JP2014033372A - 拡声通話装置 - Google Patents

Abstract

【課題】製造コストの上昇を抑えつつ帰還利得の推定精度の向上を図る。
【解決手段】本実施形態における周波数帯域別信号レベル算出部53A〜53Dは、互いに異なる周波数帯域を通過帯域とする複数の帯域通過フィルタによって参照信号を複数の周波数帯域に弁別している。ここで、帯域通過フィルタは、２次のIIRフィルタを用いて実現でき、しかも、２次のIIRフィルタに必要な処理は積和演算のみであるから、従来例の上記離散フーリエ変換処理と比較して、DSPの演算処理負荷が低減可能であることは明らかである。故に、従来例と比較して製造コストの上昇を抑えつつ帰還利得の推定精度の向上を図ることができる。
【選択図】 図１

Description

本発明は、住宅や事務所等で用いられるインターホンなどの拡声通話装置に関する。

従来の拡声通話装置として、特許文献１に記載されているものがある。特許文献１記載の従来例は、不快なエコー及びハウリングの発生を防止するためにエコーキャンセラ並びに音声スイッチを備えている。そして、通話開始直後のエコーキャンセラが収束していない状態においては、音声スイッチが信号経路に挿入する損失の総量(総損失量)を十分に大きい初期値に固定する固定モードで動作することで不快なエコーやハウリングを抑制している。一方、エコーキャンセラが十分に収束した状態においては、音声スイッチが総損失量を随時更新する更新モードで動作することで双方向の同時通話を実現している。

さらに特許文献１記載の従来例では、エコーやハウリングを生じさせる帰還経路の利得(帰還利得)を周波数帯域別に求め、周波数帯域別に求めた帰還利得のうちで最大のものを帰還利得の推定値として選択している。故に参照信号(送話信号及び受話信号)の時間平均パワーから帰還利得を推定する場合に比べて帰還利得の推定精度の向上が図れる。

特開２００７−１９４７４０号公報

ところで、特許文献１記載の従来例では、周波数帯域別の帰還利得を求める際に、参照信号を離散フーリエ変換処理することにより周波数帯域別の信号レベルを求めている。しかしながら、離散フーリエ変換処理には三角関数や平方根の演算が必要であり、音声スイッチに用いられる、固定小数点演算を行う安価な信号処理回路(ＤＳＰなど)では処理量が大きいために処理時間も長くなってしまうという問題がある。一方、高速な演算処理が可能な信号処理回路を用いると、拡声通話装置の製造コストが上昇してしまうという問題がある。

本発明は、上記課題に鑑みて為されたものであり、製造コストの上昇を抑えつつ帰還利得の推定精度の向上を図ることを目的とする。

本発明の拡声通話装置は、マイクロホン及びスピーカと、相手側の通話端末から送られてくる受話信号を前記スピーカに伝送する受話側信号経路並びに前記マイクロホンで集音された送話信号を伝送して前記相手側の通話端末へ送る送話側信号経路に損失を挿入することで通話状態を受話及び送話に切り換える音声スイッチと、前記マイクロホンとスピーカの音響結合によって生じる音響エコーを抑制するエコーキャンセラとを備えており、前記音声スイッチは、送話側の信号経路に損失を挿入する送話側損失挿入部と、受話側の信号経路に損失を挿入する受話側損失挿入部と、送話側及び受話側の前記各損失挿入部から挿入する損失量を制御する挿入損失量制御部とを具備し、前記挿入損失量制御部は、前記受話側損失挿入部の出力点から音響エコー経路を介して前記送話側損失挿入部の入力点へ帰還する経路の音響側帰還利得を推定するとともに、前記送話側損失挿入部の出力点から回線エコー経路を介して前記受話側挿入損失部の入力点へ帰還する経路の回線側帰還利得を推定する帰還利得推定部と、音響側及び回線側の各帰還利得の推定値に基づいて閉ループに挿入すべき損失量の総和を算出する総損失量算出部と、送話信号及び受話信号を監視して通話状態を推定し、この推定結果と前記総損失量算出部の算出値に応じて前記送話側損失挿入部及び前記受話側損失挿入部の各挿入損失量の配分を決定する挿入損失量分配処理部とを有する拡声通話装置において、前記帰還利得推定部は、音響側及び回線側の各帰還経路が固有にもつ信号伝達時間の差を補正する伝達時間差補正部と、前記伝達時間差補正部で補正された後の信号を複数の周波数帯域に弁別することにより周波数帯域別の信号レベルを求める周波数帯域別信号レベル算出部と、前記周波数帯域別信号レベル算出部で算出した信号レベルから周波数帯域別の帰還利得の推定値を演算する推定値演算部とを備え、前記周波数帯域別信号レベル算出部は、互いに異なる周波数帯域を通過帯域とする複数の帯域通過フィルタによって前記信号を複数の周波数帯域に弁別するを特徴とする。

