JP3217618B2 - 音響反響除去装置 - Google Patents
音響反響除去装置Info
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- JP3217618B2 JP3217618B2 JP26363894A JP26363894A JP3217618B2 JP 3217618 B2 JP3217618 B2 JP 3217618B2 JP 26363894 A JP26363894 A JP 26363894A JP 26363894 A JP26363894 A JP 26363894A JP 3217618 B2 JP3217618 B2 JP 3217618B2
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Description
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明は、通信回線、室内音場制
御装置そして高品質な音声通信会議装置に使用され、受
話径路の信号が音響反響経路を介して送話経路に現れる
音響反響成分を除去する音響反響除去装置に関する。
御装置そして高品質な音声通信会議装置に使用され、受
話径路の信号が音響反響経路を介して送話経路に現れる
音響反響成分を除去する音響反響除去装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】一般に、音響反響除去装置は通信衛星お
よび海底ケーブルを利用した長距離電話回線において、
２線４線変換器のインピーダンス不整合により生ずる反
射を除去するものと、テレビ会議システムなどの拡声電
話において、話者音声の音響結合による反響を除去する
ものとに大別でき、修正量演算回路、擬似音響反響を発
生する可変係数フィルタおよび減算回路から構成されて
いる。以下に音響反響除去装置の基本動作を述べる。
よび海底ケーブルを利用した長距離電話回線において、
２線４線変換器のインピーダンス不整合により生ずる反
射を除去するものと、テレビ会議システムなどの拡声電
話において、話者音声の音響結合による反響を除去する
ものとに大別でき、修正量演算回路、擬似音響反響を発
生する可変係数フィルタおよび減算回路から構成されて
いる。以下に音響反響除去装置の基本動作を述べる。
【０００３】図５は音響反響除去装置の基本構成を示す
図である。受話信号入力端子１は受話信号出力端子２に
接続され、その受話信号入力端子１の受話信号は可変係
数フィルタ３に分岐供給され、擬似音響反響を生成させ
る。送話信号入力端子４からの送話信号と可変係数フィ
ルタ３の出力である擬似音響反響は減算回路５へ入力さ
れ、送話信号中の音響反響成分が除去され、その減算回
路５の出力は送話信号出力端子６へ出力される。送話信
号出力端子６の出力と受話信号入力端子１の信号が修正
量演算回路７に入力され、係数修正量演算回路７の出力
により可変係数フィルタ３のフィルタ係数が修正され
る。可変係数フィルタ３内で受話信号は受話信号入力レ
ジスタ８に入力され、その受話信号入力レジスタ８の受
話信号と擬似インパルス応答レジスタ９の擬似インパル
ス応答との積和が積和回路１０でとられ、積和回路１０
の出力が擬似音響反響として出力される。受話信号出力
端子２および送話信号入力端子４は長距離電話回線の場
合、２線４線変換器に、拡声電話システムの場合、スピ
ーカとマイクロホンへと接続されている。
図である。受話信号入力端子１は受話信号出力端子２に
接続され、その受話信号入力端子１の受話信号は可変係
数フィルタ３に分岐供給され、擬似音響反響を生成させ
る。送話信号入力端子４からの送話信号と可変係数フィ
ルタ３の出力である擬似音響反響は減算回路５へ入力さ
れ、送話信号中の音響反響成分が除去され、その減算回
路５の出力は送話信号出力端子６へ出力される。送話信
号出力端子６の出力と受話信号入力端子１の信号が修正
