JP3121969B2 - 音響反響除去装置 - Google Patents

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【産業上の利用分野】本発明は、通信回線、室内音場制
御装置そして高品質な音声通信会議装置に使用され、受
話径路の信号が音響反響経路を介して送話経路に現れる
音響反響成分を除去する音響反響除去装置に関するもの
である。

【０００２】

【従来技術】一般に音響反響除去装置は通信衛生および
海底ケーブルを利用した長距離電話回線において、２線
４線変換器のインピーダンス不整合により生ずる反射を
除去するものと、テレビ会議システムなどの拡声電話に
おいて、話者音声の音響結合による反響を除去するもの
とに大別でき、修正量演算回路、擬似音響反響を発生す
る可変係数フィルタおよび減算回路から構成されてい
る。以下に音響反響除去装置の基本動作を述べる。

【０００３】図１２は音響反響除去装置の基本構成を示
す図である。受話信号入力端子１は受話信号出力端子２
に接続され、その受話信号入力端子１の受話信号は可変
係数フィルタ３に分岐供給され、擬似反響を生成させ
る。送話信号入力端子４からの送話信号と可変係数フィ
ルタ３の出力である擬似音響反響は減算回路５へ入力さ
れ、送話信号中の音響反響成分が除去され、その減算回
路５の出力は送話信号出力端子６へ出力される。送話信
号出力端子６の出力と受話信号入力端子１の信号が修正
量演算回路７に入力され、係数修正量演算回路７の出力
により可変係数フィルタ３のフィルタ係数が修正され
る。可変係数フィルタ３内で受話信号は受話信号入力レ
ジスタ８に入力され、その受話信号入力レジスタ８の受
話信号と擬似インパルス応答レジスタ９の擬似インパル
ス応答との積和が積和回路１０でとられ、積和回路１０
の出力が擬似音響反響として出力される。受話信号出力
端子２および送話信号入力端子４は長距離電話回線の場
合、２線４線変換器に、拡声電話システムの場合、スピ
ーカとマイクロホンへと接続されている。

【０００４】音響反響経路の信号伝搬特性を線形で、且
つＦＩＲ形ディジタルフィルタで表されると仮定し、そ
のインパルス応答ｈ（ｔ）と入力受話信号ｘ（ｔ）とを
用いれば、サンプル時間間隔をＴとし、時刻ｋＴにおけ
る音響反響ｙ_k は、 ｙ_k ＝ ｈ’ｘ_k （１） で表される。但し、 ｈ＝［ｈ₁ ，ｈ₂ ，・・・，ｈ_n ］’ （２） ｘ＝［ｘ_k-1 ，・・・，ｘ_k-n ］’ ’：べクトルの転置 である。

【０００５】一方、 時刻ｋＴにおけるｈの推定値をｈ
ｓ_k とすれば、ｙ_k の推定値ｙｓ_kは、 ｙｓ_k ＝ ｈｓ_k ’ｘ_k （３） で与えられる。 音響反響除去装置では、受話信号入力
端子１に音声信号があり、送話信号入力端子４に音声信
号がなく音響反響のみが存在している時、適応動作状態
として反響除去動作を行う。この適応動作アルゴリズム
には、一般に学習同定法が採用される。学習同定法によ
るｈｓ_k の逐次修正は ｈｓ_k+1 ＝ ｈｓ_k ＋α（ｘ_k ｅ_k ）／ｘ_k ’ｘ_k （４） によって行われる。但し、 ｅ_k ＝ｙ_k −ｙｓ_k ， ０＜α≦１ （５） でありｅ_k を残留音響反響と呼ぶ。この様な演算動作が
係数修正量演算回路７において処理実行されている。擬
似インパルス応答レジスタ９の内容には可変係数系列ｈ
ｓ_k が格納されている。αは推定の敏感さを決める為の
修正ループゲインで１．０に近いほど大きな修正量を与
える事が出来るが、近端雑音や回線状態によって変えて
やる必要がある。又、音場の音響反響特性をこの様にＦ
ＩＲ形ディジタルフィルタで表記した場合、数１００〜
数１０００タップという長大な構成となり、可変係数系
列ｈｓ_k の修正量更新に関わる演算量が膨大なものにな
り小規模なハードウェアで実現できない為、可変係数系
列ｈｓ_k を数段階に分割処理を行い１ステップにおいて
の更新演算量を削減させる方法が採られている。図７に
二分割処理を施した場合の音響反響消去特性を示す。比
較の為に分割処理を用いない場合も記載した。分割内容
は可変係数系列の総数をＮとした時、次の様になる。