この拡声通話装置において、前記帰還利得推定部は、前記音響側帰還利得を推定する処理と、前記回線側帰還利得を推定する処理とを一定時間毎に交互に行うことが好ましい。

この拡声通話装置において、前記周波数帯域別信号レベル算出部は、前記エコーキャンセラが帰還利得を推定する経路の途中で音声成分が印加されるダブルトーク状態を検出した場合、前記帯域通過フィルタのフィルタ処理を中止して前回のフィルタ処理で得られた信号レベルで代用することが好ましい。

この拡声通話装置において、前記エコーキャンセラは、音響側及び回線側の各帰還経路が固有にもつ信号伝達時間の差を検出する伝達時間差検出手段を有し、前記伝達時間差補正部は、前記伝達時間差検出手段が検出する伝達時間差を用いて前記伝達時間差の補正処理を行うことが好ましい。

この拡声通話装置において、前記推定値演算部は、前記周波数帯域別信号レベル算出部で算出した信号レベルから周波数帯域別の帰還利得を推定する際、前記信号レベルが所定のしきい値以下となる前記周波数帯域の帰還利得の推定値を演算しないことが好ましい。

この拡声通話装置において、前記総損失量算出部は、前記帰還利得推定部で推定される前記帰還利得の推定値に所定のマージンを加算して前記損失量の総和を算出することが好ましい。

この拡声通話装置において、前記総損失量算出部は、前記帰還利得の推定値が求められた周波数帯域毎に前記総損失量の総和を算出し、前記挿入損失量分配処理部は、前記送話側損失挿入部及び前記受話側損失挿入部の各挿入損失量の配分を周波数帯域毎に決定することが好ましい。

この拡声通話装置において、前記音響エコーを抑制する第１エコーキャンセラと、前記回線エコーを抑制する第２エコーキャンセラとを備え、前記第１エコーキャンセラは、前記音響エコー経路のインパルス応答を適応的に同定して前記音響エコー経路への入力信号から前記音響エコー成分を推定する適応フィルタと、前記適応フィルタで推定された前記音響エコー成分を前記音響エコー経路からの出力信号より減算する減算器とを有し、前記第２エコーキャンセラは、前記回線エコー経路のインパルス応答を適応的に同定して前記回線エコー経路への入力信号から前記回線エコー成分を推定する適応フィルタと、前記適応フィルタで推定された前記回線エコー成分を前記回線エコー経路からの出力信号より減算する減算器とを有し、前記第１エコーキャンセラの前記適応フィルタ、並びに前記第２エコーキャンセラの前記適応フィルタは、前記挿入損失量分配処理部が決定する前記挿入損失量の配分に応じて、フィルタ係数を更新するタイミングを調整することが好ましい。

この拡声通話装置において、前記第１エコーキャンセラの前記適応フィルタは、前記挿入損失量分配処理部が前記送話側損失挿入部に対して相対的に高い挿入損失量を配分した場合に前記フィルタ係数を更新し、前記第２エコーキャンセラの前記適応フィルタは、前記挿入損失量分配処理部が前記受話側損失挿入部に対して相対的に高い挿入損失量を配分した場合に前記フィルタ係数を更新することが好ましい。

この拡声通話装置において、前記第１エコーキャンセラ及び前記第２エコーキャンセラの前記各適応フィルタは、前記フィルタ係数を更新している場合において、前記挿入損失量分配処理部が前記送話側及び前記受話側の各損失挿入部に対して前記挿入損失量を等しく配分する状態に変化してから一定期間が経過するまでは前記フィルタ係数の更新を継続することが好ましい。

本発明の拡声通話装置は、周波数帯域別信号レベル算出部が複数の帯域通過フィルタによって参照信号を複数の周波数帯域に弁別しているので、従来例と比較して、製造コストの上昇を抑えつつ帰還利得の推定精度の向上を図ることができるという効果がある。

本発明に係る拡声通話装置の実施形態における挿入損失量制御部を示すブロック図である。 同上を示すブロック図である。 従来例における周波数帯域別信号レベル算出部の動作を説明するためのフローチャートである。

以下、本発明に係る拡声通話装置の実施形態について図面を参照して詳細に説明する。

本実施形態は、図２に示すようにマイクロホン１、スピーカ２、２線−４線変換回路３、マイクロホンアンプG1、回線出力アンプG2、回線入力アンプG3、スピーカアンプG4、増幅器G5，G6、音声スイッチ10、第１及び第２のエコーキャンセラ30A，30Bなどを備える。なお、回線は２線式の伝送路からなる。

