JPS61201525A

JPS61201525A - 反響信号打消し装置

Info

Publication number: JPS61201525A
Application number: JP4231685A
Authority: JP
Inventors: Shigenobu Minami; 重信南
Original assignee: Toshiba Corp
Current assignee: Toshiba Corp
Priority date: 1985-03-04
Filing date: 1985-03-04
Publication date: 1986-09-06
Anticipated expiration: 2010-07-31
Also published as: JPH0771026B2

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】〔発明の技術分野〕本発明は、拡声電話、双方向中継機等においてハウリン
グを引き起こす原因となる、反響信号を打消す反響信号
打消し装置の改良に関する。

〔発明の技術的背景とその問題点〕

近年の電話機の高機能化に伴い、拡声電話の通話品質の
向上が望まれている。拡声電話機は一般のハンドセラ）
ｔ−用いた電話機に比べ、受話利得音響結合（スピーカ
ーから出を音をマイクが拾う事による結合）が大きい為
、ハウリングを発生しやすい。すなわち、拡声電話機の
送話利得をｔ７（ａａ）　、受話利得をＰＲ（ｄＢ）　
、ハイブリッドコイルの側音減衰量をβ（ｄＢ）　、音
響結合の減衰量をα（ｄＢ）とすると、 α＋β＜　ｆｒ　＋　ｔＲ・・・・・（１）なる関係に
なった時に、ハウリングが発生する可能性がでてくる。

一般に、最悪の回線損失においても通話を保証する之め
には、ｔ−１＝　５０ｄＢ　ｆＲ＝　３０ｄＢの利得が
必要と考えられる。また音響結合、側音減衰量の最悪値
は、それぞれ４０ｄＢ　、　６ｄＢと考えられるので、
α　＋　β　＝　　４６　　（を丁　＋　ｆＲ＝　　８
０　　・・・・　（２）とな９、送話アンプ、受話アン
プを単にマイク。

スピーカー、ハイブリッドコイルに接続し北だけではハ
ウリングを発生するため、従来よシ第４図に示す様なボ
イス・スイッチを用いた構成の拡声電話が用いられてい
る。

同図において、送受判定回路１０８はマイク１０１より
の送話信号の１力とハイブリッドコイル１０７よシの受
話信号の電力を入力し、比較する事により、送話状態、
受話状態を判定する。そして送話時には、送話側挿入損
失１０２　ｔ　ＯｄＢに、受話側挿入損失１０６１ｋＶ
ＳｄＢに設定し、受話時には、この逆に設定する。この
時、挿入損失ｖＳを、送話ア／ブ１０３の利得をｒ７（
ｄＢ）　、受話アンプ１０５の利得をｆＲ（ｄＢ）、ス
ピーカー１０４とマイク１０１間の音響結合をα（ｄＢ
）　、ハイブリッドコイル１０７の側音減衰量をβ（ｄ
Ｂ）とした時、ｖＳ＞　（ｆｒ　＋　ｆＨ）　−（ａ＋β’）　　・−
・１３）なる値に設定すればハウリングを防止でき、送
話時には受話側に、受話時には送話側に損失が入る為、
正常な通話ができる。

しかし、この方式は、送話信号、受話信号が同時に存在
するダブル・トーク時には、いずれか一方が損失が入る
ため正常の通話ができない、まｔ、送受判定には多少な
りとも遅延を伴う之め、語頭切れが起こ９通話品質が低
下する。