量演算回路７に入力され、係数修正量演算回路７の出力
により可変係数フィルタ３のフィルタ係数が修正され
る。可変係数フィルタ３内で受話信号は受話信号入力レ
ジスタ８に入力され、その受話信号入力レジスタ８の受
話信号と擬似インパルス応答レジスタ９の擬似インパル
ス応答との積和が積和回路１０でとられ、積和回路１０
の出力が擬似音響反響として出力される。受話信号出力
端子２および送話信号入力端子４は長距離電話回線の場
合、２線４線変換器に、拡声電話システムの場合、スピ
ーカとマイクロホンへと接続されている。
【０００４】音響反響経路の信号伝搬特性を線形で、且
つＦＩＲ形ディジタルフィルタで表されると仮定し、そ
のインパルス応答ｈ（ｔ）と入力受話信号ｘ（ｔ）とを
用いれば、サンプル時間間隔をT とし、時刻ｋT におけ
る音響反響ｙk は、 ｙk ＝ ｈT ｘk （１） で表される。但し、 ｈ＝［ｈ1 ，ｈ2 ，・・・，ｈn ］T （２） ｘ＝［ｘk-1 ，・・・，ｘk-n ］T T ：べクトルの転置 である。
つＦＩＲ形ディジタルフィルタで表されると仮定し、そ
のインパルス応答ｈ（ｔ）と入力受話信号ｘ（ｔ）とを
用いれば、サンプル時間間隔をT とし、時刻ｋT におけ
る音響反響ｙk は、 ｙk ＝ ｈT ｘk （１） で表される。但し、 ｈ＝［ｈ1 ，ｈ2 ，・・・，ｈn ］T （２） ｘ＝［ｘk-1 ，・・・，ｘk-n ］T T ：べクトルの転置 である。
【０００５】一方、 時刻ｋT におけるｈの推定値をｈ
ｓk とすれば、ｙk の推定値ｙｓkは、 ｙｓk ＝ ｈｓk T ｘk （３） で与えられる。 音響反響除去装置では、受話信号入力
端子１に音声信号があり、送話信号入力端子４に音声信
号がなく音響反響のみが存在している時、適応動作状態
として反響除去動作を行う。この適応動作アルゴリズム
には、一般に学習同定法（野田淳彦、南雲仁一：“シス
テムの学習同定法”計測と制御、７、９、pp.597-605(1
968)）が採用される。学習同定法によるｈｓk の逐次修
正は、 ｈｓk+1 ＝ ｈｓk ＋α（ｘk ｅk ）／ｘk T ｘk （４） によって行われる。但し、 ｅk ＝ｙk −ｙｓk ， ０＜α≦１ （５） でありｅk を残留音響反響と呼ぶ。この様な演算動作が
係数修正量演算回路７において処理実行されている。擬
似インパルス応答レジスタ９の内容には可変係数系列ｈ
ｓk が格納されている。αは推定の敏感さを決定する為
の係数更新利得で１．０に近いほど大きな修正量を与え
る事ができ、高速な音響反響除去が可能となるが、実際
に用いる場合には近端雑音や回線状態によって変えて設
定する必要がある。この係数更新利得αの決定は、現在
のところ経験則に依っているのが実態である。又、この
係数更新利得αを残留音響反響の大きさにより可変制御
するものや室内特性に合わせて設定するものがある（例
えば、牧野昭二、小泉宣夫：“エコーキャンセラの室内
音場における適応特性の改善について”、信学論
（Ａ）、J71-A,12,pp.2212-2214(1988-12)）。
ｓk とすれば、ｙk の推定値ｙｓkは、 ｙｓk ＝ ｈｓk T ｘk （３） で与えられる。 音響反響除去装置では、受話信号入力
端子１に音声信号があり、送話信号入力端子４に音声信
号がなく音響反響のみが存在している時、適応動作状態
として反響除去動作を行う。この適応動作アルゴリズム
には、一般に学習同定法（野田淳彦、南雲仁一：“シス
テムの学習同定法”計測と制御、７、９、pp.597-605(1
968)）が採用される。学習同定法によるｈｓk の逐次修
正は、 ｈｓk+1 ＝ ｈｓk ＋α（ｘk ｅk ）／ｘk T ｘk （４） によって行われる。但し、 ｅk ＝ｙk −ｙｓk ， ０＜α≦１ （５） でありｅk を残留音響反響と呼ぶ。この様な演算動作が
係数修正量演算回路７において処理実行されている。擬
似インパルス応答レジスタ９の内容には可変係数系列ｈ