第１エコーキャンセラ30Aは、適応フィルタ31Aと減算器32Aからなる従来周知の構成を有する。適応フィルタ31Aは、スピーカ２−マイクロホン１間の音響結合により形成される帰還経路(音響エコー経路)H_ACのインパルス応答を適応的に同定する。減算器32Aは、適応フィルタ31Aで推定された擬似エコー成分(音響エコー)をマイクロホンアンプＧ１の出力信号から減算することで音響エコーを抑制する。また、第２エコーキャンセラ30Bも適応フィルタ31Bと減算器32Bからなる従来周知の構成を有する。適応フィルタ31Bは、２線−４線変換回路３と伝送路との間のインピーダンスの不整合による反射および相手の通話端末におけるスピーカ−マイクロホン間の音響結合とにより形成される帰還経路(回線エコー経路)H_LINのインパルス応答を適応的に同定する。減算器32Bは、適応フィルタ31Bで推定された擬似エコー成分(回線エコー)を受話信号から減算することで回線エコーを抑制する。

音声スイッチ10は、送話側の信号経路に損失を挿入する送話側損失挿入部11と、受話側の信号経路に損失を挿入する受話側損失挿入部12と、送話側及び受話側の各損失挿入部11，12から挿入する損失量を制御する挿入損失量制御部13とを具備する。また挿入損失量制御部13は、帰還利得推定部14と、総損失量算出部15と、挿入損失量分配処理部16とを有する。帰還利得推定部14は、受話側損失挿入部12の出力点Routから音響エコー経路H_ACを介して送話側損失挿入部１１の入力点Ｔinへ帰還する経路(以下、音響側帰還経路という)の音響側帰還利得αを推定する。さらに帰還利得推定部14は、送話側損失挿入部11の出力点Toutから回線エコー経路H_LINを介して受話側損失挿入部12の入力点Rinへ帰還する経路(以下、回線側帰還経路という)の回線側帰還利得βを推定する。総損失量算出部15は、音響側及び回線側の各帰還利得α、βの推定値α'、β'に基づいて閉ループに挿入すべき損失量の総和(送話側損失挿入部11の挿入損失量と受話側損失挿入部12の挿入損失量の和)を算出する。挿入損失量分配処理部16は、送話信号及び受話信号を監視して通話状態を推定し、この推定結果と総損失量算出部15の算出値に応じて送話側損失挿入部11及び受話側損失挿入部12の各挿入損失量の配分を決定する。なお、本実施形態における第１及び第２のエコーキャンセラ30A，30B並びに音声スイッチ10は、ＤＳＰ(Digital Signal Processor)のハードウエアをエコーキャンセラ用並びに音声スイッチ用のソフトウエア(プログラム)で制御することによって実現されている。従って、以下の説明における音声スイッチ10並びに第１及び第２のエコーキャンセラ30A，30Bの入出力信号(受話信号及び送話信号)は所定のサンプリング周期でサンプリングされ、且つＡ／Ｄ変換器により量子化されている。

総損失量算出部15は音響側帰還利得α及び回線側帰還利得βの各推定値α'、β'から所望の利得余裕MGを得るために必要な総損失量Ltを算出し、その値Ltを挿入損失量分配処理部16に出力する。

挿入損失量分配処理部16では、送話側損失挿入部11の入出力信号及び受話側損失挿入部12の入出力信号を監視し、これらの信号のパワーレベルの大小関係並びに音声信号の有無などの情報から通話状態(受話状態、送話状態等)を判定する。さらに挿入損失量分配処理部16は、判定した通話状態に応じた割合で総損失量Ltを送話側損失挿入部11と受話側損失挿入部12に分配するように各損失挿入部11，12の挿入損失量を調整する。

ところで本実施形態における総損失量算出部15は、更新モードと固定モードの２つの動作モードを有している。更新モードとは、上述のように帰還利得推定部14が推定する各帰還利得α、βの推定値α'、β'に基づいて閉ループに挿入すべき損失量の総和を算出して適応更新する動作モードである。一方、固定モードとは、総損失量を所定の初期値に固定する動作モードである。そして、総損失量算出部15は、相手側の通話端末との通話開始から第１及び第２のエコーキャンセラ30A，30Bの適応フィルタ31A，31Bにおけるフィルタ係数が十分に収束するまでの期間には固定モードで動作する。そして、フィルタ係数が十分に収束した後の期間に、総損失量算出部15は更新モードで動作する。すなわち、総損失量算出部15では音響側帰還利得α及び回線側帰還利得βの推定値α'、β'がともに通話開始から所定時間(数百ミリ秒)以上継続して所定のしきい値ε(例えば、通話開始時における各推定値α'、β'に対して10〜15ｄＢ小さい値)を下回った時点でフィルタ係数が十分に収束したものとみなす。そして、総損失量算出部15は、上記時点以前には総損失量を初期値に固定する固定モードで動作し、上記時点以降には各推定値α'、β'に基づいて総損失量を適応更新する更新モードに動作モードを切り換える。なお、固定モードにおける総損失量の初期値は更新モードにおいて随時更新される総損失量よりも十分に大きな値に設定される。

