JP3152822B2 - 音響反響除去装置 - Google Patents
音響反響除去装置Info
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Description
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明は、通信回線、室内音場制
御装置そして高品質な音声通信会議装置に使用され、受
話径路の信号が音響反響経路を介して送話経路に現れる
音響反響成分を除去する音響反響除去装置に関する。
御装置そして高品質な音声通信会議装置に使用され、受
話径路の信号が音響反響経路を介して送話経路に現れる
音響反響成分を除去する音響反響除去装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】一般に音響反響除去装置は通信衛生およ
び海底ケーブルを利用した長距離電話回線において、２
線４線変換器のインピーダンス不整合により生ずる反射
を除去するものと、テレビ会議システムなどの拡声電話
において、話者音声の音響結合による反響を除去するも
のとに大別でき、修正量演算回路、擬似音響反響を発生
する可変係数フィルタおよび減算回路から構成されてい
る。以下に音響反響除去装置の基本動作を述べる。
び海底ケーブルを利用した長距離電話回線において、２
線４線変換器のインピーダンス不整合により生ずる反射
を除去するものと、テレビ会議システムなどの拡声電話
において、話者音声の音響結合による反響を除去するも
のとに大別でき、修正量演算回路、擬似音響反響を発生
する可変係数フィルタおよび減算回路から構成されてい
る。以下に音響反響除去装置の基本動作を述べる。
【０００３】図９は音響反響除去装置の基本構成を示す
図である。受話信号入力端子１は受話信号出力端子２に
接続され、その受話信号入力端子１の受話信号は可変係
数フィルタ３に分岐供給され、擬似音響反響を生成させ
る。送話信号入力端子４からの送話信号と可変係数フィ
ルタ３の出力である擬似音響反響は減算回路５へ入力さ
れ、送話信号中の音響反響成分が除去され、その減算回
路５の出力は送話信号出力端子６へ出力される。送話信
号出力端子６の出力と受話信号入力端子１の信号が修正
量演算回路７に入力され、係数修正量演算回路７の出力
により可変係数フィルタ３のフィルタ係数が修正され
る。可変係数フィルタ３内で受話信号は受話信号入力レ
ジスタ８に入力され、その受話信号入力レジスタ８の受
話信号と擬似インパルス応答レジスタ９の擬似インパル
ス応答との積和が積和回路１０でとられ、積和回路１０
の出力が擬似音響反響として出力される。受話信号出力
端子２および送話信号入力端子４は長距離電話回線の場
合、２線４線変換器に、拡声電話システムの場合、スピ
ーカとマイクロホンへと接続されている。
図である。受話信号入力端子１は受話信号出力端子２に
接続され、その受話信号入力端子１の受話信号は可変係
数フィルタ３に分岐供給され、擬似音響反響を生成させ
る。送話信号入力端子４からの送話信号と可変係数フィ
ルタ３の出力である擬似音響反響は減算回路５へ入力さ
れ、送話信号中の音響反響成分が除去され、その減算回
路５の出力は送話信号出力端子６へ出力される。送話信
号出力端子６の出力と受話信号入力端子１の信号が修正
量演算回路７に入力され、係数修正量演算回路７の出力
により可変係数フィルタ３のフィルタ係数が修正され
る。可変係数フィルタ３内で受話信号は受話信号入力レ
ジスタ８に入力され、その受話信号入力レジスタ８の受
話信号と擬似インパルス応答レジスタ９の擬似インパル
ス応答との積和が積和回路１０でとられ、積和回路１０
の出力が擬似音響反響として出力される。受話信号出力
端子２および送話信号入力端子４は長距離電話回線の場
合、２線４線変換器に、拡声電話システムの場合、スピ
ーカとマイクロホンへと接続されている。
【０００４】音響反響経路の信号伝搬特性を線形で、且
つＦＩＲ形ディジタルフィルタで表されると仮定し、そ
のインパルス応答ｈ（ｔ）と入力受話信号ｘ（ｔ）とを
用いれば、サンプル時間間隔をＴとし、時刻ｋＴにおけ
る音響反響ｙk は、 ｙk ＝ ｈ’ｘk （１） で表される。但し、 ｈ＝［ｈ1 ，ｈ2 ，・・・，ｈN ］’ （２） ｘ＝［ｘk-1 ，・・・，ｘk-n ］’ ’：べクトルの転置 である。