この様なボイス−スイッチ方式の問題点は第５図に示す
様にエコー・キャンセラーを用いる事により改善できる
。

エコーキャンセラーは送話信号ｘ（ｔ）から反響信号ｙ
（ｔ）が発生する伝達特性を推定する事によシ疑似反響
路を作り（第５図の２０１）これにより疑似△ 反響信号ｙ（ｔ）　を生成し、受話信号ｎ（ｔ）ｔ−含
んだハイブリッドコイルの出力信号ｙ（ｔ）　＋　ｎ（
ｔ）から差し引く（図２の２０２）事により、反響信号
を打消す。今、エコー・キャンセラの反響路推定後の打
消量ｆ　ＢＲＬＥｏｐｅ　（ｄＢ）とすると、ハウリン
グを防止するボイス・スイッチの損失量はＶｓ＞（ｙＴ＋ｙＲ）　−（α＋β＋ＥＲＬＥｏｐ６　
）　−（４）なる値に設定でき、これはボイス・スイッ
チのみの時に比べＥＲＬＥｏｐｅ　（これは一般に２０
〜３０ｄＢ）分、損失量を減少でき、ボイススイッチの
問題点を改善できる。

なお、エコー・キャンセラーの反響路推定はトレーニン
グ信号を用い、トレーニング信号発生回路２０３からの
言号を、一時的にスイッチ２０４を用いて送話信号に替
えて、回線に送出して行う。

この様に、エコー・キャンセラーは拡声電話における挿
入損失の低減に有効であるが、トレーニング信号を回線
に送出する必要がらり、一時的にせよ電話を中断すると
いつ九問題点があっｔｏそこで、エコー・キャンセラー
の他の方式として、衛星通信等で広く用いられている音
声により反響路を推定する方式が考えられるが、この方
式は音声の周波数％性によシ収束速度が音声周波数によ
り異なる事が原因で、低Ｖベルの周波数成分において回
線変動に対する追随が悪くなり、結果的にその周波数の
打消特性が悪化するといった性質がある几め、特に、帯
域全体で一定の打消しを要する拡声電話への応用には不
向きであった。

衛星通信では、反響信号の電力を下げれば良く、ある特
定の周波数の成分が大きくても、全体から見九割合が小
さければ、大きな問題とはならないが、拡声電話におい
ては、最悪の打消量の周波数でハウリングが発生する可
能性がでてくる。これは、双方向中継機でも同様の欠点
があり之。

〔発明の目的〕

本発明は、上述し大従来方式の欠点に鑑みてなされたも
ので、その目的とする事は、エコー・キャンセラとボイ
ス・スイッチを併用する拡声電話ニオいて、エコー・キ
ャンセラの初期トレー二／グを行わずに、ハウリングを
防止し、かつ高品質の通話を可能にする反響信号打消し
装ｆｔ−提供する事にある。

〔発明の概要〕

本発明において、ボイス・スイッチ回路は、エコー・キ
ャンセラ打消量の周波数特性を測定し、各時刻において
、この最悪値をもとにボイス・スイッチの挿入損失量を
決定する。

挿入損失量の決定は以下の様に行う。

受信４号ｘ（ｔ）のパワースペクトラムＸＰ　（ｆ　）
が第２図（ａ）で時刻ｔのエコー・キャンセラの打消量
１Ｌ（ｆ）が第２図（ｂ）の特性を示していたとする。

この時、本発明におけるボイス・スイッチは、帯域をｎ
分割（ｎ≧１）し、ＦＦＴ等により各部分帯域内の打消
特性を調べ、Ｒ帯域内の最小打消量ＭＩＮＥＲＬ、を求
め、Ｌｖｓｉ　＝　ＬＨｏＷＸ、−ＭＩＮＥＲＬＢ＋α　・
・・・（５）但し、ＬＨＯＷＬ・・・ハウリングを防止
する為に必要とされる打消量 α・・・・・・・・打消量のｆ特開定時の誤差を考慮し
たマージンなる弐によυボイス・スイッチの挿入損失量Ｌｖｓ　ｉ
を決定する。

〔発明の効果〕

この発明によれば、エコーキャンセラ打消量の周波数特
性に基づいて、ボイススイッチの挿入損失量を決定する
ので、周波数特性に基因する欠点を除去することができ
る。

第３図（ａ）　、　（ｂ）　、　（Ｃ）は帯域をそれぞ
れ１，２．４分割し九時のエコー・ギヤ／打消量消童と
挿入損失量Ｌｖｓｉ　（ｉ＝１〜ｎ　）　ｆｔ示したも
ノテハウリンク防止だ必要な損失量ｔ”３０ｄＢとして
いる。この時帯域分割なしの場合は、全帯域にわた、っ
て、Ｌｖｓ　ｉ　＝　２５　ｄＢであるが１分割４では
、Ｏ〜ｌＫＨ２の帯域では・Ｌｖｓ　ｉ　＝　９　ｄＢ
とする事ができ、挿入損失のきめ細かい制御が可能とな
り、通話品質が向上する。