而して、通話開始直後のフィルタ係数が十分に収束していない状態においては、十分に大きな値に設定される初期値の総損失量が閉ループに挿入されるため、不快なエコーやハウリングの発生を抑制して安定した半二重通話を実現することができる。また、通話開始から時間が経過してフィルタ係数が十分に収束した状態においては、総損失量算出部15の動作モードが更新モードに切り換わり、閉ループに挿入される総損失量が初期値よりも十分に低い値に減少するため、双方向の同時通話が実現できる。

次に、帰還利得推定部14について、更に詳しく説明する。図１は、挿入損失量制御部13のうち、特に帰還利得推定部14の構成を詳細に示したブロック図である。帰還利得推定部14は、音響側帰還利得αを推定する音響側帰還利得推定部14Aと、回線側帰還利得βを推定する回線側帰還利得推定部14Bを有する。

音響側帰還利得推定部14Aおよび回線側帰還利得推定部14Bは、ある時刻ｎにおいて、送話路上の送話側損失挿入部11の入力点Tinおよび出力点Tout、受話路上の受話側損失挿入部12の入力点Rinおよび出力点Routからそれぞれ送話信号並びに受話信号Tin(n)、Tout(n)、Rin(n)、Rout(n)を取り込み、音響側帰還利得α(n)および回線側帰還利得β(n)に対する推定値α'(n)、β'(n)を出力して、総損失量算出部15へ渡す。

音響側帰還利得推定部14Aは、受話側損失挿入部12の出力点Routから参照した参照信号(受話信号)を処理する受話側ブロックと、送話側損失挿入部11の入力点Tinから参照した参照信号(送話信号)を処理する送話側ブロックと、推定値演算部54Aとを有する。送話側ブロックは、参照信号記憶部52C、周波数帯域別信号レベル算出部53Cなどで構成される。参照信号記憶部52Cは、参照した参照信号を記憶し、周波数帯域別信号レベル算出部53Cは、互いに異なる周波数帯域を通過帯域とする複数の帯域通過フィルタ(図示せず)を有し、参照信号記憶部52Cから読み取った参照信号を複数の周波数帯域に弁別することで周波数帯域別の信号レベルを求める。

また受話側ブロックは、伝達時間差補正部51A、参照信号記憶部52A、周波数帯域別信号レベル算出部53Aなどで構成される。伝達時間差補正部51Aは、音響側エコー経路H_ACを含めた音響側帰還経路が固有にもつ信号伝達時間の差を補正する。参照信号記憶部52Aは、信号伝達時間の差が補正された後の参照信号(受話信号)を記憶する。周波数帯域別信号レベル算出部53Aは、互いに異なる周波数帯域を通過帯域とする複数の帯域通過フィルタ(図示せず)を有し、参照信号記憶部52Aから読み取った参照信号を複数の周波数帯域に弁別することで周波数帯域別の信号レベルを求める。

推定値演算部54Aは、周波数帯域別信号レベル算出部53Cで算出した周波数帯域別の信号レベルと、周波数帯域別信号レベル算出部53Aで算出した周波数帯域別の信号レベルとの比率から各周波数帯域毎の音響側帰還利得の推定値α’を演算する。そして、推定値演算部54Aで演算された各周波数帯域毎の音響側帰還利得の推定値α’が総損失量算出部15に入力される。

一方、回線側帰還利得推定部14Bは、送話側損失挿入部11の出力点Toutから参照した参照信号(送話信号)を処理する送話側ブロックと、受話側損失挿入部12の入力点Rinから参照した参照信号(受話信号)を処理する受話側ブロックと、推定値演算部54Bとを有する。受話側ブロックは、参照信号記憶部52D、周波数帯域別信号レベル算出部53Dなどで構成される。参照信号記憶部52Dは参照した参照信号を記憶する。周波数帯域別信号レベル算出部53Dは、互いに異なる周波数帯域を通過帯域とする複数の帯域通過フィルタ(図示せず)を有し、参照信号記憶部52Dから読み取った参照信号を複数の周波数帯域に弁別することで周波数帯域別の信号レベルを求める。