つＦＩＲ形ディジタルフィルタで表されると仮定し、そ
のインパルス応答ｈ（ｔ）と入力受話信号ｘ（ｔ）とを
用いれば、サンプル時間間隔をＴとし、時刻ｋＴにおけ
る音響反響ｙk は、 ｙk ＝ ｈ’ｘk （１） で表される。但し、 ｈ＝［ｈ1 ，ｈ2 ，・・・，ｈN ］’ （２） ｘ＝［ｘk-1 ，・・・，ｘk-n ］’ ’：べクトルの転置 である。
【０００５】一方、 時刻ｋＴにおけるｈの推定値をｈ
ｓk とすれば、ｙk の推定値ｙｓｋは、 ｙｓk ＝ ｈｓk ’ｘk （３） で与えられる。 音響反響除去装置では、受話信号入力
端子１に音声信号があり、送話信号入力端子４に音声信
号がなく音響反響のみが存在している時、適応動作状態
として反響除去動作を行う。この適応動作アルゴリズム
には、一般に学習同定法が採用される。学習同定法によ
るｈｓk の逐次修正は ｈｓk+1 ＝ ｈｓk ＋α（ｘk ｅk ）／ｘk ’ｘk （４） によって行われる。但し、 ｅk ＝ｙk −ｙｓk 、 ０＜α≦１ （５） でありｅk を残留音響反響と呼ぶ。この様な演算動作が
係数修正量演算回路７において処理実行されている。擬
似インパルス応答レジスタ９の内容には可変係数系列ｈ
ｓk が格納されている。αは推定の敏感さを決める為の
修正ループゲインで１．０に近いほど大きな修正量を与
える事ができ、高速な音響反響除去が可能となるが、実
際に用いる場合には近端雑音や回線状態によって変えて
設定する必要がある。この修正ループゲインαの決定
は、現在のところ経験則に依っているのが実態である。
ｓk とすれば、ｙk の推定値ｙｓｋは、 ｙｓk ＝ ｈｓk ’ｘk （３） で与えられる。 音響反響除去装置では、受話信号入力
端子１に音声信号があり、送話信号入力端子４に音声信
号がなく音響反響のみが存在している時、適応動作状態
として反響除去動作を行う。この適応動作アルゴリズム
には、一般に学習同定法が採用される。学習同定法によ
るｈｓk の逐次修正は ｈｓk+1 ＝ ｈｓk ＋α（ｘk ｅk ）／ｘk ’ｘk （４） によって行われる。但し、 ｅk ＝ｙk −ｙｓk 、 ０＜α≦１ （５） でありｅk を残留音響反響と呼ぶ。この様な演算動作が
係数修正量演算回路７において処理実行されている。擬
似インパルス応答レジスタ９の内容には可変係数系列ｈ
ｓk が格納されている。αは推定の敏感さを決める為の
修正ループゲインで１．０に近いほど大きな修正量を与
える事ができ、高速な音響反響除去が可能となるが、実
際に用いる場合には近端雑音や回線状態によって変えて
設定する必要がある。この修正ループゲインαの決定
は、現在のところ経験則に依っているのが実態である。
【０００６】拡声音場における音響反響特性をこの様に
ＦＩＲ形ディジタルフィルタで表記した場合、数１００
〜数１０００タップという長大な構成となり、可変係数
系列ｈｓk の修正量更新に関わる演算量が膨大なものに
なり小規模なハードウェアで実現できない為、可変係数
系列ｈｓk を数段階に分割処理を行い１ステップにおい
ての更新演算量を削減させる方法が採られている。一例
として分割更新方式の中で最も簡単な二分割処理の場合
について述べる。擬似インパルス応答レジスタ９に格納
された可変係数系列の総数をＮとした時、係数系列の分
割内容は次の様に表す事が出来る。
ＦＩＲ形ディジタルフィルタで表記した場合、数１００
〜数１０００タップという長大な構成となり、可変係数
系列ｈｓk の修正量更新に関わる演算量が膨大なものに
なり小規模なハードウェアで実現できない為、可変係数
系列ｈｓk を数段階に分割処理を行い１ステップにおい
ての更新演算量を削減させる方法が採られている。一例
として分割更新方式の中で最も簡単な二分割処理の場合
について述べる。擬似インパルス応答レジスタ９に格納
された可変係数系列の総数をＮとした時、係数系列の分
割内容は次の様に表す事が出来る。
【０００７】 ｈｓ１k ：０〜Ｎ／２ ｈｓ２k ：（Ｎ／２）＋１〜Ｎ 更新アルゴリズムは上記分割範囲を適用して、式（４）
より、 ｈｓ１k+1 ＝ ｈｓ１k ＋α（ｘk ｅk ）／ｘk ’ｘk （６） ｈｓ２k+1 ＝ ｈｓ２k ＋α（ｘk ｅk ）／ｘk ’ｘk （７） と表す事が出来、Ｍは２、つまり２ステップで全可変係
数系列ｈｓk を更新する適応アルゴリズムである。従っ