【０００６】 ｈｓ１_k ：０〜Ｎ／２ ｈｓ２_k ：Ｎ／２〜Ｎ 更新アルゴリズムは上記分割範囲を適用して、式（４）
より、 ｈｓ１_k+1 ＝ｈｓ１_k ＋α（ｘ_k ｅ_k ）／ｘ_k ’ｘ_k （６） ｈｓ２_k+1 ＝ｈｓ２_k ＋α（ｘ_k ｅ_k ）／ｘ_k ’ｘ_k （７） と表す事が出来、２ステップで全可変係数系列ｈｓ_k を
更新する適応アルゴリズムである。従って、１ステップ
における演算量は１／２に削減する事が出来、勿論分割
数を増やせばそれに比例して演算量は削減できる。

【０００７】送話信号入力端子に音響反響だけではなく
音声信号が入力された時、つまり、双方向通信が発生し
た場合、そのまま音響反響除去動作を続行していると残
留誤差信号を増加させてしまい通信品質が劣化する。従
って、その状態を何等かの方法で検出して可変係数ディ
ジタルフィルタの係数更新を即座に停止しなければなら
ない。双方向通信検出はその検出遅延が小さければ小さ
いほど通信状態への影響が少ない。双方向通信検出の検
出評価値として受話信号の一定区間移動平均電力と送話
信号の一定区間移動平均電力とを用いて、その比較によ
って状態変位を観測する方式と、誤差信号の短時間移動
平均電力の増加を観測する方法とがあるが、前者に比べ
て後者は検出遅延が小さく高速な双方向通信検出を実現
できる。図１２には、一般的な誤差信号の短時間移動平
均電力を検出評価値とした場合の音響反響除去装置の一
例を記載している。

【０００８】 Ｐｅ ＜ Ｓ （８） Ｐｅ ≧ Ｓ （９） 双方向通信検出回路１２には、パラメータ推定によって
説明しきれなかった残留反響や外乱を双方向通信と誤っ
て検出しない程度の内挿閾値Ｓが設定されており、もし
式（８）の様に誤差信号が内挿閾値Ｓよりも小さければ
単方向通信状態、逆に式（９）の様に大きければ双方向
通信状態として音響制御を行う。

【０００９】 Ｐｅ＝Ｐｅｌ＋Ｃ （１０） 誤差信号の電力変位を双方向通信検出評価値としての安
定性を向上させる為に短時間移動平均電力Ｐｅと長時間
移動平均電力Ｐｅｌとの式（１０）に示す様な状態比較
を検出評価値として採用する方式が考えられている（例
えば、古屋 他：“適応形エコーキャンセラにおける重
畳通話検出の一方式と実験結果”）。ここで、Ｃは周囲
雑音や説明しきれなかった残留反響を送話音声と誤らな
い様に設けられた定数である。

【００１０】

【発明が解決しようとする課題】誤差信号の短時間移動
平均電力を双方向通信検出の評価値として採用した場合
に問題になるのは、誤差信号の増加が双方向通信発生に
よるものでなく、音響反響径路の変動によっても起こ
り、誤差信号の短時間移動平均電力だけの変化を見てい
たのでは双方向通信なのか音響径路変動なのかの区別が
つかず、誤検出の原因となる。この対策として特開平４
−１２７７２１に示されている様に推定した可変係数デ
ィジタルフィルタの瞬時電力分布を用いて双方向通信状
態と音響径路変動状態の違いを検出する方式が提案され
ている。しかし、音場の音響特性変動は少ない係数変動
だけではなく、多くの係数が一気に変動してしまう事も
ある。この様なとき、推定インパルス応答係数の値は瞬
間的ではあるが双方向通信状態と同等の変化を示してし
まう。従って、十数ｍｓｅｃ以上に渡る大きな遅延の反
響経路変動が急激に発生した場合には、推定インパルス
応答係数系列の電力分布推移を常時同じ条件で観測して
いると誤検出の危険性を増大させてしまう。又、パラメ
ータ推定初期の過渡状態と定常状態とでは、推定インパ
ルス応答係数系列の各ブロック間電力比の相対関係がか
なり違っているので観測条件を同一に固定していると検
出安定性を低下させてしまうという様な問題点があっ
た。