また送話側ブロックは、伝達時間差補正部51B、参照信号記憶部52B、周波数帯域別信号レベル算出部53Bなどで構成される。伝達時間差補正部51Bは、回線側エコー経路H_LINを含めた回線側帰還経路が固有にもつ信号伝達時間の差を補正する。参照信号記憶部52Bは、信号伝達時間の差が補正された後の参照信号(送話信号)を記憶する。周波数帯域別信号レベル算出部53Bは、互いに異なる周波数帯域を通過帯域とする複数の帯域通過フィルタ(図示せず)を有し、参照信号記憶部52Bから読み取った参照信号を複数の周波数帯域に弁別することで周波数帯域別の信号レベルを求める。

推定値演算部54Bは、周波数帯域別信号レベル算出部53Dで算出した周波数帯域別の信号レベルと、周波数帯域別信号レベル算出部53Cで算出した周波数帯域別の信号レベルとの比率から各周波数帯域毎の回線側帰還利得の推定値β’を演算する。そして、推定値演算部54Bで演算された各周波数帯域毎の回線側帰還利得の推定値β’が総損失量算出部15に入力される。なお、音声スイッチ10に含まれる上記各部はDSPのハードウェアを専用のプログラムで制御することによって実現されるものであり、音響側並びに回線側の各帰還利得推定部14A，14Bにおいて処理される信号は全てアナログの送話信号及び受話信号をサンプリングし且つ量子化したディジタルのデータとして扱われる。

ここで、推定値演算部54A，54Bでは、周波数帯域別信号レベル算出部53A〜53Dで算出した信号レベルから周波数帯域別の帰還利得の推定値を演算する際、参照信号の信号レベルが所定のしきい値以下となる周波数帯域の帰還利得の推定値を演算しないことが好ましい。すなわち、周囲騒音(背景ノイズ)などのノイズ成分に対して帰還利得の推定処理を行うと、実際の帰還利得とかけ離れた推定値が算出されてしまう可能性があるので、このようなノイズ成分に対して帰還利得の推定を行わないことで、帰還利得の推定精度の向上が図れる。

受話側損失挿入部12の出力点Routから出力された受話信号が音響エコー経路H_ACを含めた音響側帰還経路を経て送話側損失挿入部11の入力点Tinへ到達するまでにはその系固有の伝達時間が必要である。そのため伝達時間差補正部51Aでは、受話側損失挿入部12の出力点Routから発生させた単一パルスが送話側損失挿入部11の入力点Tinへ到達する時間を測定するなどして予め設定しておいたその系の伝達時間D_αだけ、受話側損失挿入部12の出力点Routからの参照信号を遅延させる。例えば、参照信号のサンプリング周波数を８［kHz］、測定した遅延時間が１２［msec］の場合、８×１２＝９６データ分の遅延処理用信号記憶部(参照信号記憶部52A〜52Dとは別のFIFO(First In First Out)型信号記憶部)を用意しておく。そして、時刻ｎにおいて、遅延処理用信号記憶部(図示せず)で最も古い１２［msec］前のデータをDRout(n)として参照信号記憶部52Aに渡すとともに、受話側損失挿入部12の出力点Routから参照した参照信号Rout(n)を遅延処理用信号記憶部に新しく蓄積することで信号遅延を実現している。

ただし、第１及び第２のエコーキャンセラ30A，30Bが伝達時間(伝達時間差)D_αを検出する手段を有している場合、伝達時間差補正部51A，51Bは、エコーキャンセラ30A，30Bで検出される伝達時間差D_αを用いて伝達時間差の補正処理を行うことが好ましい。なお、エコーキャンセラ30A，30Bで伝達時間差D_αを検出する方法としては、適応フィルタ31A，31Bにおけるフィルタ係数の値が最も大きくなるフィルタ次数が伝達時間差D_αと考えられるので、そのフィルタ次数から伝達時間差D_αを求める方法がある。