ｓk が格納されている。αは推定の敏感さを決定する為
の係数更新利得で１．０に近いほど大きな修正量を与え
る事ができ、高速な音響反響除去が可能となるが、実際
に用いる場合には近端雑音や回線状態によって変えて設
定する必要がある。この係数更新利得αの決定は、現在
のところ経験則に依っているのが実態である。又、この
係数更新利得αを残留音響反響の大きさにより可変制御
するものや室内特性に合わせて設定するものがある（例
えば、牧野昭二、小泉宣夫：“エコーキャンセラの室内
音場における適応特性の改善について”、信学論
（Ａ）、J71-A,12,pp.2212-2214(1988-12)）。
【０００６】
【発明が解決しようとする課題】最小二乗法（ＬＭＳ）
を基本とする学習同定法によるパラメータ推定では、係
数更新利得αの量にその推定性能は大きく依存してい
る。式（５）よりαの取る範囲は０から１の間に有れば
それなりの性能は得られるのだが、その値の差により収
束速度と飽和反響除去量が異なってくる。一例を図５に
示す。図中ａは係数更新利得αを０．５に固定した場
合、同図ｂは室内特性に合わせた係数更新利得αの設定
を行った場合の音響反響除去特性である。係数更新利得
αの設定の仕方によって消去特性に大きな差が現れる事
が判る。固定利得とした場合には高速性は維持できる
が、動作安定性が失われる危険性が増大する。又、室内
特性に合わせて設定した場合には動作安定性は向上する
ものの適応速度が著しく劣化してしまう。この様に係数
更新利得αの設定には、相反する条件を満たさなければ
ならないという問題点があった。
を基本とする学習同定法によるパラメータ推定では、係
数更新利得αの量にその推定性能は大きく依存してい
る。式（５）よりαの取る範囲は０から１の間に有れば
それなりの性能は得られるのだが、その値の差により収
束速度と飽和反響除去量が異なってくる。一例を図５に
示す。図中ａは係数更新利得αを０．５に固定した場
合、同図ｂは室内特性に合わせた係数更新利得αの設定
を行った場合の音響反響除去特性である。係数更新利得
αの設定の仕方によって消去特性に大きな差が現れる事
が判る。固定利得とした場合には高速性は維持できる
が、動作安定性が失われる危険性が増大する。又、室内
特性に合わせて設定した場合には動作安定性は向上する
ものの適応速度が著しく劣化してしまう。この様に係数
更新利得αの設定には、相反する条件を満たさなければ
ならないという問題点があった。
【０００７】本発明は上述の点に鑑みてなされたもの
で、上記問題点を除去し、高速性と動作安定性に優れ、
高い適応性能を有し、常時大きな音響反響消去量を維持
しながら音響制御を行う音響反響除去装置を提供するこ
とを目的とする。
で、上記問題点を除去し、高速性と動作安定性に優れ、
高い適応性能を有し、常時大きな音響反響消去量を維持
しながら音響制御を行う音響反響除去装置を提供するこ
とを目的とする。
【０００８】
【課題を解決するための手段】 本発明はこれらの課題
を解決するためのものであり、受話信号入力端子と、受
話信号出力端子と、送話信号入力端子と、送話信号出力
端子と、前記受話信号入力端子から入力とする擬似イン
パルス応答レジスタを持つ可変係数デジタルフィルタ
と、前記受話信号出力端子から音響反響経路を介して前
記送話信号入力端子に入力される受話信号の音響反響成
分から前記可変係数デジタルフィルタで生起された擬似
音響反響を減算して求められる残差信号を最小とするよ
うな係数修正量演算回路によって係数系列が逐次更新さ
れる音響反響除去装置において、前記擬似インパルス応
答レジスタをＮ個のブロックに分割し、各ブロック毎の
係数累積加算平均電力の代表変動率の値を算出し、その
算出された代表変動率の値を回路に内挿された数種類の
各閾値と比較し、一定以下になったかどうかによって更
新演算処理対象ブロックであるかを選択することができ
る係数更新利得選択回路を有する音響反響除去装置を提
供する。
