JP3452341B2

JP3452341B2 - エコーキャンセラ

Info

Publication number: JP3452341B2
Application number: JP34460095A
Authority: JP
Inventors: 哲也酒寄
Original assignee: Ricoh Co Ltd
Current assignee: Ricoh Co Ltd
Priority date: 1995-12-05
Filing date: 1995-12-05
Publication date: 2003-09-29
Anticipated expiration: 2015-12-05
Also published as: JPH09162787A

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する技術分野】本発明は、エコーキャンセラ
に関する。

【０００２】

【従来の技術】エコーキャンセラとして、従来、例えば
著者“村野”らによる文献「“情報・通信におけるディ
ジタル処理” 昭晃堂，昭和６２年１１月２５日，pp.
１６３〜１７６」に示されているようなものが知られて
いる。

【０００３】図８は上述の文献に示されているような一
般的なエコーキャンセラの構成例を示す図であり、エコ
ーキャンセラは、スピーカとマイクによる双方同時通話
を行なう機器などにおいて発生するエコーを減衰させる
機能を有している。すなわち、図８において、受信信号
はスピーカ１から出力信号として出力されるが、その一
部はエコーパス(エコー経路)２を経由して、マイク３に
回り込んで、入力信号に混入し、従って、送信信号には
スピーカ１から出力された出力信号が入力信号に混入し
たものとなる。これがエコーであり、エコーを減衰させ
るものがエコーキャンセラである。

【０００４】図８の構成例では、エコーキャンセラは、
フィルタなどのエコーキャンセル部４として構成されて
おり、エコーパス２のインパルス応答を推定し、これを
受信信号に畳み込んで生成した擬似エコーを逆位相で入
力信号(送信信号)に加えることでエコーを減衰させるよ
うになっている。

【０００５】このエコーキャンセル部４の構成および動
作については、上述した文献に詳述されている。すなわ
ち、エコーキャンセラの扱うエコー遅延量を厳密に定義
すると、図９に示すように設置局から加入者通信回線を
経てエコーが戻ってくるまでの絶対遅延量と、エコーパ
ス２の伝達特性によって決まるインパルス応答を合わせ
たもので、これをインパルス応答系列と呼ぶ。エコーキ
ャンセラの機能は、８ｋＨｚのサンプリング周期を持つ
トランスバーサル・フィルタと、そのタップ係数(フィ
ルタ係数)を逐次更新する係数修正部の基本機能のほか
に、双方同時通話時(ダブルトーク時)に話者音声によっ
てタップ係数(フィルタ係数)の更新が誤らないようにす
るエコーキャンセラ保護部，およびエコーレベルが低い
時に、エコーの抑圧効果をさらに高めるために微弱エコ
ー信号を無条件で零値に抑圧する非線形処理(センタク
リッパ)などがある。いま、サンプリング間隔をＴとし
て時刻ｎＴでの受信信号をｘ_n，エコーパス２のインパ
ルス応答系列をｗ_iで表わせば、エコー信号ｙ_nは、両者
の畳み込みとして次式のように表わされる。

【０００６】

【数１】

【０００７】一方、トランスバーサル・フィルタのタッ
プ係数(フィルタ係数)をｈ_iとすれば、エコーキャンセ
ル部４で発生される擬似エコーｙ_n’は、次式のように
なる。

【０００８】

【数２】

【０００９】従って、エコーパス２の推定誤差である残
留エコーｅ_nは、回線雑音を無視して次式のようにな
る。

【００１０】

【数３】

【００１１】すなわち、エコーを消去するということ
は、インパルス応答系列すなわちフィルタ係数｛ｈ_i｝
をいかにｗ_iに近づけるかということである。トランス
バーサル・フィルタのフィルタ係数｛ｈ_i｝の推定手法
すなわち係数更新手法としては、一般に、安定性と収束
性の点で優れ演算的にも比較的単純で実際にＬＳＩによ
る装置化が行なわれている学習同定法を用いることがで
きる。学習同定法は、サンプル単位での残留エコーｅ_n
の２乗値を受信信号系列｛ｘ_i｝の電力で正規化したも
のを評価関数Ｄ_nとして、最大傾斜法と同様に逐次タッ
プ係数を求める方法で、そのアルゴリズムは、Ｄ_n＝(ｅ
_n)²として、次式のように表わされる。