ここで、特許文献１記載の従来例における周波数帯域別信号レベル算出部の信号レベルの算出方法を、一度に処理するデータ数(離散フーリエ変換処理の長さ)をNf8とし、図３のフローチャートを参照しながら説明する。周波数帯域別信号レベル算出部は、時系列に参照された複数(例えば、８個)の参照信号データDRout(ｎ)，DRout(n-1)，…，DRout(n-7)を参照信号記憶部から読み込み(ステップ１)、読み込んだデータに対して離散フーリエ変換処理を行う(ステップ２)。この離散フーリエ変換処理においては４つに分けた周波数帯域［f0，f1，f2，f3］毎に実部と虚部を個別に演算し(ステップ３)、さらに実部と虚部の二乗和の平方根を演算することで各周波数帯域毎の信号レベル|F_Rout_f0(n)|，|F_Rout_f1(n)|，|F_Rout_f2(n)|，|F_Rout_f3(n)|を算出する(ステップ４)。すなわち、離散フーリエ変換は周波数成分について偶関数となるため、その長さNf＝８の場合であれば半分の４成分を演算すれば十分であるから、参照信号のサンプリング周波数が８［kHz］でNf＝８の場合、f0：0〜0.5［kHz］、f1：0.5〜1.5［kHz］、f2：1.5〜2.5［kHz］、f3：2.5〜3.5［kHz］の４つの周波数帯域成分を演算するようにしている。なお、図３のステップ２においては参照信号データDRout(ｎ)，DRout(n-1)，…，DRout(n-7)の行列と周波数帯域毎の信号レベル|F_Rout_f0(n)|，|F_Rout_f1(n)|，|F_Rout_f2(n)|，|F_Rout_f3(n)|の行列との変換の関係式を４×８の行列Fで表している。そして、ステップ２の行列演算処理を行った後、［f0,f1,f2,f3］の帯域成分毎に、実部成分と虚部成分をそれぞれ２乗したもの(ステップ３)を加算し、さらに平方根演算処理を行う(ステップ４)ことで帯域成分毎の信号レベルの大きさ［|F_Rout_f0(n)|，|F_Rout_f1(n)|，|F_Rout_f2(n)|，|F_Rout_f3(n)|］を求めてエンベローブ部に出力する。

ステップ４の平方根演算処理について、一般的に行われているニュートン・ラフソン(Newton-Rapson)法などのループ演算を繰り返す毎に値が真値に漸近していくアルゴリズムでは、２入力×４帯域＝８個の各平方根演算においてループ演算を実行せねばならず、帰還利得推定部を実現しているDSPの演算処理の負担が大きい。

これに対して本実施形態における周波数帯域別信号レベル算出部53A〜53Dは、互いに異なる周波数帯域を通過帯域とする複数の帯域通過フィルタによって参照信号を複数の周波数帯域に弁別している。ここで、帯域通過フィルタは、２次のIIRフィルタを用いて実現でき、しかも、２次のIIRフィルタに必要な処理は積和演算のみであるから、従来例の上記離散フーリエ変換処理と比較して、DSPの演算処理負荷が低減可能であることは明らかである。

上述のように本実施形態では、周波数帯域別信号レベル算出部53A〜53Dが複数の帯域通過フィルタによって参照信号を複数の周波数帯域に弁別しているので、従来例と比較して製造コストの上昇を抑えつつ帰還利得の推定精度の向上を図ることができる。

また相手側の通話端末と本機とで話者がほぼ同時に話すことにより音響エコー経路Ｈ_ACにおいて音声成分が印加される状態、いわゆるダブルトーク状態においては、定常的なノイズ信号が存在する場合と同様に帰還利得の推定精度が低下することになる。そこで本実施形態では、第１エコーキャンセラ30Aが有するダブルトーク検出機能によってダブルトーク状態を検出した場合、周波数帯域別信号レベル算出部53Aは、帯域通過フィルタのフィルタ処理を中止して前回のフィルタ処理で得られた信号レベルで代用する。したがって、上述のようにダブルトーク状態において帰還利得を推定することに起因した推定精度の低下を防ぐことができる。

ここで、帰還利得推定部14をDSPで構成する場合、参照信号をＡ／Ｄ変換する際のサンプリング時間毎に音響側及び回線側の各帰還利得推定値を求める割込処理を行うことはDSPの演算処理の負担がかなり大きくなってしまう。そこで、DSPでＡ／Ｄサンプリング時間毎に発生させている割り込み処理に対して、本実施形態では音響側帰還利得部14Aと回線側帰還利得部14Bを交互に動作させてDSPへの処理負荷を低減している。具体的には、伝送時間差補正部51及び参照信号記憶部52は常に動作させておき、周波数帯域別信号レベル算出部54を割込発生毎に排他的に動作／停止させる。

ところで、総損失量算出部15は、帰還利得推定部14で推定される各周波数帯域毎の帰還利得の推定値のうちで最もレベルの高い周波数帯域の帰還利得推定値を選択し、選択した帰還利得推定値から損失量の総和を算出する。このとき、総損失量算出部15では、選択した帰還利得推定値に所定のマージンを加算して損失量の総和を算出することが好ましい。このようにすれば、帰還利得の推定値が実際の帰還利得よりも小さい値であった場合でも、ハウリングの発生を抑制することができる。