【００１１】本発明は上述の点に鑑みてなされたもの
で、上記問題点を除去し、音場の反響特性の様な雰囲気
に大きく影響される事なく、且つ、受話信号と送話信号
の電力差にも影響されない高速で高安定な双方向通信検
出を実現し、常時大きな音響反響消去量を維持しながら
音場の音響反響制御を行う音響反響除去装置を提供する
事を目的とする。

【００１２】

【課題を解決するための手段】本発明はこれらの課題を
解決するためのものであり、受話信号入力端子と、受話
信号出力端子と、送話信号入力端子と、送話信号出力端
子と、該受話信号入力端子から入力された受話信号を入
力とする可変係数ディジタルフィルタと、該可変係数デ
ィジタルフィルタの係数系列を格納した擬似インパルス
応答レジスタと、該擬似インパルス応答レジスタの内容
と該受話信号入力端子からの入力信号との畳み込み積分
演算を行う積和演算回路と、該積和演算回路により生成
された擬似音響反響と該送話信号入力端子より入力され
る音響反響との差分値をとる減算回路と、該可変係数デ
ィジタルフィルタが該反響の近似値を供給する様に該擬
似インパルス応答レジスタの係数系列をＮ個のブロック
に分けて、Ｍ回で係数系列全体が自動的に更新される様
な分割処理を行う係数修正量演算回路と、該減算回路か
ら出力される誤差信号の短時間移動平均電力を求める積
分回路と、該短時間移動平均電力を双方向通信検出の検
出評価値とした双方向通信検出回路とで構成される音響
反響除去装置において、該擬似インパルス応答レジスタ
の第一番目のブロックの総和電力を求める第一の電力積
算回路と、該擬似インパルス応答レジスタの第Ｊ番目の
ブロックの総和電力を求める第二の電力積算回路と、該
第一の電力積算回路の出力の一次自己相関係数を算出す
る係数演算回路と、該第一の電力積算回路の出力と、該
第二の電力積算回路の出力の比を計算するブロック電力
比演算回路と、該係数演算回路の出力値と、該ブロック
電力比演算回路の出力値との比を計算するブロック評価
値演算回路と、該誤差信号の短時間移動平均電力が内挿
閾値ＳＥよりも小さいとき内挿閾値Ｓ１１を選択し、該
ブロック評価値演算回路の出力が、内挿閾値Ｓ１１より
も小さければ“１”を出力し、内挿閾値Ｓ１１よりも大
きければ“０”を出力し、又、該誤差信号の短時間移動
平均電力が内挿閾値ＳＥよりも大きいとき内挿閾値Ｓ１
２を選択し、該ブロック評価値演算回路の出力が、内挿
閾値Ｓ１２よりも小さければ“１”を出力し、内挿閾値
Ｓ１２よりも大きければ“０”を出力するブロック比較
回路と、該誤差信号の短時間移動平均電力が、内挿閾値
Ｓ２よりも大きければ“１”を出力し、内挿閾値Ｓ２よ
りも小さければ“０”を出力する誤差信号電力比較回路
と、該ブロック比較回路の出力を第一の入力とし、該誤
差信号電力比較回路の出力を第二の入力とした該双方向
通信検出回路と、該双方向通信検出回路に入力される二
つの信号がどちらも“１”の状態の時のみ双方向通信と
して該係数修正量演算回路の動作を停止し、その他の状
態では単方向通信として該係数修正量演算回路の動作を
続行し、音場の音響反響制御を行う音響反響除去装置を
提供する。