て、１ステップにおける演算量は１／２に削減する事が
出来、勿論分割数Ｎを増やせばそれに比例して演算量は
１／Ｎに削減できる。しかしながら、演算量は低減させ
る事ができるが、音響反響を一定量消去させる為の収束
時間が大きくなってしまう。この収束時間を改善する為
に分割された各ブロックを順番に更新処理してやるので
はなく、各ブロックに重み付けを施し更新頻度を変え
る。その結果係数系列全体を更新する為のステップ数Ｍ
は増すが、収束速度をかなり改善させる事が可能とな
る。分割された各ブロックに重み付けするのに用いられ
るのが音場のインパルス応答特性である。図２に最大周
期系列符号を用いて観測された音場のインパルス応答特
性の一例を示す。その特性が減衰特性を呈している事が
判る。この特性を利用しインパルス応答の電力の集中し
ている前半部分を優先して更新処理を行う事で収束速度
の改善が図られるということである。
より、 ｈｓ１k+1 ＝ ｈｓ１k ＋α（ｘk ｅk ）／ｘk ’ｘk （６） ｈｓ２k+1 ＝ ｈｓ２k ＋α（ｘk ｅk ）／ｘk ’ｘk （７） と表す事が出来、Ｍは２、つまり２ステップで全可変係
数系列ｈｓk を更新する適応アルゴリズムである。従っ
て、１ステップにおける演算量は１／２に削減する事が
出来、勿論分割数Ｎを増やせばそれに比例して演算量は
１／Ｎに削減できる。しかしながら、演算量は低減させ
る事ができるが、音響反響を一定量消去させる為の収束
時間が大きくなってしまう。この収束時間を改善する為
に分割された各ブロックを順番に更新処理してやるので
はなく、各ブロックに重み付けを施し更新頻度を変え
る。その結果係数系列全体を更新する為のステップ数Ｍ
は増すが、収束速度をかなり改善させる事が可能とな
る。分割された各ブロックに重み付けするのに用いられ
るのが音場のインパルス応答特性である。図２に最大周
期系列符号を用いて観測された音場のインパルス応答特
性の一例を示す。その特性が減衰特性を呈している事が
判る。この特性を利用しインパルス応答の電力の集中し
ている前半部分を優先して更新処理を行う事で収束速度
の改善が図られるということである。
【０００８】
【発明が解決しようとする課題】係数修正量更新に更新
頻度の異なる分割更新方式を用いた場合、分割された各
ブロック間の更新頻度が大きく違うと、低い重み付けの
ブロックはなかなか更新されない事になる。この時大き
な修正ループゲインで更新頻度の低いブロックが更新さ
れると、大きな入出力誤差を一気に補正しようとしてし
まい、逆に大きな修正誤差を発生させてしまう。又、図
２からも判るように音響反響遅延時間の大きな部分の係
数は極めて小さい、そして、この部分に相当する分割ブ
ロックの更新頻度はかなり低い、従って、大きな修正ル
ープゲインで係数の更新を行えば誤差の大きな係数を与
えてしまい雑音を増加させる事になる。これ等の事から
更新頻度の異なる分割処理を行う場合、通信回線上の雑
音を増加させたり、ハウリング発生の危険性の増大を招
いて動作安定性を低下させてしまうという様な問題点が
あった。
頻度の異なる分割更新方式を用いた場合、分割された各
ブロック間の更新頻度が大きく違うと、低い重み付けの
ブロックはなかなか更新されない事になる。この時大き
な修正ループゲインで更新頻度の低いブロックが更新さ
れると、大きな入出力誤差を一気に補正しようとしてし
まい、逆に大きな修正誤差を発生させてしまう。又、図
２からも判るように音響反響遅延時間の大きな部分の係
数は極めて小さい、そして、この部分に相当する分割ブ
ロックの更新頻度はかなり低い、従って、大きな修正ル
ープゲインで係数の更新を行えば誤差の大きな係数を与
えてしまい雑音を増加させる事になる。これ等の事から
更新頻度の異なる分割処理を行う場合、通信回線上の雑
音を増加させたり、ハウリング発生の危険性の増大を招
いて動作安定性を低下させてしまうという様な問題点が
あった。
【０００９】本発明は上述の点に鑑みてなされたもの
で、上記問題点を除去し、動作安定性に優れ、且つ、音
響反響経路の変動に対しても高い追随性を持ち、高速な
音響反響消去特性を実現し、常時大きな音響反響消去量
を維持しながら音場の音響反響制御を行う音響反響除去
装置を提供する事を目的とする。
で、上記問題点を除去し、動作安定性に優れ、且つ、音