なお、総損失量算出部15は、帰還利得の推定値が求められた各周波数帯域毎に総損失量の総和を算出してもよい。このとき、挿入損失量分配処理部16は、送話側損失挿入部11及び受話側損失挿入部12の各挿入損失量の配分を周波数帯域毎に決定する。このようにすれば、帰還利得の推定値が小さい周波数帯域に挿入する損失量を少なくできる。

ところで、第１エコーキャンセラ30Aは音響エコーを抑制するものであるから、音声スイッチ10が送話状態のときに動作する必要は無い。同様に、第２エコーキャンセラ30Bは回線エコーを抑制するものであるから、音声スイッチ10が受話状態のときに動作する必要は無い。したがって、第１エコーキャンセラ30Aの適応フィルタ31A、並びに第２エコーキャンセラ30Bの適応フィルタ31Bは、挿入損失量分配処理部16が決定する挿入損失量の配分(音声スイッチ10の受話状態、送話状態)に応じて、フィルタ係数を更新するタイミングを調整することが好ましい。つまり、挿入損失量分配処理部16が送話側損失挿入部11の挿入損失量の配分を多くしている場合(音声スイッチ10が受話状態の場合)、第１エコーキャンセラ30Aの適応フィルタ31Aがフィルタ係数を更新し、第２エコーキャンセラ30Bの適応フィルタ31Bはフィルタ係数を更新しなければよい。一方、挿入損失量分配処理部16が受話側損失挿入部12の挿入損失量の配分を多くしている場合(音声スイッチ10が送話状態の場合)、第１エコーキャンセラ30Aの適応フィルタ31Aがフィルタ係数を更新せず、第２エコーキャンセラ30Bの適応フィルタ31Bがフィルタ係数を更新すればよい。

上述のように第１及び第２のエコーキャンセラ30A，30Bが音声スイッチ10の状態に連動してフィルタ係数の更新を行えば、音声スイッチ10の状態に関わらずにフィルタ係数を更新する場合と比較して、フィルタ係数の収束精度の向上やDSPの処理負荷の低減を図ることができる。

ところで、本実施形態の音声スイッチ10は、受話状態と送話状態と中立状態の３種類の状態に切り替えている。中立状態とは、受話状態又は送話状態の何れでもない状態であって、挿入損失量分配処理部15が送話側損失挿入部11と受話側損失挿入部12に同じ損失量を配分している状態をいう。そして、第１及び第２のエコーキャンセラ30A，30Bの各適応フィルタ31A，31Bは、フィルタ係数を更新している状態(受話状態又は送話状態)から中立状態に音声スイッチ10が切り替わった時点から一定期間が経過するまではフィルタ係数の更新を継続することが好ましい。このようにすれば、音声スイッチ10の状態が頻繁に切り替わる状況においても、適応フィルタ31A，31Bがフィルタ係数を更新し、第１及び第２のエコーキャンセラ30A，30Bが適切にエコーを抑制することができる。

13 挿入損失量制御部
14 帰還利得推定部
15 総損失量算出部
51A，51B 伝達時間差補正部
53A〜53D 周波数帯域別信号レベル算出部

Claims (10)