【００１３】

【作用】本発明では、上記手段により検出遅延が極めて
小さく、そして、音場への音声入出力の相対比が変化し
た場合に安定状態を確保した双方向通信検出が内部演算
量を増大させる事なく実現でき、明瞭で高品質な音声通
信空間を提供する事ができる。

【００１４】

【実施例】以下本発明の実施例を図面に基づいて詳細に
説明する。図１は本発明の第１の音響反響除去装置の構
成を示すブロック図である。図１に示す様に、本発明は
従来の受話信号入力端子１、受話信号出力端子２、可変
係数ディジタルフィルタ３、送話信号入力端子４、減算
回路５、送話信号出力端子６、係数修正量演算回路７、
受話信号入力レジスタ８、擬似インパルス応答レジスタ
９、積和演算回路１０、短時間移動平均電力演算回路１
１、そして、双方向通信検出回路１２から構成された適
応アルゴリズムとして学習同定法を採用した音響反響除
去装置と同一構成の装置に、第一の電力積算回路１３、
第二の電力積算回路１４、係数演算回路１５、ブロック
電力比演算回路１６、ブロック評価値演算回路１７、ブ
ロック比較回路１８、誤差信号電力比較回路１９を追加
した構成になっている。

【００１５】該受話信号入力端子１と、該受話信号出力
端子２と、該送話信号入力端子４と該送話信号出力端子
６と、該受話信号入力端子１から入力された受話信号を
入力とする該可変係数ディジタルフィルタ３と、該可変
係数ディジタルフィルタ３の係数系列を格納した該擬似
インパルス応答レジスタ９と、該擬似インパルス応答レ
ジスタ９の内容と該受話信号入力端子１からの入力信号
との畳み込み積分演算を行う該積和演算回路１０と、該
積和演算回路１０により生成された擬似音響反響と該送
話信号入力端子４より入力される音響反響との差分値を
とる該減算回路５と、該可変係数ディジタルフィルタ３
が該反響の近似値を供給する様に該擬似インパルス応答
レジスタ９の係数系列をＮ個のブロックに分けて、Ｍ回
で係数系列全体が自動的に更新される様な分割処理を行
う該係数修正量演算回路７と、該減算回路５から出力さ
れる誤差信号の短時間移動平均電力を求める該短時間移
動平均電力演算回路１１と、該短時間移動平均電力を双
方向通信検出の検出評価値とした双方向通信検出回路１
２とで構成される音響反響除去装置において、該擬似イ
ンパルス応答レジスタの第一番目のブロックの総和電力
ｈｐ１を求める第一の電力積算回路１３と、該擬似イン
パルス応答レジスタの第Ｊ番目のブロックの総和電力ｈ
ｐＪを求める第二の電力積算回路１４と、 ２ ≦ Ｊ ≦ Ｎ （１１） Ｊは条件式（１０）を満たす任意の整数をを設定する事
が可能である。

【００１６】該第一の電力積算回路１３の出力の一次自
己相関係数Ｃｉを算出する係数演算回路１５と、 Ｃｉ＝（ｈｐ１×ｈｐ１# ）／ｈｐ１2 （１２） 式（８）中の ｈｐ１# は第一番目のブロック総和電力
ｈｐ１の一次遅れ値を表したものである。