また、いずれの場合も、エコー・キャンセラとボイス・
スイッチの両方で３０ｄＢの損失全確保できハウリング
を防止できる（但し、本例ではα＝０としている）。

〔発明の実施例〕

本発明の実施例を第１図を参照しながら以下詳細に説明
する。同図において、受信４号ｘ（ｔ）およびエコーｙ
（ｔ）および真の送話信号ｎ（ｔ）から成る送話信号８
（ｔ）は、人り変換器（Ａ／Ｄ）　１１９　。

１２１で離散的なディジタル１置ｘ（ｋ）　、　５（ｋ
）に変換される。

これらのうち、送話信号８（ｋ）は、減算器１１４でエ
コー・キャンセラ１１３で生成した擬似エコー△ ｙ　（ｋ）が差し引かれ、残差信号ｅ（ｋ）　’ｔ−４
る。

△ ｅ（ｋ）＝　８　（ｋ）　−ｙ　（ｋ）△ ＝（ｙ（ｋ）−ｙ（Ｋ）　）＋ｎ（Ｉｃ）・・・・（６
）ここで、エコーｅキャンセラのエコー・バス推定が完
全に終了していれば、ｙ（ｋ）−９（ｋ）となシ、エコ
ーは完全に除去されスピーカー、マイク間の音響結合量
がＯとなり、ハウリングは発生しない。

しかしすでに述べ友様に、エコー・パス推定途上では、
ｙ（ｋ）失９（ｋ）であり、エコーを完全に打ち消す事
ができない。そのため、ハウリングを防止する几めに通
話路に適当な損失１０７　、１１０（ＬＯ８８）全導入
して、この残留エコーによるハウリングを防止する。

このような損失の導入は、送受判定回路１０９により行
う。この回路は、送話、受話、ダブルトークの通話の３
状態を、受信４号ｘ（ｋ）および、残差信号ｅ　（ｋ）
のレベルにより判定し、スイッチ１０８゜１２３によシ
、受話時には送話側に、送話時には受話側に、ダブルト
ーク時には送受両方に損失を加える。

挿入損失量の決定は、受話信号ｘ（ｋ）、残差信号ｅ（
ｋ）を観測する事により、エコー・キャンセラの打消周
波数特性を求めることにより行う。

すなわち、受話信号ｘ（ｋ）　、残差信号ｅ（ｋ）は、
Ｌボイ／トのファーストフーリエ変換回路１０１　、１
０６（ＦＦＴｌ　、　ＦＦＴ２　）によりＸｆｌ・・・
Ｘｆｉ・・・Ｘｆ、　。

ＥｆＬ・・・Ｅｆｉ・・・Ｅ　ｆ　ＬのそれぞれＬ個の
パワースペクトラムが抽出される。そして、平均回路１
０２゜１０５　（ＭＥＡＮＩ　、　ＭＥＡＮ２　）で一
定時量分の時間平均がとられ、打消量推定回路（ＥＡＴ
　）で周波ａｆｉのエコー・キャンセラの打消量が算出される。なお、打消量の推定は、送受判定回路１
０９　（Ｔ／Ｒ）により、受話時のみ行う。