【００１２】

【数４】

【００１３】ここで、ｈ_i(n)は時刻ｎにおけるタップ係
数ｈ_iを表わしている。αは制御係数(ステップゲイン)
と呼ばれ、収束の速度とエコー抑圧量(ＥＲＬＥ：Echo
Return Loss Enhancement)を決める制御パラメータであ
る。また、Ｎはトランスバーサル・フィルタのタップ数
である。

【００１４】このようなエコーキャンセラを用いたもの
として、従来では、例えば特開平４−１５０１２７号に
示されている電話機の通話回路や、特開昭６１−１７２
４７１号に示されている会議通話拡声電話機の回り込み
防止方式が案出されている。

【００１５】すなわち、特開平４−１５０１２７号の通
話回路では、上述のような基本的なエコーキャンセラ
に、さらに信号レベルによってオンオフするいわゆるボ
イススイッチを付加して、残留エコーの低減を図ってい
る。

【００１６】また、特開昭６１−１７２４７１号の回り
込み防止方式では、上述のような基本的なエコーキャン
セラとともに可変損失回路がさらに設けられており、受
信信号のパワーレバル(受信側入力レベル)，送信信号の
パワーレベル(送信側出力レベル)を監視し、これらのレ
ベルに応じて損失回路に対するバイパス制御を行なうこ
とによって、不適切なループゲインによって生じる回り
込み信号を消去し、ハウリングを防止することを意図し
ている。

【００１７】

【発明が解決しようとする課題】しかしながら、学習同
定法を用いてトランスバーサル・フィルタのフィルタ係
数(タップ係数)を修正更新する従来の一般的なエコーキ
ャンセラでは、無相関信号を仮定していながら音声信号
を主に対象とすることや、トランスバーサル・フィルタ
のタップ長を部屋の残響時間に対して必ずしも十分には
取ることができないなどのため、エコーを完全に消去す
ることは難しかった。

【００１８】また、ボイススイッチを付加した特開平４
−１５０１２７号の方法では、残留エコーの低減を図る
ものの、ダブルトーク状態の対応が困難であり、近端話
者音声の立ち上がりが切れてしまうというボイススイッ
チ特有の頭切れの問題が生じてしまう。

【００１９】また、学習同定法では、受信信号の二乗和
を計算するが、電源電圧不安定，周囲電磁雑音，回路経
時変化などによって、入力信号に直流成分や低周波雑音
等のバイアスが混入した場合、受信信号にもバイアス成
分が含まれてしまうため、二乗和計算の誤差が増大し、
性能が低下してしまうという問題も生ずる。また、通常
この種のエコーキャンセラではダブルトーク検出などに
パワーレベルの比較が使われるが、バイアスを含む信号
を扱う場合、無信号時でもパワーが大きくなるため、ダ
イナミックレンジが狭くなり、しきい値設定が難しくな
るという問題も生ずる。このような問題は、特開昭６１
−１７２４７１号の場合のようにハウリング検出などの
目的にパワーレベルを用いる場合も同様に生ずる。

【００２０】本発明は、上述のような従来の問題を解決
し、残留エコーをより確実に低減することの可能なエコ
ーキャンセラを提供することを目的としている。

【００２１】

【課題を解決するための手段】上記目的を達成するため
に、請求項１記載の発明は、エコー経路を模擬するフィ
ルタに受信信号を通すことによって擬似エコーを生成
し、入力信号にこの擬似エコーを位相反転して加えるこ
とにより、エコーを消去するエコーキャンセル手段と、
信号のパワーが小さいときにはカットオフ周波数が低
く、信号のパワーが大きいときにはカットオフ周波数が
高くなるように、カットオフ周波数が変化するローパス
フィルタを用いたノイズ抑制手段とを備え、エコーキャ
ンセル手段からの出力をノイズ抑制手段に与え、エコー
キャンセル手段の出力に含まれているノイズ成分をノイ
ズ抑制手段により除去するようになっており、前記ノイ
ズ抑制手段のローパスフィルタは、移動平均処理によっ
て実現されることを特徴としている。

【００２２】

【００２３】

【００２４】

【００２５】また、請求項２記載の発明は、エコー経路
を模擬するフィルタに受信信号を通すことによって擬似
エコーを生成し、入力信号にこの擬似エコーを位相反転
して加えることにより、エコーを消去するエコーキャン
セル手段と、信号のパワーが小さいときにはカットオフ
周波数が低く、信号のパワーが大きいときにはカットオ
フ周波数が高くなるように、カットオフ周波数が変化す
るローパスフィルタを用いたノイズ抑制手段とを備え、
エコーキャンセル手段からの出力をノイズ抑制手段に与
え、エコーキャンセル手段の出力に含まれているノイズ
成分をノイズ抑制手段により除去するようになってお
り、ローパスフィルタのカットオフ周波数の変化は、移
動平均処理の移動平均区間長の変化によって実現される
ことを特徴としている。