【００１７】該第一の電力積算回路１３の出力ｈｐ１
と、該第二の電力積算回路１４の出力ｈｐＪの比ｈｐｓ
を計算するブロック電力比演算回路１６と、 ｈｐｓ＝ｈｐＪ／ｈｐ１ （１３） 該係数演算回路１５の出力値Ｃｉと、該ブロック電力比
演算回路１６の出力値ｈｐｓとの比を計算する該ブロッ
ク評価値演算回路１７と、 ｈｐｉ＝Ｃｉ／ｈｐｓ （１４） 該誤差信号の短時間移動平均電力が内挿閾値ＳＥよりも
小さいとき内挿閾値Ｓ１１を選択し、該ブロック評価値
演算回路１７の出力ｈｐｉが、該内挿閾値Ｓ１１よりも
小さければ“１”を出力し、該内挿閾値Ｓ１１よりも大
きければ“０”を出力し、又、該誤差信号の短時間移動
平均電力が該内挿閾値ＳＥよりも大きいとき内挿閾値Ｓ
１２を選択し、該ブロック評価値演算回路１７の出力ｈ
ｐｉが、該内挿閾値Ｓ１２よりも小さければ“１”を出
力し、該内挿閾値Ｓ１２よりも大きければ“０”を出力
する該ブロック比較回路１８と、該誤差信号の短時間移
動平均電力Ｐｅが、内挿閾値Ｓ２よりも大きければ
“１”を出力し、該内挿閾値Ｓ２よりも小さければ
“０”を出力する該誤差信号電力比較回路１９と、該ブ
ロック比較回路１８の出力を第一の入力とし、該誤差信
号電力比較回路１９の出力を第二の入力とした該双方向
通信検出回路１２と、該双方向通信検出回路１２に入力
される二つの信号がどちらも“１”の状態の時のみ双方
向通信として該係数修正量演算回路７の動作を停止し、
その他の状態では単方向通信として該係数修正量演算回
路７の動作を続行し、音場の音響反響制御を行う事を特
徴とした音響反響除去装置。

【００１８】本説明で述べた該ブロック比較回路１８の
該内挿閾値Ｓ１１と該内挿閾値Ｓ１２の設定値は、選択
するブロック位置によって異なってくる。そして、その
選択する一番目以外のブロックも制御対象とする音場の
インパルス応答の遅延時間や分割更新アルゴリズムのス
ケジューリングに依存して決定される。従って、各内挿
閾値の設定は音響反響除去装置の使用される環境に対し
て適応させればよい。図２、図３は、それぞれ成人女性
の音声を参照信号として入力し、途中で反響経路が急激
に大きく変動した時の本発明による双方向通信検出方式
を用いての音響反響除去後の誤差信号電力推移と該擬似
インパルス応答レジスタ９中第一番目のブロック総和電
力ｈｐ１の推移である。該ブロック比較回路１８の双方
向通信検出に関わる該内挿閾値Ｓ１１と該内挿閾値Ｓ１
２を適応的に設定する事で反響経路が変動した時にも誤
検出される事なく急速に収束されている事が判る。

【００１９】図４、図５は、それぞれ成人女性の音声を
参照信号として入力し、途中で双方向通信が発生した時
の本発明による双方向通信検出方式を用いての音響反響
除去後の誤差信号電力推移と該擬似インパルス応答レジ
スタ９中第一番目のブロック総和電力ｈｐ１の推移であ
る。該ブロック比較回路１８の双方向通信検出に関わる
該内挿閾値Ｓ１１と該内挿閾値Ｓ１２を適応的に設定す
る事で双方向通信が発生した場合にも高速の双方向通信
検出が成され、該擬似インパルス応答レジスタ９内に格
納された推定インパルス応答係数系列が乱されないで、
係数更新を再開する事が出来ている。

【００２０】図６、図７は、それぞれ成人女性の音声を
参照信号として入力し、途中で反響経路が急激に大きく
変動した時の本発明による双方向通信検出方式を用い
ず、双方向通信検出速度を重視した該ブロック比較回路
１８の固定内挿閾値を設定した場合の音響反響除去後の
誤差信号電力推移と該擬似インパルス応答レジスタ９中
第一番目のブロック総和電力ｈｐ１の推移である。反響
経路が変動した時点で誤検出が起こり該係数修正量演算
回路７の係数更新処理が停止され大きな誤差信号が通信
回線上に発生する事になる。

【００２１】図８、図９は、それぞれ成人女性の音声を
参照信号として入力し、途中で双方向通信が発生した時
の本発明による双方向通信検出方式を用いず、音響経路
変動への適応性を向上させた該ブロック比較回路１８の
固定内挿閾値を設定した場合の音響反響除去後の誤差信
号電力推移と該擬似インパルス応答レジスタ９中第一番
目のブロック総和電力ｈｐ１の推移である。双方向通信
状態を誤検出してしまい該係数修正量演算回路７の係数
更新処理が停止されないまま参照入力が入力され続け、
ハウリングが発生し極めて不愉快な通信状態となる。

