌ　　　−−−−−
−Ｅｌなる様、設定すると、エコー・キャンセラーと挿
入損失を合わせた減衰量は、 Ｌｏｓｓ（ｚ）　ｌ！１ＲＬ（ｚ）　＝ＬＩＡ（Ｊｌ−
’　ＩＡ（ｚ）−１１”＝　Ｌ　　　　　　−−−−−
−（２））となり、帯域にわたって平担で大なる減衰量
を得る事ができる。

以上より、挿入損失６０２．６０８の特性は、音声生成
過程（二おける線形時変フィルタの特性Ａ（ｚ）　　に
すれば良く、本実施例では音声分析１合成で用いている
線形予測の技術を用いている。

紺７図は分析回路を用いた逆特性推定回路で、音声信号
ＸＣＬ）を白色化する事ζ二より、　Ａ（Ｚ）　　を推
定する。同回路【二おいてタッグ付遅延回路７０１　。

乗算器７０２．アキュムレータ７０３はＦ（ｚ）＝０１
ｚ　　＋０２Ｚ　　＋８°−十〇ＭＺ　　　…１８Ｑｌ
なる特性のトランス・バーサルフィルタを構成している
。

そして、減算回路７０４により現時点のサンフール値よ
り差し引く事籠二より、 Ｂ（Ｚ）＝　１−　Ｆ（Ｚ） なるフィルタとなっている。

予測係数推定回路３０６は、このフィルタの出方信号ε
（Ａ）の電力が最小（二なる様Ｃ二、Ｆ（ｚ）のタップ
係数０１〜ＣＭを設定する事により、結果的に、Ｂ（ｚ
）＝１−Ｆ（Ｚ）中Ａ（ｚ） となる関係を満たす？（ｚ）を合成する。

第８図は、合成回路を用いた挿入損失回路で、逆特性推
定回路で算出したＦ（ｚ）のパラメータ０１〜ＣＭを用
いて、　Ａ（Ｚ）の特性であるＡ（Ｚ）−”のフィルタ
を実現する。

第８図２−おいて、タップ付遅延回路８ｏ１９乗算器８
０２．アキュムレータ８０３は、パラメータ０１〜ＣＭ
を用いる事により、逆特性推定回路同様Ｆ　（ｚ）なる
特性を持つトランスバーサル・フィルタとなっている。

そして、このフィルタが減算回路８０４ｇ二より回帰的
な構成のフィルタとなる様、接続される事Ｃ二より。

Ｄ（ｚ）＝−−１−− １−Ｆ（Ｚ） なる特性のフィルタとなっている。そして、この特性は
、 Ｄ（Ｚ）　＝　Ａ（Ｚ）−１ （二他ならないので、音声生成過程Ｉ：おける線形時変
フィルタ９０２と同様の特性をボイス・スイッチが持つ
４１１二なり、すでに述べた様１−、エコー・キャンセ
ラーの打消し蓋の周波数特性を補正する事ができる。

なお、音声の生成フィルタの特性Ａ（ｚ）’は時変であ
るので、予測係数推定回路は常時推定動作を行う必要が
あるが、線形予測フィルタのタップ数が１〜１０タップ
程度でも、エコー・キャンセラーの特性の補正が、多少
なりとも可能なため、この場合３二は、かなりの間、音
声生成フィルタＡ　（ｚ）−１が定常であると瑚えられ
るので、予測係数推定動作も、ゆっくりで良く、従って
、従来の回路ｇ二付加する回路のハード量も少なくなり
、実現が容易Ｃ二なる。

以上が本′−Ａ施例ｉ二おける基本的な回路である。

なお、本発明（二おいては、エコー・キャンセラーの反
響推定は通話中の音声を用いて行うので、受信４号によ
り推定動作が乱れる場合がある。このため本実施例では
、送受判定回路１０８よりの制御信号より送話時のみ反
響路推定を行う。

最後に、本発明の他の実施例として音響結合を除去する
場合について述べる。音響結合はスピーカーとマイク間
の結合Ｃ二よるもので、ハイブリッド・コイルでの結合
と同様ハウリングの原因となる他、相手端末の話者Ｃニ
エコーとなって聞こえ不快感を招く。