響反響経路の変動に対しても高い追随性を持ち、高速な
音響反響消去特性を実現し、常時大きな音響反響消去量
を維持しながら音場の音響反響制御を行う音響反響除去
装置を提供する事を目的とする。
【００１０】
【課題を解決するための手段】本発明はこれらの課題を
解決するためのものであり、受話信号入力端子と、受話
信号出力端子と、送話信号入力端子と、送話信号出力端
子と、前記受話信号入力端子から入力された受話信号を
入力とする可変係数デジタルフィルタと、前記可変係数
デジタルフィルタの係数系列を格納した擬似インパルス
応答レジスタと、前記インパルス応答レジスタの内容と
前記受話信号入力端子からの入力信号との畳み込み積分
演算を行う積和演算回路と、前記積和演算回路により生
成された擬似反響と前記送話信号入力端子より入力され
るからの反響音響との差分値を求める減算回路と、前記
可変係数デジタルフィルタが前記音響反響の近似値を供
給するように前記擬似インパルス応答レジスタの係数系
列に修正量を加えるための係数修正量演算回路と、前記
擬似インパルス応答レジスタをＮ個のブロックに分け
て、総ステップ数Ｍ回で係数系列全体が自動的に更新さ
れるように前記係数修正量演算回路へ各ブロックを順次
選択し係数更新動作を行わせるための命令を送る係数ブ
ロック選択回路とから構成される音響反響除去装置にお
いて、前記擬似インパルス応答レジスタの中で更新頻度
の高いブロックに対しては前記係数修正量演算回路に内
挿された大きな修正ループゲインが設定され、更新頻度
の低いブロックに対しては前記係数修正量演算回路に内
挿された小さな修正ループゲインが設定される音響反響
除去装置を提供する。
解決するためのものであり、受話信号入力端子と、受話
信号出力端子と、送話信号入力端子と、送話信号出力端
子と、前記受話信号入力端子から入力された受話信号を
入力とする可変係数デジタルフィルタと、前記可変係数
デジタルフィルタの係数系列を格納した擬似インパルス
応答レジスタと、前記インパルス応答レジスタの内容と
前記受話信号入力端子からの入力信号との畳み込み積分
演算を行う積和演算回路と、前記積和演算回路により生
成された擬似反響と前記送話信号入力端子より入力され
るからの反響音響との差分値を求める減算回路と、前記
可変係数デジタルフィルタが前記音響反響の近似値を供
給するように前記擬似インパルス応答レジスタの係数系
列に修正量を加えるための係数修正量演算回路と、前記
擬似インパルス応答レジスタをＮ個のブロックに分け
て、総ステップ数Ｍ回で係数系列全体が自動的に更新さ
れるように前記係数修正量演算回路へ各ブロックを順次
選択し係数更新動作を行わせるための命令を送る係数ブ
ロック選択回路とから構成される音響反響除去装置にお
いて、前記擬似インパルス応答レジスタの中で更新頻度
の高いブロックに対しては前記係数修正量演算回路に内
挿された大きな修正ループゲインが設定され、更新頻度
の低いブロックに対しては前記係数修正量演算回路に内
挿された小さな修正ループゲインが設定される音響反響
除去装置を提供する。
【００１１】
【作用】本発明は、上述の手段により係数修正量分割更
新の更新頻度が異なる事による通信回線上の背景雑音の
増加やハウリング発生の危険性増大などの動作安定性の
劣化を防ぎ、更新に関わる演算量は大幅に削減されたま
まで高速で安定な音響反響除去を実現する事ができ、且
つ、音響反響経路特性が任意に変動した場合にも高い追
随性が確保されているので、定常状態への収束速度が優
れているので、常時高いレベルの音響反響消去量を維持
する事ができ、高性能な音響制御が可能となる。
新の更新頻度が異なる事による通信回線上の背景雑音の
増加やハウリング発生の危険性増大などの動作安定性の
劣化を防ぎ、更新に関わる演算量は大幅に削減されたま
まで高速で安定な音響反響除去を実現する事ができ、且
つ、音響反響経路特性が任意に変動した場合にも高い追
随性が確保されているので、定常状態への収束速度が優
れているので、常時高いレベルの音響反響消去量を維持
する事ができ、高性能な音響制御が可能となる。
【００１２】
【実施例】以下、本発明の実施例について図面を用いて
説明する。図１は本発明の第１の音響反響除去装置の構
成を示すブロック図である。図１に示す様に、本発明は
従来の受話信号入力端子１、受話信号出力端子２、可変