【００２２】図１０は白色雑音を参照信号として入力
し、途中で双方向通信が発生した時の該擬似インパルス
応答レジスタ９中第一番目のブロック総和電力ｈｐ１の
推移である。双方向通信検出を行わない場合、この様に
大きく電力レベルが変化してしまい良好な音響反響除去
を行う事ができない。この電力変位をより安定化させた
状態に加工した値を第一の検出評価値として用いたのが
本発明による双方向通信検出方式である。

【００２３】図１１は最大周期系列符号を用いて観測し
た音場のインパルス応答特性の一例である。白色雑音の
様な理想参照信号を入力し、音響反響除去処理を行うと
該擬似インパルス応答レジスタ９にこれと極めて近いイ
ンパルス応答が生成されるのであるが、大きな外乱が該
送話信号入力端子４に入力された場合、つまり、双方向
通信が発生した時、該擬似インパルス応答レジスタに格
納されたインパルス応答係数系列が図４の様な減衰特性
を呈さなくなり、その電力分布が大きく変化してしま
う。この変化を加工した値を第二の検出評価値として用
いたのが本発明による双方向通信検出方式である。

【００２４】

【発明の効果】以上、詳細に説明したように本発明によ
れば、下記のような優れた効果が期待される。

【００２５】（１）双方向通信検出の構造的検出遅延が
極めて小さく出来るので、適応ディジタルフィルタの係
数系列が乱される事による音質劣化を防げ、高品質な音
声通信空間を実現できる。

【００２６】（２）制御対象となる線形システムの入力
となる受話信号と、その応答である反響に音声が加わっ
た送話信号との音圧の相対比が変化しても本発明は影響
を受ける事なく良好な双方向通信検出を行う事ができ
る。

【００２７】（３）音響反響消去性能を劣化させずに、
適応アルゴリズムの内部演算量を大幅に削減する事が出
来るので、小規模な構成でハードウェア化が実現し、コ
ストの低減化を図れる。

【００２８】（４）誤差信号の閾値を近端雑音に影響さ
れない程度まで低く設定する事ができるので、高速な双
方向通信検出が可能となり、高性能な音響反響除去装置
を提供する事ができる。

【００２９】（５）本双方向通信検出方式は学習同定法
を用いた適応アルゴリズムだけではなく他のあらゆるパ
ラメータ推定アルゴリズムに対しても同等の性能を示す
汎用性の高い方式である。