を解決するためのものであり、受話信号入力端子と、受
話信号出力端子と、送話信号入力端子と、送話信号出力
端子と、前記受話信号入力端子から入力とする擬似イン
パルス応答レジスタを持つ可変係数デジタルフィルタ
と、前記受話信号出力端子から音響反響経路を介して前
記送話信号入力端子に入力される受話信号の音響反響成
分から前記可変係数デジタルフィルタで生起された擬似
音響反響を減算して求められる残差信号を最小とするよ
うな係数修正量演算回路によって係数系列が逐次更新さ
れる音響反響除去装置において、前記擬似インパルス応
答レジスタをＮ個のブロックに分割し、各ブロック毎の
係数累積加算平均電力の代表変動率の値を算出し、その
算出された代表変動率の値を回路に内挿された数種類の
各閾値と比較し、一定以下になったかどうかによって更
新演算処理対象ブロックであるかを選択することができ
る係数更新利得選択回路を有する音響反響除去装置を提
供する。
【０００９】
【作用】本発明では、上記手段により推定動作の高速性
と高安定性が確保されるので、通信回線上に反響成分が
混入する事が極めて少なくなり、通信音声音質の劣化を
防ぎ、通話そのものを出来なくしてしまうハウリング発
生の危険性を低く抑える事が出来、高品質な音響制御が
可能となる。
と高安定性が確保されるので、通信回線上に反響成分が
混入する事が極めて少なくなり、通信音声音質の劣化を
防ぎ、通話そのものを出来なくしてしまうハウリング発
生の危険性を低く抑える事が出来、高品質な音響制御が
可能となる。
【００１０】
【実施例】本発明の実施例について、図面を用いて説明
を行う。図１は本発明の音響反響除去装置の構成を示す
ブロック図である。図１で示されるように、本発明は従
来の受話信号入力端子１、３受話信号出力端子２、可変
係数ディジタルフィルタ３、送話信号入力端子４、減算
回路５、送話信号出力端子６、係数修正量演算回路７、
受話信号入力レジスタ８、擬似インパルス応答レジスタ
９、そして、積和演算回路１０から構成された適応アル
ゴリズムとして学習同定法を採用した音響反響除去装置
と同一構成の装置に、累積加算平均電力演算回路１１、
ブロック平均累積電力演算回路１２、ブロック電力変動
率算出回路１３、そして、ブロック係数更新利得選択回
路１４を追加した構成である。該受話信号入力端子１
と、該受話信号出力端子２と、該送話信号入力端子４
と、該送話信号出力端子６と、該受話信号入力端子１の
受話信号を入力とする該擬似インパルス応答レジスタ９
を持つ該可変係数ディジタルフィルタ３と、該受話信号
出力端子２から音響反響経路を介して該送話信号入力端
子４に入力される受話信号の音響反響成分から該可変係
数ディジタルフィルタ３で生起された擬似音響反響を減
算して求められる残差信号を最小とする様に該係数修正
量演算回路７によって係数系列が逐次更新される音響反
響除去装置において、該擬似インパルス応答レジスタ９
に格納された各可変係数単独のの累積加算平均電力を算
出する該累積加算平均電力演算回路１１と、各ブロック
独立の平均累積加算平均電力を算出する該ブロック平均
累積電力演算回路１２と、各ブロック独立の平均累積加
算平均電力の変動率を算出する該ブロック電力変動率算
出回路１３と、各ブロックの平均累積加算平均電力の変
動率に対応した該ブロック係数更新利得選択回路１４に
記憶された０．０から１．０の範囲の各ブロックに対応
した係数更新利得αを毎回選択して該係数修正量演算回
路７にその選択値を送出し、この値を用いて式（４）に
よって修正量を算出する事を特徴とする音響反響除去装
置。該ブロック平均累積電力演算回路１２において、該
擬似インパルス応答レジスタに格納された可変係数の累
積加算平均電力の各ブロック毎の平均電力ＰBNを式
（６）により算出する。各ブロックのサイズは等間隔で
も不当間隔であっても良い。
を行う。図１は本発明の音響反響除去装置の構成を示す
ブロック図である。図１で示されるように、本発明は従