次に、最小値検出回路１０４　（ＭＩＮ　）について説
明する。ここでは帯域をｎ分割した場合のに番目の帯域
の最小打消量ＭＩＮＥ几Ｌｋ＝ＭＩＮ　（ＥＲＬＥＣ（ｆ　Ｌ−（ｋ
−１）＋１　）　　ｅ口ＥＲＬｇｃ　（ｆ　’−（ｋ−ｔ）＋ｚ　）ロー、−、ＥＲＬＥＣ（ｆ　Ｌ−（ｋ））　）・・・・　
（８）を算出し、ｋ番目の帯域の挿入損失量Ｌｋを、Ｌｋ＝Ｌ
ＨｏｗＬ−ＭＩＮＥＲＬＲ＋α・・・・・・（９）に従
って算出し、挿入損失回路１０７　、１１０　（ＬＯ８
Ｓ）に送る。なお、ダブルトーク時には、送受両方に損
失が入るｔめＬｋ／２を挿入損失回路１０７　、１１０
に送る。

挿入損失回路は、第１図に示す様に、帯域をｎ分割する
フィルタ群から成る帯域分割回路１１６および各帯域に
対してＬＲ（ｄＢ）のフラットな損失を与える挿入損失
部１１７−１〜１１７〜ｎ（ＬＯ８Ｓ１〜ＬＯ８８ｎ　
）および、損失を受けた各帯域の信号を合成する帯域合
成回路１１８から成る。

以上が本発明の詳細な説明であるが、ＦＦＴの次数りは
、音声の性質全考慮してＬ＝１６〜６４程度で艮い。ま
几、帯域分割数ｎは当然多い方が良いが、口＝２〜８程
度でも、かなシの改善になる。

またαは、６〜１０ｄＢに設定する。すると本実施例の
装置は、現在広く用いられているディジタル信号処理用
プロセッサ（ＤＩＰ）数個〜１０個檻度で容易に実現で
きる。

なお、本実施例においては、周波数特性の算出にＦＦＴ
を用いたが、他の実現例としてフィルタノシンクを用い
ても艮い。また、ケプストラム等、打消打性の包路線を
抽出するのに適している方式を用い、周波数特性の抽出
をすることもでき、この時には、検出精度が増すためα
を小さくできる。

ま念、本発明は、音響用エコー・キャンセラでは明らか
である。

【図面の簡単な説明】

第１図は、本発明の一実施例を示す図であって、同図（
ａｌは、全体構成を示す図、同図（ｂ）は同図（ａ）中
の挿入損失回路１０７　、１１０の構成を示す図、第２
図は、挿入損失量を決定するのを説明するための図であ
って、同図（ａ）は、Ｘ（【）の長時間スペクトル例を
示す図、同図（ｂ）は、収束過程におけるエコーキャン
セラの打消量を示す図、第３図は、挿入損失の例を示す
図であって、同図（ａ）は、帯域分割を施さない場合を
示す図、同図（ｂ）は、帯域２分割′ｔ−施しｔ場合を
示す図、同図（Ｃ）は、帯域４分割を施した場合を示す
図、第４図は、従来の拡声電話の構成を示す図、第５図
は、従来のエコーキャンセラーを用い几拡声゛鴫話の構
成を示す図である。１０１　、１０６・・・ＦＦＴ１０４・・・最小値検出回路１１６・・・帯域分割回路１１７・・・挿入損失部１１８・・・帯域合成回路代理人　弁理士　則近憲佑　（ほか１名）（ｂ）第１図４＜ｔｏ−ｔｖ＞　　　　　　　　　　　　　　’ｒｃ
ドＨｚ）（ａ　）　　　　　　　　　　　　　　（ｂ　
）第２図ｆＣｋＪ−４ｘ）（Ｃ）　　　第８図第４図第５図

Claims

【特許請求の範囲】

（１）エコー・キャンセラとボイス・スイッチが縦続接
続されている反響信号打消し装置において、エコー・キ
ャンセラ打消量の周波数特性の最小値に基づいて前記ボ
イススイッチの挿入損失量を決定することを特徴とする
反響信号打消し装置。
（２）帯域を複数に分割し部分帯域を得、エコー・キャ
ンセラの打消量の周波数特性において、対応する前記部
分帯域の最小値を用いて前記部分帯域の挿入損失量を決
定することを特徴とする特許請求の範囲第１項記載の反
響信号打消し装置。