【図面の簡単な説明】

【図１】本説明による音響反響除去装置の一構成例を示
すブロック図である。

【図２】本説明に用いた成人女性の音声を参照信号とし
た時の誤差信号電力推移の一例を示した図である。

【図３】本説明に用いた擬似インパルス応答レジスタ中
第一番目のブロックの総和電力推移の一例をを示した図
である。

【図４】本説明に用いた成人女性の音声を参照信号と
し、途中で双方向通信が発生した時の誤差信号電力推移
の一例を示した図である。

【図５】本説明に用いた双方向通信状態を含む時の擬似
インパルス応答レジスタ中第一番目のブロックの総和電
力推移の一例をを示した図である。

【図６】本説明に用いた成人女性の音声を参照信号とし
た時の従来技術による誤差信号電力推移の一例を示した
図である。

【図７】本説明に用いた従来技術による擬似インパルス
応答レジスタ中第一番目のブロックの総和電力推移の一
例をを示した図である。

【図８】本説明に用いた成人女性の音声を参照信号と
し、途中で双方向通信が発生した時の従来技術による誤
差信号電力推移の一例を示した図である。

【図９】本説明に用いた双方向通信状態を含む時の擬似
インパルス応答レジスタ中第一番目のブロックの従来技
術による総和電力推移の一例をを示した図である。

【図１０】本説明に用いた双方向通信検出を行わない時
の擬似インパルス応答レジスタ中第一番目のブロックの
総和電力推移の一例をを示した図である。

【図１１】本説明に用いた最大周期系列符号を用いて観
測した音場のインパルス応答特性の一例である。

【図１２】従来の一般的な学習同定法を用いた音響反響
除去装置の基本構成の一例を示したブロック図である。

【符号の説明】

１ 受話信号入力端子 ２ 受話信号出力端子 ３ 可変係数フィルタ ４ 送話信号入力端子 ５ 減算回路 ６ 送話信号出力端子 ７ 修正量演算回路 ８ 受話信号入力レジスタ ９ 擬似インパルス応答レジスタ １０ 積和演算回路 １１ 短時間移動平均電力演算回路 １２ 双方向通信検出回路 １３ 第一の電力積算回路 １４ 第二の電力積算回路 １５ 係数演算回路 １６ ブロック電力比演算回路 １７ ブロック評価値演算回路 １８ ブロック比較回路 １９ 誤差信号電力比較回路

Claims (1)

(57)【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】受話信号入力端子と、受話信号出力端子
   と、送話信号入力端子と、送話信号出力端子と、該受話
   信号入力端子から入力された受話信号を入力とする可変
   係数ディジタルフィルタと、該可変係数ディジタルフィ
   ルタの係数系列を格納した擬似インパルス応答レジスタ
   と、該擬似インパルス応答レジスタの内容と該受話信号
   入力端子からの入力信号との畳み込み積分演算を行う積
   和演算回路と、該積和演算回路により生成された擬似音
   響反響と該送話信号入力端子より入力される音響反響と
   の残差エコーを算出するための減算回路と、該可変係数
   ディジタルフィルタが該反響の近似値を供給する様に該
   擬似インパルス応答レジスタの係数系列をＮ個のブロッ
   クに分けて、Ｍ回で係数系列全体が自動的に更新される
   様な分割処理を行う係数修正量演算回路と、該減算回路
   から出力される誤差信号の短時間移動平均電力を求める
   積分回路と、該短時間移動平均電力を双方向通信検出の
   検出評価値とした双方向通信検出回路とから構成される
   音響反響除去装置において、 該擬似インパルス応答レジスタの第一番目のブロックの
   総和電力を求める第一の電力積算回路と、該擬似インパ
   ルス応答レジスタの第Ｊ番目のブロックの総和電力を求
   める第二の電力積算回路と、該第一の電力積算回路の出
   力の一次自己相関係数を算出する係数演算回路と、該第
   一の電力積算回路の出力と、該第二の電力積算回路の出
   力の比を計算するブロック電力比演算回路と、該係数演
   算回路の出力値と、該ブロック電力比演算回路の出力値
   との比を計算するブロック評価値演算回路と、該誤差信
   号の短時間移動平均電力が内挿閾値ＳＥよりも小さいと
   き内挿閾値Ｓ１１を選択し、該ブロック評価値演算回路
   の出力が、内挿閾値Ｓ１１よりも小さければ“１”を出
   力し、内挿閾値Ｓ１１よりも大きければ“０”を出力
   し、又、該誤差信号の短時間移動平均電力が内挿閾値Ｓ
   Ｅよりも大きいとき内挿閾値Ｓ１２を選択し、該ブロッ
   ク評価値演算回路の出力が、内挿閾値Ｓ１２よりも小さ
   ければ“１”を出力し、内挿閾値Ｓ１２よりも大きけれ
   ば“０”を出力するブロック比較回路と、該誤差信号の
   短時間移動平均電力が、内挿閾値Ｓ２よりも大きければ
   “１”を出力し、内挿閾値Ｓ２よりも小さければ“０”
   を出力する誤差信号電力比較回路と、該ブロック比較回
   路の出力を第一の入力とし、該誤差信号電力比較回路の
   出力を第二の入力とした該双方向通信検出回路と、該双
   方向通信検出回路に入力される二つの信号がどちらも
   “１”の状態の時のみ双方向通信として該係数修正量演
   算回路の動作を停止し、その他の状態では単方向通信と
   して該係数修正量演算回路の動作を続行し、音場の音響
   反響制御を行うことを特徴とする音響反響除去装置。