1. マイクロホン及びスピーカと、相手側の通話端末から送られてくる受話信号を前記スピーカに伝送する受話側信号経路並びに前記マイクロホンで集音された送話信号を伝送して前記相手側の通話端末へ送る送話側信号経路に損失を挿入することで通話状態を受話及び送話に切り換える音声スイッチと、前記マイクロホンとスピーカの音響結合によって生じる音響エコーを抑制するエコーキャンセラとを備えており、前記音声スイッチは、送話側の信号経路に損失を挿入する送話側損失挿入部と、受話側の信号経路に損失を挿入する受話側損失挿入部と、送話側及び受話側の前記各損失挿入部から挿入する損失量を制御する挿入損失量制御部とを具備し、前記挿入損失量制御部は、前記受話側損失挿入部の出力点から音響エコー経路を介して前記送話側損失挿入部の入力点へ帰還する経路の音響側帰還利得を推定するとともに、前記送話側損失挿入部の出力点から回線エコー経路を介して前記受話側挿入損失部の入力点へ帰還する経路の回線側帰還利得を推定する帰還利得推定部と、音響側及び回線側の各帰還利得の推定値に基づいて閉ループに挿入すべき損失量の総和を算出する総損失量算出部と、送話信号及び受話信号を監視して通話状態を推定し、この推定結果と前記総損失量算出部の算出値に応じて前記送話側損失挿入部及び前記受話側損失挿入部の各挿入損失量の配分を決定する挿入損失量分配処理部とを有する拡声通話装置において、前記帰還利得推定部は、音響側及び回線側の各帰還経路が固有にもつ信号伝達時間の差を補正する伝達時間差補正部と、前記伝達時間差補正部で補正された後の信号を複数の周波数帯域に弁別することにより周波数帯域別の信号レベルを求める周波数帯域別信号レベル算出部と、前記周波数帯域別信号レベル算出部で算出した信号レベルから周波数帯域別の帰還利得の推定値を演算する推定値演算部とを備え、前記周波数帯域別信号レベル算出部は、互いに異なる周波数帯域を通過帯域とする複数の帯域通過フィルタによって前記信号を複数の周波数帯域に弁別することを特徴とする拡声通話装置。
2. 前記帰還利得推定部は、前記音響側帰還利得を推定する処理と、前記回線側帰還利得を推定する処理とを一定時間毎に交互に行うことを特徴とする請求項１記載の拡声通話装置。
3. 前記周波数帯域別信号レベル算出部は、前記エコーキャンセラが帰還利得を推定する経路の途中で音声成分が印加されるダブルトーク状態を検出した場合、前記帯域通過フィルタのフィルタ処理を中止して前回のフィルタ処理で得られた信号レベルで代用することを特徴とする請求項１又は２記載の拡声通話装置。
4. 前記エコーキャンセラは、音響側及び回線側の各帰還経路が固有にもつ信号伝達時間の差を検出する伝達時間差検出手段を有し、前記伝達時間差補正部は、前記伝達時間差検出手段が検出する伝達時間差を用いて前記伝達時間差の補正処理を行うことを特徴とする請求項１〜３の何れか１項に記載の拡声通話装置。
5. 前記推定値演算部は、前記周波数帯域別信号レベル算出部で算出した信号レベルから周波数帯域別の帰還利得を推定する際、前記信号レベルが所定のしきい値以下となる前記周波数帯域の帰還利得の推定値を演算しないことを特徴とする請求項１〜４の何れか１項に記載の拡声通話装置。
6. 前記総損失量算出部は、前記帰還利得推定部で推定される前記帰還利得の推定値に所定のマージンを加算して前記損失量の総和を算出することを特徴とする請求項１〜５の何れか１項に記載の拡声通話装置。
7. 前記総損失量算出部は、前記帰還利得の推定値が求められた周波数帯域毎に前記総損失量の総和を算出し、前記挿入損失量分配処理部は、前記送話側損失挿入部及び前記受話側損失挿入部の各挿入損失量の配分を周波数帯域毎に決定することを特徴とする請求項１〜６の何れか１項に記載の拡声通話装置。
8. 前記音響エコーを抑制する第１エコーキャンセラと、前記回線エコーを抑制する第２エコーキャンセラとを備え、前記第１エコーキャンセラは、前記音響エコー経路のインパルス応答を適応的に同定して前記音響エコー経路への入力信号から前記音響エコー成分を推定する適応フィルタと、前記適応フィルタで推定された前記音響エコー成分を前記音響エコー経路からの出力信号より減算する減算器とを有し、前記第２エコーキャンセラは、前記回線エコー経路のインパルス応答を適応的に同定して前記回線エコー経路への入力信号から前記回線エコー成分を推定する適応フィルタと、前記適応フィルタで推定された前記回線エコー成分を前記回線エコー経路からの出力信号より減算する減算器とを有し、前記第１エコーキャンセラの前記適応フィルタ、並びに前記第２エコーキャンセラの前記適応フィルタは、前記挿入損失量分配処理部が決定する前記挿入損失量の配分に応じて、フィルタ係数を更新するタイミングを調整することを特徴とする請求項１〜７の何れか１項に記載の拡声通話装置。
9. 前記第１エコーキャンセラの前記適応フィルタは、前記挿入損失量分配処理部が前記送話側損失挿入部に対して相対的に高い挿入損失量を配分した場合に前記フィルタ係数を更新し、前記第２エコーキャンセラの前記適応フィルタは、前記挿入損失量分配処理部が前記受話側損失挿入部に対して相対的に高い挿入損失量を配分した場合に前記フィルタ係数を更新することを特徴とする請求項８記載の拡声通話装置。
10. 前記第１エコーキャンセラ及び前記第２エコーキャンセラの前記各適応フィルタは、前記フィルタ係数を更新している場合において、前記挿入損失量分配処理部が前記送話側及び前記受話側の各損失挿入部に対して前記挿入損失量を等しく配分する状態に変化してから一定期間が経過するまでは前記フィルタ係数の更新を継続することを特徴とする請求項８又は９記載の拡声通話装置。

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