【００２６】また、請求項３記載の発明は、請求項１ま
たは請求項２記載のエコーキャンセラにおいて、前記ノ
イズ抑制手段は、信号のパワーレベルを計算するパワー
計算手段と、パワー計算手段によって計算された信号の
パワーレベルを所定のノイズ判定しきい値と比較する比
較手段と、比較の結果、信号のパワーレベルがノイズ判
定しきい値以下のときに、信号に対してローパスフィル
タによるノイズ抑制処理を行なうノイズ抑制処理手段と
を備えており、前記パワー計算手段は、信号のパワーを
デジタル演算によって２のべき乗表現の指数の形で求
め、前記比較手段は、２のべき乗表現の指数の形のパワ
ーレベルを２のべき乗表現の指数の形のノイズ判定しき
い値から減じた値を移動平均区間長ビット数ｍとして求
め、前記ノイズ抑制処理手段は、移動平均区間長ビット
数ｍが負でないときに、該移動平均区間長ビット数ｍに
より定まる区間長の移動平均処理をデジタル演算で行な
うことを特徴としている。

【００２７】

【００２８】

【００２９】

【００３０】

【００３１】

【００３２】

【００３３】

【発明の実施の形態】以下、本発明の実施の形態を図面
に基づいて説明する。なお、以下の各図において、図８
と対応する箇所には同様の符号を付している。図１は本
発明に係るエコーキャンセラの第１の構成例を示す図で
ある。図１を参照すると、この第１の構成例のエコーキ
ャンセラは、エコーキャンセル部４と、ノイズ抑制部１
１とを有している。

【００３４】ここで、エコーキャンセル部４は、前述し
た従来のエコーキャンセラと同様の機能を有している。
すなわち、エコー経路２を模擬するフィルタに受信信号
を通すことによって擬似エコーを生成し、入力信号にこ
の擬似エコーを位相反転して加えることにより、エコー
を消去する機能を有している。

【００３５】また、ノイズ抑制部１１は、信号のパワー
が小さいときはカットオフ周波数が低く、信号のパワー
が大きいときにカットオフ周波数が高くなるようなロー
パスフィルタを用いて構成されており、このエコーキャ
ンセラでは、エコーキャンセル部４の出力をノイズ抑制
部１１に通してから送信信号として送信するようになっ
ている。

【００３６】図２はノイズ抑制部１１の構成例を示す図
である。図２の例では、ノイズ抑制部１１は、エコーキ
ャンセル部４から出力された信号ｘ_iのパワーを計算す
る(パワーに変換する)パワー計算部２１と、パワー計算
部２１によって計算されたパワーを２のべき乗表現し、
そのときの指数の値を取り出すパワー指数取出部２２
と、２のべき乗表現されたパワーの指数の値をノイズ判
定しきい値から減算して、これを移動平均区間長ビット
数ｍとする減算部２３と、ノイズ抑制処理部２４と、移
動平均区間長ビット数ｍが負か否かを判定し、移動平均
区間長ビット数ｍが負の場合は、エコーキャンセル部４
から出力された信号(すなわち、ノイズ抑制部１１に入
力した信号)ｘ_iのレベルがノイズのしきい値よりも大き
く、この信号ｘ_iが送信すべき近端話者音声信号である
と判断し、ノイズ抑制処理を施さずにこれをそのまま送
信信号として出力させる一方、移動平均区間長ビット数
ｍが負ではない場合には、ノイズ抑制処理部２４におい
てこの信号ｘ_iにノイズ抑制処理を施したものを送信信
号として出力させる判定切替制御部２５とにより構成さ
れている。

【００３７】ここで、ノイズ判定しきい値は、２のべき
乗表現の指数の形で例えばメモリに予め記憶されている
とする。

【００３８】また、パワー計算部２１は、例えば図３の
ように構成されている。図３の例では、パワー計算部２
１は、エコーキャンセル部４から出力された信号(すな
わち、ノイズ抑制部１１に入力した信号)ｘ_iの２乗値ｘ
_i ²をとる２乗演算回路３１と、パワーの更新近似値Ｐを
格納するためのパワーレジスタ３２と、パワー区間長ｎ
_p(定数)をｎ_p＝２^mpで表現するとき、パワーレジスタ３
２に格納されている前回の信号ｘ_i-1についてのパワー
近似値Ｐ_i-1にｎ_p−１を乗じて、(ｎ_p−１)Ｐ_i-1の演算
を行なう乗算器３３と、乗算器３３の乗算結果をｍ_pビ
ット右シフトして、｛(ｎ_p−１)／ｎ_p｝Ｐ_i-1の演算を
行なうシフタ３４と、シフタ３４の出力を２乗演算回路
３１からの２乗値ｘ_i ²に加算して新たなパワーの近似値
Ｐ_iを計算(更新)する加算器３５とにより構成されてい
る。