来の受話信号入力端子１、３受話信号出力端子２、可変
係数ディジタルフィルタ３、送話信号入力端子４、減算
回路５、送話信号出力端子６、係数修正量演算回路７、
受話信号入力レジスタ８、擬似インパルス応答レジスタ
９、そして、積和演算回路１０から構成された適応アル
ゴリズムとして学習同定法を採用した音響反響除去装置
と同一構成の装置に、累積加算平均電力演算回路１１、
ブロック平均累積電力演算回路１２、ブロック電力変動
率算出回路１３、そして、ブロック係数更新利得選択回
路１４を追加した構成である。該受話信号入力端子１
と、該受話信号出力端子２と、該送話信号入力端子４
と、該送話信号出力端子６と、該受話信号入力端子１の
受話信号を入力とする該擬似インパルス応答レジスタ９
を持つ該可変係数ディジタルフィルタ３と、該受話信号
出力端子２から音響反響経路を介して該送話信号入力端
子４に入力される受話信号の音響反響成分から該可変係
数ディジタルフィルタ３で生起された擬似音響反響を減
算して求められる残差信号を最小とする様に該係数修正
量演算回路７によって係数系列が逐次更新される音響反
響除去装置において、該擬似インパルス応答レジスタ９
に格納された各可変係数単独のの累積加算平均電力を算
出する該累積加算平均電力演算回路１１と、各ブロック
独立の平均累積加算平均電力を算出する該ブロック平均
累積電力演算回路１２と、各ブロック独立の平均累積加
算平均電力の変動率を算出する該ブロック電力変動率算
出回路１３と、各ブロックの平均累積加算平均電力の変
動率に対応した該ブロック係数更新利得選択回路１４に
記憶された０．０から１．０の範囲の各ブロックに対応
した係数更新利得αを毎回選択して該係数修正量演算回
路７にその選択値を送出し、この値を用いて式（４）に
よって修正量を算出する事を特徴とする音響反響除去装
置。該ブロック平均累積電力演算回路１２において、該
擬似インパルス応答レジスタに格納された可変係数の累
積加算平均電力の各ブロック毎の平均電力ＰBNを式
（６）により算出する。各ブロックのサイズは等間隔で
も不当間隔であっても良い。
【００１１】 ＰB1＝（ｈｓ0 2＋・・・ ＋ｈｓm1-1 2 ）／ｍ１ ＰB2＝（ｈｓm1 2 ＋・・・ ＋ｈｓm2-1 2 ）／（ｍ２−ｍ１） （６） ｜ ＰBN＝（ｈｓmN 2 ＋・・・ ＋ｈｓL-1 2）／（Ｌ−ｍＮ） Ｌは可変係数の総数、ｍ１、ｍ２、…、ｍＮは分割する
係数ナンバー、そして、Ｎは分割ブロックの総数であ
る。ここでは評価値としてブロック毎平均を用いている
が、そのブロックを代表できる値ならば、この値ではな
くとも例えば係数累積加算平均電力の最大値、最小値で
あってもよい。該ブロック平均累積電力演算回路１２の
構成を図２に示す。各平均電力ＰBNを用いて該ブロック
電力変動率算出回路１３では、式（７）を用いて算出を
行う。
係数ナンバー、そして、Ｎは分割ブロックの総数であ
る。ここでは評価値としてブロック毎平均を用いている
が、そのブロックを代表できる値ならば、この値ではな
くとも例えば係数累積加算平均電力の最大値、最小値で
あってもよい。該ブロック平均累積電力演算回路１２の
構成を図２に示す。各平均電力ＰBNを用いて該ブロック
電力変動率算出回路１３では、式（７）を用いて算出を
行う。
【００１２】 ｄＰBN（k+1 ）＝｜ＰBN（k+1 ）−ＰBN（K ）｜／ＰBN（K ） （７） 式（７）に示した変動率は一例であり、決定的な算出法
ではない。例えば分子が過去値ではなくて現在値でもよ
い。又、ｄＰBN（k+1 ）とｄＰBN（K ）との間での差分
値を用いても本発明は有効に機能する。該ブロック係数
更新利得選択回路１４では、各ブロックの代表変動率ｄ
ＰBNの値を回路に内挿された数種類の各閾値と比較し、
適合する閾値範囲に対応させた係数更新利得を選択する
動作を行っている。図３にこの概念図を示す。この時、
ブロック代表評価値の変動率が一定以下になったと検出
した場合には、そのブロックの該係数修正量演算回路７