係数ディジタルフィルタ３、送話信号入力端子４、減算
回路５、送話信号出力端子６、係数修正量演算回路７、
受話信号入力レジスタ８、擬似インパルス応答レジスタ
９、そして、積和演算回路１０から構成された適応アル
ゴリズムとして学習同定法を採用した音響反響除去装置
と同一構成の装置に、係数ブロック選択回路１１を追加
した構成になっている。
説明する。図１は本発明の第１の音響反響除去装置の構
成を示すブロック図である。図１に示す様に、本発明は
従来の受話信号入力端子１、受話信号出力端子２、可変
係数ディジタルフィルタ３、送話信号入力端子４、減算
回路５、送話信号出力端子６、係数修正量演算回路７、
受話信号入力レジスタ８、擬似インパルス応答レジスタ
９、そして、積和演算回路１０から構成された適応アル
ゴリズムとして学習同定法を採用した音響反響除去装置
と同一構成の装置に、係数ブロック選択回路１１を追加
した構成になっている。
【００１３】該受話信号入力端子１と、該受話信号出力
端子２と、該送話信号入力端子４と該送話信号出力端子
６と、該受話信号入力端子１から入力された受話信号を
入力とする該可変係数ディジタルフィルタ３と、該可変
係数ディジタルフィルタ３の係数系列を格納した該擬似
インパルス応答レジスタ９と、該擬似インパルス応答レ
ジスタ９の内容と該受話信号入力端子１からの入力信号
との畳み込み積分演算を行う該積和演算回路１０と、該
積和演算回路１０により生成された擬似音響反響と該送
話信号入力端子４より入力される音響反響との差分値を
とる該減算回路５と、該可変係数ディジタルフィルタ３
が該音響反響の近似値を供給する様に該擬似インパルス
応答レジスタ９の係数系列に修正量を加える為の該係数
修正量演算回路７と、該擬似インパルス応答レジスタ９
の係数系列をＮ個のブロックに分けて、総ステップ数Ｍ
回で係数系列全体が自動的に更新される様に該係数修正
量演算回路７へ各ブロックを順次選択し係数更新動作を
行わせる為の命令を送る係数ブロック選択回路１１とで
構成される音響反響除去装置において、該擬似インパル
ス応答レジスタ９に格納された係数系列がＮ個に分割さ
れＭ回で係数系列全体が更新される内、毎回更新される
様に更新頻度を高く設定したブロックに対しては該係数
修正量演算回路７に内挿された大きな内挿修正ループゲ
インα0 を適応し、１／Ｍ回の割で更新される様に更新
頻度を低く設定したブロックに対しては極めて小さな内
挿修正ループゲインαm-1 を適応し、そして、２／Ｍ回
以上Ｍ／Ｍ回未満の割で更新される様に更新頻度を設定
したｎ番目のブロックに対しては毎回更新されるブロッ
クに設定された内挿修正ループゲインα0 よりも小さ
く、１／Ｍ回の割で更新されるブロックに設定された内
挿修正ループゲインαM-1 よりも大きな内挿修正ループ
ゲインαm を適応させる。
端子２と、該送話信号入力端子４と該送話信号出力端子
６と、該受話信号入力端子１から入力された受話信号を
入力とする該可変係数ディジタルフィルタ３と、該可変
係数ディジタルフィルタ３の係数系列を格納した該擬似
インパルス応答レジスタ９と、該擬似インパルス応答レ
ジスタ９の内容と該受話信号入力端子１からの入力信号
との畳み込み積分演算を行う該積和演算回路１０と、該
積和演算回路１０により生成された擬似音響反響と該送
話信号入力端子４より入力される音響反響との差分値を
とる該減算回路５と、該可変係数ディジタルフィルタ３
が該音響反響の近似値を供給する様に該擬似インパルス
応答レジスタ９の係数系列に修正量を加える為の該係数
修正量演算回路７と、該擬似インパルス応答レジスタ９
の係数系列をＮ個のブロックに分けて、総ステップ数Ｍ
回で係数系列全体が自動的に更新される様に該係数修正
量演算回路７へ各ブロックを順次選択し係数更新動作を
行わせる為の命令を送る係数ブロック選択回路１１とで
構成される音響反響除去装置において、該擬似インパル
ス応答レジスタ９に格納された係数系列がＮ個に分割さ
れＭ回で係数系列全体が更新される内、毎回更新される
様に更新頻度を高く設定したブロックに対しては該係数
修正量演算回路７に内挿された大きな内挿修正ループゲ
インα0 を適応し、１／Ｍ回の割で更新される様に更新
頻度を低く設定したブロックに対しては極めて小さな内
挿修正ループゲインαm-1 を適応し、そして、２／Ｍ回