【００３９】すなわち、パワー計算部２１は、ｘ_iを入
力信号のｉ番目のサンプル，ｎ_pをパワー区間長とする
とき、次式のようにして、パワーの近似値Ｐ_iを計算す
るようになっている。

【００４０】

【数５】Ｐ_i＝｛(ｎ_p−１)／ｎ_p｝Ｐ_i-1＋ｘ_i ²

【００４１】このようにして、パワー計算部２１は、パ
ワーに適応してカットオフ周波数を変化させるためのパ
ワー計算を行なうことができる。すなわち、図３の例で
は、パワーに適応してカットオフ周波数を変化させるた
めのパワー計算を数１によって求められるＰ_iで近似的
に置き換えて、行なうことができる。なお、パワー計算
部１２において、ｎ_p，ｍ_pは、いずれも定数であるの
で、これらは、メモリなどに予め記憶しておくことがで
きる。

【００４２】また、図２を参照すると、ノイズ抑制処理
部２４は、ローパスフィルタの機能を移動平均処理によ
って実現し、ローパスフィルタのカットオフ周波数の変
化を、移動平均処理の移動平均区間長の変化によって実
現するようになっている。すなわち、図２の例では、ノ
イズ抑制処理部２４は、移動平均区間長ビット数ｍ分だ
け“１”を左へビットシフトして、移動平均区間長ｎ＝
２^mの演算を行なうシフタ４１と、シフタ４１の演算結
果ｎから“１”を減じて、(ｎ−１)とする減算器４２
と、入力信号ｘ_iの移動平均区間合計近似値Ｘ_iが格納さ
れる合計レジスタ４３と、減算器４２の減算結果(ｎ−
１)と合計レジスタ４３に格納されている前回の入力信
号ｘ_i-1についての移動平均区間合計近似値Ｘ_i-1との乗
算を行ない、(ｎ−１)Ｘ_i-1を求める乗算器４４と、乗
算器４４の乗算結果(ｎ−１)Ｘ_i-1を移動平均区間長ビ
ット数ｍ分だけ右へビットシフトして、(ｎ−１)Ｘ_i-1
／ｎの演算を行なうシフタ４５と、シフタ４５の演算結
果(ｎ−１)Ｘ_i-1／ｎに今回の入力信号ｘ_iを加算して、
〔｛(ｎ−１)Ｘ_i-1／ｎ｝＋ｘ_i〕＝Ｘ_iの演算を行なう
加算器４６と、加算器４６の演算結果Ｘ_iをｍビット右
シフトして、Ｘ_i／ｎの演算を行ない、これを移動平均
の近似値として出力するシフタ４７とにより構成されて
いる。

【００４３】換言すれば、ノイズ抑制処理部２４は、ｘ
_iを入力信号のｉ番目のサンプル，ｎを移動平均区間
長，Ｘ_iを移動平均区間合計の近似値とするとき、次式
のようにして、移動平均の近似値Ａ_iを求めるようにな
っている。

【００４４】

【数６】Ａ_i＝Ｘ_i／ｎＸ_i＝｛(ｎ−１)／ｎ｝Ｘ_i-1＋ｘ_i

【００４５】このことからわかるように、このノイズ抑
制処理部２４の処理によって、パワーの小さい信号ほ
ど、すなわちｍの大きな信号ほど、長い区間の移動平均
処理が施されることになり、結果として、信号は、これ
にカットオフ周波数の低いローパスフィルタを施したよ
うな信号になり、このローパスフィルタと等価な処理に
よって、信号に含まれる残留エコー成分(ノイズ成分)を
良好に除去することができる。すなわち、図２の例で
は、ローパスフィルタは、ビット数表現された可変区間
長をもつ移動平均として実現することができる。