での修正量演算と更新演算を行わない設定にしておけ
ば、演算量を削減さす事が可能となり、ハードウェアの
負担が軽減でき、演算誤差による誤動作発生の危険性を
低く抑える事ができる。図４に白色雑音を参照入力とし
た場合の本発明による適応処理動作の結果ａを示す。比
較対象として係数更新利得を０．５に固定したモデルの
結果ｂと室内特性を考慮にいれたモデルの結果ｃを同図
に載せている。縦軸は音響反響消去量、横軸は時間であ
る。本発明によるモデルの係数更新利得の最大設定値は
１．０、最小設定値は０．０５とした。初期の消去過渡
領域における応答速度は音響反響消去量が３０［ｄＢ］
の時で比較すると約２倍本発明によるモデルの方が優れ
ている事が判る。そして、係数更新利得が徐々に小さな
値に設定されているので外乱の影響を受けずに済む。
ではない。例えば分子が過去値ではなくて現在値でもよ
い。又、ｄＰBN（k+1 ）とｄＰBN（K ）との間での差分
値を用いても本発明は有効に機能する。該ブロック係数
更新利得選択回路１４では、各ブロックの代表変動率ｄ
ＰBNの値を回路に内挿された数種類の各閾値と比較し、
適合する閾値範囲に対応させた係数更新利得を選択する
動作を行っている。図３にこの概念図を示す。この時、
ブロック代表評価値の変動率が一定以下になったと検出
した場合には、そのブロックの該係数修正量演算回路７
での修正量演算と更新演算を行わない設定にしておけ
ば、演算量を削減さす事が可能となり、ハードウェアの
負担が軽減でき、演算誤差による誤動作発生の危険性を
低く抑える事ができる。図４に白色雑音を参照入力とし
た場合の本発明による適応処理動作の結果ａを示す。比
較対象として係数更新利得を０．５に固定したモデルの
結果ｂと室内特性を考慮にいれたモデルの結果ｃを同図
に載せている。縦軸は音響反響消去量、横軸は時間であ
る。本発明によるモデルの係数更新利得の最大設定値は
１．０、最小設定値は０．０５とした。初期の消去過渡
領域における応答速度は音響反響消去量が３０［ｄＢ］
の時で比較すると約２倍本発明によるモデルの方が優れ
ている事が判る。そして、係数更新利得が徐々に小さな
値に設定されているので外乱の影響を受けずに済む。
【００１３】
【発明の効果】以上説明したように本発明によれば、下
記のような優れた効果が期待される。 （１）本発明を用いる事で、高速化と高安定化を同時に
実現できるので、高品質な音声通信の維持を図れ、ハウ
リング発生の危険性を低く抑える事ができる。 （２）適応動作過程において、更新演算を行わずに済む
可変係数が発生する。この事により演算量が削減され、
ハードウェアの負担が低減出来る。
記のような優れた効果が期待される。 （１）本発明を用いる事で、高速化と高安定化を同時に
実現できるので、高品質な音声通信の維持を図れ、ハウ
リング発生の危険性を低く抑える事ができる。 （２）適応動作過程において、更新演算を行わずに済む
可変係数が発生する。この事により演算量が削減され、
ハードウェアの負担が低減出来る。
【００１４】（３）必要以上に可変係数の更新を行わな
いのでディジタルシグナルプロセッサ等で構成する場
合、演算誤差や誤動作を生じにくい。
いのでディジタルシグナルプロセッサ等で構成する場
合、演算誤差や誤動作を生じにくい。
【図１】 本発明による音響反響除去装置の一構成例を
示すブロック図である。
示すブロック図である。
【図２】 本発明の説明に用いたブロック平均累積電力
演算回路の一構成を示すブロック図である。
演算回路の一構成を示すブロック図である。
【図３】 状態判定制御部の概念を示すブロック図であ
る。
る。
【図４】 本発明による白色雑音を参照入力とした場合
の音響反響消去特性の一例を示した図である。
の音響反響消去特性の一例を示した図である。
【図５】 本説明に用いた本発明による白色雑音を参照
入力とした場合の従来方式による音響反響消去特性の一
例を示した図である。
入力とした場合の従来方式による音響反響消去特性の一