以上Ｍ／Ｍ回未満の割で更新される様に更新頻度を設定
したｎ番目のブロックに対しては毎回更新されるブロッ
クに設定された内挿修正ループゲインα0 よりも小さ
く、１／Ｍ回の割で更新されるブロックに設定された内
挿修正ループゲインαM-1 よりも大きな内挿修正ループ
ゲインαm を適応させる。
【００１４】上述の内挿修正ループゲインの大小関係を
示すと次の様に表す事ができる。
示すと次の様に表す事ができる。
【００１５】 ０＜αM-1 ＜・・・ ＜αm ＜・・・ ＜α0 ≦１ （８） そして、この内挿修正ループゲインを用いて、逐次更新
アルゴリズムを構成すると式（４）より、式（９）の様
に示す事ができる。但し、１＜ｎ＜Ｎである。
アルゴリズムを構成すると式（４）より、式（９）の様
に示す事ができる。但し、１＜ｎ＜Ｎである。
【００１６】 ｈｓ１k+1 ＝ ｈｓ１k ＋α0 （ｘk ｅk ）／ｘk ’ｘk ｈｓｎk+1 ＝ ｈｓｎk ＋αm （ｘk ｅk ）／ｘk ’ｘk （９） ｈｓＮk+1 ＝ ｈｓＮk ＋αM-1 （ｘk ｅk ）／ｘk ’ｘk 式（９）に示した逐次更新アルゴリズムにおける各Ｎ分
割ブロックの可変係数系列行列ｈｓｎ（ｎ＝１、２、・・
・ 、Ｎ）を更新頻度順に更新回数が小さいブロックから
列べると式（１０）の様に示す事ができる。
割ブロックの可変係数系列行列ｈｓｎ（ｎ＝１、２、・・
・ 、Ｎ）を更新頻度順に更新回数が小さいブロックから
列べると式（１０）の様に示す事ができる。
【００１７】 ｈｓＮ＜・・・ ＜ｈｓｎ＜・・・ ＜ｈｓ１ （１０） 勿論、分割更新の設定スケジューリングにより各ブロッ
クの更新頻度が同じになる場合が発生する。その様な時
に同値の内挿修正ループゲインを採用するか否かは、動
作特性の持たせ方により決定すればよい。
クの更新頻度が同じになる場合が発生する。その様な時
に同値の内挿修正ループゲインを採用するか否かは、動
作特性の持たせ方により決定すればよい。
【００１８】上記条件により設定更新頻度に適応させて
該係数修正量演算回路７に格納している各内挿修正ルー
プゲインを用いた係数修正量更新の分割処理を行う事を
特徴とする音響反響除去装置。
該係数修正量演算回路７に格納している各内挿修正ルー
プゲインを用いた係数修正量更新の分割処理を行う事を
特徴とする音響反響除去装置。
【００１９】図３、図４は、本発明による分割処理の更
新頻度に適応して内挿修正ループゲインを設定したもの
と、従来よりの固定内挿修正ループゲインを設定したも
のの該擬似インパルス応答レジスタ９の係数系列の観測
結果である。図３の本発明による適応内挿修正ループゲ
インを用いた結果はインパルス応答が減衰特性を呈して
いるのに比べて、図４の固定内挿修正ループゲインを用
いた結果は長い遅延時間の係数部分が大きな値を持ち、
インパルス応答が全体的に減衰特性を呈していない。各
インパルス応答は、全く同一の参照信号を入力としたシ
ミュレーション上で同ステップにおいて観測したもので
ある。図５、図６は、各々図３、図４の電力を求めた結
果である。図６の固定内挿修正ループゲインを採用した
ものは、係数系列全体に渡り電力が分布している事が判
る。実際の音場のインパルス応答の電力分布は、図５に
示す様な長い遅延時間部分の係数電力は短い遅延時間部
分の係数電力に比べて極めて小さな電力分布となる。こ
の事からも間欠更新される様な分割処理においては、本
発明が効果的な事が判る。
新頻度に適応して内挿修正ループゲインを設定したもの
と、従来よりの固定内挿修正ループゲインを設定したも
のの該擬似インパルス応答レジスタ９の係数系列の観測
結果である。図３の本発明による適応内挿修正ループゲ
インを用いた結果はインパルス応答が減衰特性を呈して
いるのに比べて、図４の固定内挿修正ループゲインを用
いた結果は長い遅延時間の係数部分が大きな値を持ち、
インパルス応答が全体的に減衰特性を呈していない。各
インパルス応答は、全く同一の参照信号を入力としたシ
ミュレーション上で同ステップにおいて観測したもので
ある。図５、図６は、各々図３、図４の電力を求めた結
果である。図６の固定内挿修正ループゲインを採用した
ものは、係数系列全体に渡り電力が分布している事が判
る。実際の音場のインパルス応答の電力分布は、図５に
示す様な長い遅延時間部分の係数電力は短い遅延時間部
分の係数電力に比べて極めて小さな電力分布となる。こ