この場合、音響結合防止用のエコーキャンセラーは！１
０図に示す様ｆ二、マイクとスピーカーの間（二人れ、
逆特性推定回路６０５は受信４号を入力する。

【図面の簡単な説明】

第１図は従来のボイス・スイッチ式拡声電話、第２図は
従来のエコーキャンセラーを用いた拡声電話、薗３図は
エコーキャンセラーの構成例、第４図はＸＰＯＷＰＲ（
７）とＥＲＬ（ｆ）の特性例、第５図はＦＬＯ８Ｓ（）
）とＦＬＯ８Ｓ（ｆ）　＋ＦｉＲＬ（ｆ）の特性例、第
６図は本発明の実施例、第７図は逆特性推定回路例、第
８図は挿入損失回路例、第９図は音声生成過程のモデル
、第１０図は音響結合防止への実施例を示す図である。 １０１・・・マイク　１０２．１０６・・・ボイス・ス
イッチ１０３、１０５・・・アンプ １０７・・・ハイブリッドコイル １０８・・・送受判定回路 ２０１・・・エコーキャンセラー　２０２・・・減算器
２０３・・・トレーニング信号発生器 ２０４・・・スイッチ　　　３０１・・・Ａ／Ｄ変換器
３０２・・・タップ付遅延回路　３０３・・・乗算器３
０４・・・アキュムレータ　３０５・・・Ｄ／Ａ変換器
３０６・・・反曽路推定回路　３０７・・・Ｄ／Ａ変換
器６０１、６０７・・・Ａ／Ｄ変換器 ６０２、６０８・・・周波数特性付挿入損失６０４、６
１．０・・・Ｄ／Ａ変換器 ６０３、６０９・・・スイッチ ６０５・・・送４ｇ々号パワースペクトル逆特性推定回
路 ６０６・・・減Ｘ’ｌＳ　　６１１・・・エコーキャン
セラー７０１・・・タップ付遅延回路　７０２・・・乗
算器７０３・・・アキュムレータ　７０４・・・減算器
７０５・・・予測係数推定回路 ８０１・・・タップ付遅延回路　８０２・・・乗算器８
０３・・・アキュムレータ　８０４・・・減算器９０１
・・・白色雑音発生器 ９０２・・・線形時変フィルタ 代理人　弁理士　則　近　惹　佑　（ほか１名）ｔｌＬ
） ｆｃｋＨυ 第 ｆ（〜セ） （ｂ） ｆ（ｋＨｌ） ５図 ｆ（所ｌ）

Claims (1)

1. 【特許請求の範囲】 （１）第１の信号と、この第１の信号が反響路を通過す
   る事により生成した第２の信号とぎ二より反響路の伝達
   特性を推定しこの推定伝達特性を用いて第３の信号と前
   記第２の信号が加わった第４の信号より、前記第２の信
   号のみを打消す反響打消し装置であって、前記反響打消
   し装置は、前記第１の信号と前記第２の信号により反響
   路を推定し疑（Ｃ１反響路を生成する反響路推定回路と
   、前記疑似反響路と前記第１のイｇ号により疑似反響信
   号を合成し前記第４の信号から差し引く事Ｃ二より前記
   第３の信号を抽出し出力する反４１信号打消し回路と、
   前記第１の信号のパワースペクトルをもとこ算出した周
   波数特性を持つフィルタと、前記第１の信号と前記第３
   の信号の有無を判定する判別回路と、前記判別回路の信
   号に従って、前記第１の信号の存在時には、前記フィル
   タを前記反響打消し回路の出力に、前記第２の存在時（
   ：は、前記フィルタを前記反響路の入力に挿入する事を
   特徴とする反響打消し装置。 （２）判別回路は、第１の信号と第４の信号により判別
   する事を特徴とする特許請求の範囲第１項記載の反響打
   消し装置。 （８）　　判別回路の判定は、第１の信号と第２の信号
   の電力Ｃ二基づく事を特徴とする特許請求の範囲第２項
   記載の反響打消し装置。 （４）　　フィルタの特性は、第１の信号のパワー・ス
   ペクトルの少なくとも近似Ｃ二連比例した周波数特性の
   減衰ぢを持つ事を特徴とする特許請求の範囲第１項記載
   の反響打消し装置。