例を示した図である。
【図６】 従来の一般的な学習同定法を用いた音響反響
除去装置の基本構成の一例を示したブロック図である。
除去装置の基本構成の一例を示したブロック図である。
１ 受話信号入力端子 ２ 受話信号出力端子 ３ 可変係数フィルタ ４ 送話信号入力端子 ５ 減算回路 ６ 送話信号出力端子 ７ 修正量演算回路 ８ 受話信号入力レジスタ ９ 擬似インパルス応答レジスタ １０ 積和演算回路 １１ 累積加算平均電力演算回路 １２ ブロック平均累積電力演算回路 １３ ブロック電力変動率算出回路 １４ ブロック係数更新利得選択回路
Claims (1)
- 【請求項１】 受話信号入力端子と、受話信号出力端子
と、送話信号入力端子と、送話信号出力端子と、前記受
話信号入力端子から入力とする擬似インパルス応答レジ
スタを持つ可変係数デジタルフィルタと、前記受話信号
出力端子から音響反響経路を介して前記送話信号入力端
子に入力される受話信号の音響反響成分から前記可変係
数デジタルフィルタで生起された擬似音響反響を減算し
て求められる残差信号を最小とするような係数修正量演
算回路によって係数系列が逐次更新される音響反響除去
装置において、前記擬似インパルス応答レジスタをＮ個
のブロックに分割し、各ブロック毎の係数累積加算平均
電力の代表変動率の値を算出し、その算出された代表変
動率の値を回路に内挿された数種類の各閾値と比較し、
一定以下になったかどうかによって更新演算処理対象ブ
ロックであるかを選択することができる係数更新利得選
択回路を有することを特徴とする音響反響除去装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP26363894A JP3217618B2 (ja) | 1994-10-27 | 1994-10-27 | 音響反響除去装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP26363894A JP3217618B2 (ja) | 1994-10-27 | 1994-10-27 | 音響反響除去装置 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH08125589A JPH08125589A (ja) | 1996-05-17 |
| JP3217618B2 true JP3217618B2 (ja) | 2001-10-09 |
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ID=17392279
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP26363894A Expired - Fee Related JP3217618B2 (ja) | 1994-10-27 | 1994-10-27 | 音響反響除去装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP3217618B2 (ja) |
Families Citing this family (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP3236242B2 (ja) * | 1997-05-12 | 2001-12-10 | 沖電気工業株式会社 | エコーキャンセラ装置 |
-
1994
- 1994-10-27 JP JP26363894A patent/JP3217618B2/ja not_active Expired - Fee Related
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPH08125589A (ja) | 1996-05-17 |
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