の事からも間欠更新される様な分割処理においては、本
発明が効果的な事が判る。
【００２０】図７、図８は、成人女性の実音声を参照信
号として入力した時の誤差信号の電力変位を観測したも
のである。図７に示した適応内挿修正ループゲインを採
用したものは、良心的に誤差信号つまり音響反響が減衰
しているが、図８の固定内挿修正ループゲインを採用し
たものは、誤差信号電力が大きく誤消去が発生している
事が判る。図８の結果は聴覚的にも非常に耳障りな残響
音となっている。
号として入力した時の誤差信号の電力変位を観測したも
のである。図７に示した適応内挿修正ループゲインを採
用したものは、良心的に誤差信号つまり音響反響が減衰
しているが、図８の固定内挿修正ループゲインを採用し
たものは、誤差信号電力が大きく誤消去が発生している
事が判る。図８の結果は聴覚的にも非常に耳障りな残響
音となっている。
【００２１】
【発明の効果】以上のとおり、本発明によれば、次のよ
うな効果を奏する。
うな効果を奏する。
【００２２】（１）係数修正量更新の分割処理による音
響反響消去特性の収束速度の劣化を補正する事が出来る
ので音響反響除去の高速化を図れる。
響反響消去特性の収束速度の劣化を補正する事が出来る
ので音響反響除去の高速化を図れる。
【００２３】（２）音響反響消去性能を劣化させずに、
適応アルゴリズムの内部演算量を大幅に削減する事が出
来るので、小規模な構成でハードウェア化が実現でき、
コストの低減化が図れる。
適応アルゴリズムの内部演算量を大幅に削減する事が出
来るので、小規模な構成でハードウェア化が実現でき、
コストの低減化が図れる。
【００２４】（３）反響径路特性の変動要因は、マイク
ロホン、スピーカに近接した人間や物体の空間的移動で
ある。つまり、インパルス応答の低次のタップの更新頻
度を高くし、大きな内挿修正ループゲインを適応させる
本発明に於いては、音響反響消去特性の立ち上がり速度
が高速な為、反響径路変動に対する追随性が非常に強く
通信回線の定常状態を速やかに作る事が出来る。
ロホン、スピーカに近接した人間や物体の空間的移動で
ある。つまり、インパルス応答の低次のタップの更新頻
度を高くし、大きな内挿修正ループゲインを適応させる
本発明に於いては、音響反響消去特性の立ち上がり速度
が高速な為、反響径路変動に対する追随性が非常に強く
通信回線の定常状態を速やかに作る事が出来る。
【００２５】（４）通信回線の高品質性を確保しながら
可変係数系列の更新に関わる演算量を半分以下に削減で
きる。
可変係数系列の更新に関わる演算量を半分以下に削減で
きる。
【００２６】（５）誤消去による誤差信号の振幅変動が
非常に少ないので準定常状態が保持され、比較的大きな
レベルの残留反響信号が通信回線上に存在しない為に双
方向通信検出が容易に行え送話音声の頭の部分が切れる
などの音声劣化が無くなり高音質が確保される。
非常に少ないので準定常状態が保持され、比較的大きな
レベルの残留反響信号が通信回線上に存在しない為に双
方向通信検出が容易に行え送話音声の頭の部分が切れる
などの音声劣化が無くなり高音質が確保される。
【図１】本説明による音響反響除去装置の一構成例を示
すブロック図である。
すブロック図である。
【図２】本説明に用いた最大周期系列符号により観測さ
れた音場のインパルス応答特性の一例を示した図であ
る。
れた音場のインパルス応答特性の一例を示した図であ
る。
【図３】本説明に用いた本発明による擬似インパルス応
答レジスタに格納された係数系列の一例を示した図であ
る。
答レジスタに格納された係数系列の一例を示した図であ
る。
【図４】本説明に用いた従来技術による擬似インパルス
応答レジスタに格納された係数系列の一例を示した図で
ある。
応答レジスタに格納された係数系列の一例を示した図で
ある。
【図５】本説明に用いた本発明による擬似インパルス応
答レジスタに格納された係数系列電力の一例を示した図
である。
答レジスタに格納された係数系列電力の一例を示した図
である。
【図６】本説明に用いた従来技術による擬似インパルス
応答レジスタに格納された係数系列電力の一例を示した
図である。
応答レジスタに格納された係数系列電力の一例を示した
図である。
【図７】本説明に用いた本発明による成人女性の音声を
参照信号とした時の誤差信号電力推移の一例を示した図
である。
参照信号とした時の誤差信号電力推移の一例を示した図
である。
【図８】本説明に用いた従来技術による成人女性の音声
を参照信号とした時の誤差信号電力推移の一例を示した
図である。
を参照信号とした時の誤差信号電力推移の一例を示した
図である。
【図９】従来の一般的な学習同定法を用いた音響反響除
去装置の基本構成の一例を示したブロック図である。
去装置の基本構成の一例を示したブロック図である。
１ 受話信号入力端子 ２ 受話信号出力端子 ３ 可変係数フィルタ ４ 送話信号入力端子 ５ 減算回路 ６ 送話信号出力端子 ７ 修正量演算回路 ８ 受話信号入力レジスタ ９ 擬似インパルス応答レジスタ １０ 積和演算回路 １１ 係数ブロック選択回路
Claims (1)
- 【請求項１】 受話信号入力端子と、受話信号出力端子
と、送話信号入力端子と、送話信号出力端子と、前記受
話信号入力端子から入力された受話信号を入力とする可
変係数デジタルフィルタと、前記可変係数デジタルフィ
ルタの係数系列を格納した擬似インパルス応答レジスタ
と、前記インパルス応答レジスタの内容と前記受話信号
入力端子からの入力信号との畳み込み積分演算を行う積
和演算回路と、前記積和演算回路により生成された擬似
反響と前記送話信号入力端子より入力されるからの反響
音響との差分値を求める減算回路と、前記可変係数デジ
タルフィルタが前記音響反響の近似値を供給するように
前記擬似インパルス応答レジスタの係数系列に修正量を
加えるための係数修正量演算回路と、前記擬似インパル
ス応答レジスタをＮ個のブロックに分けて、総ステップ
数Ｍ回で係数系列全体が自動的に更新されるように前記
係数修正量演算回路へ各ブロックを順次選択し係数更新
動作を行わせるための命令を送る係数ブロック選択回路
とから構成される音響反響除去装置において、前記擬似
インパルス応答レジスタの中で更新頻度の高いブロック
に対しては前記係数修正量演算回路に内挿された大きな
修正ループゲインが設定され、更新頻度の低いブロック
に対しては前記係数修正量演算回路に内挿された小さな
修正ループゲインが設定されることを特徴とする音響反
響除去装置。
Priority Applications (2)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP29937593A JP3152822B2 (ja) | 1993-11-30 | 1993-11-30 | 音響反響除去装置 |
| US08/278,375 US5477534A (en) | 1993-07-30 | 1994-07-20 | Acoustic echo canceller |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP29937593A JP3152822B2 (ja) | 1993-11-30 | 1993-11-30 | 音響反響除去装置 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH07154307A JPH07154307A (ja) | 1995-06-16 |
| JP3152822B2 true JP3152822B2 (ja) | 2001-04-03 |
Family
ID=17871756
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP29937593A Expired - Fee Related JP3152822B2 (ja) | 1993-07-30 | 1993-11-30 | 音響反響除去装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP3152822B2 (ja) |
-
1993
- 1993-11-30 JP JP29937593A patent/JP3152822B2/ja not_active Expired - Fee Related
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPH07154307A (ja) | 1995-06-16 |
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