【００４６】次に、このような第１の構成例のエコーキ
ャンセラの動作について説明する。この第１の構成例で
は、エコーキャンセル部４から出力された信号ｘ_iをノ
イズ抑制部１１に通す。ノイズ抑制部１１では、先ず、
パワー計算部２１，パワー指数取出部２２において、エ
コーキャンセル部４から出力された信号ｘ_iのパワーレ
ベルを計算する。このようにしてパワー計算がなされる
と、信号ｘ_iが近端話者音声などの大きなパワーの信号
であるか、残留エコーや背景雑音などのパワーの小さな
信号であるかを、計算された信号ｘ_iのパワーレベルと
ノイズ判定しきい値とを比べることで判別する。

【００４７】この結果、信号ｘ_iのパワーレベルがノイ
ズ判定しきい値よりも大きいときには、この信号ｘ_iが
送信すべき近端話者音声信号であると判断し、ノイズ抑
制処理を施さずにこれをそのまま送信信号として出力さ
せる。

【００４８】これに対し、信号ｘ_iのパワーレベルがノ
イズ判定しきい値よりも小さいときには、この信号ｘ_i
をノイズ抑制処理部２４に与える。ノイズ抑制処理部２
４では、信号ｘ_iのパワーレベルが小さいときにはカッ
トオフ周波数が低く、信号ｘ_iのパワーレベルが大きい
ときにはカットオフ周波数が高くなるようなローパスフ
ィルタに、信号ｘ_iを通すことによって、信号ｘ_iに含ま
れる残留エコー成分(ノイズ成分)を除去し、これを送信
信号として出力する。

【００４９】このように、第１の構成例では、エコーキ
ャンセル部４からの出力信号ｘ_iをノイズ抑制部１１に
通してから送信信号として出力するので、エコーキャン
セル部４で残留エコー成分(ノイズ成分)を完全には取り
除くことができずとも、エコーキャンセル部４で完全に
は取り除くことができなかった残留エコー成分(ノイズ
成分)を除去して送信信号を生成し出力することができ
る。

【００５０】すなわち、この第１の構成例では、適応フ
ィルタによって生成した擬似エコーによってエコーをキ
ャンセルするエコーキャンセル部４の出力を、パワーに
よってカットオフ周波数が変化するローパスフィルタの
機能をもつノイズ抑制部１１に通すことによって、エコ
ーをさらに減衰させ、エコー減衰率を向上させることが
できる。

【００５１】さらに、この第１の構成例では、移動平均
を数６によって求められるＡ_iで近似的に置き換えるこ
とによって、通常、移動平均区間サンプル数分必要な区
間合計を計算するためのバッファが１つだけで済むた
め、メモリを節約できる。また、移動平均区間サンプル
数分必要な加算を１回に抑えることができるため、演算
量を削減できる。このように、移動平均処理にかかわる
ハードウェアコストすなわちカットオフ周波数の可変な
ローパスフィルタを実現するためのハードウェアコスト
を著しく低減できる。

【００５２】また、パワーに適応してカットオフ周波数
を変化させるためのパワー計算を数５によって求められ
るＰ_iで近似的に置き換えることによって、通常、パワ
ー区間サンプル数分必要な区間合計を計算するためのバ
ッファが１つだけで済み、メモリを節約できる。また、
パワー区間サンプル数分必要な加算を１回に抑えること
ができるため、演算量を削減できる。このように、パワ
ー計算にかかわるハードウェアコストをも著しく低減で
きる。

【００５３】また、移動平均区間長やパワー区間長がｎ
＝２^mやｎ_p＝２^mpとなるように設定し、ｎ，ｎ_pによる
除算をｍ，ｍ_pビット右シフトによって行なっており、
デジタル信号プロセッサが苦手とする除算をビットシフ
トで実現できるため、演算量を著しく削減することがで
きる。

【００５４】図４は本発明に係るエコーキャンセラの第
２の構成例を示す図である。図４を参照すると、第２の
構成例のエコーキャンセラは、エコーキャンセル部４
と、バイアス除去部６０とを有している。

【００５５】ここで、エコーキャンセル部４は、前述し
た従来のエコーキャンセラと同様の機能を有している。
すなわち、エコー経路２を模擬するフィルタに受信信号
を通すことによって擬似エコーを生成し、入力信号にこ
の擬似エコーを位相反転して加えることにより、エコー
を消去する機能を有している。

【００５６】また、バイアス除去部６０は、例えば図５
に示すように、入力信号に加わっている直流成分や低周
波成分などのバイアス成分を検出し、このバイアス成分
を除去するようになっている。すなわち、図５の例で
は、バイアス除去部６０は、バイアスを計算するバイア
ス計算部６２と、バイアス計算部６２で計算されたバイ
アスを入力信号から除去(減算)する減算器６３と、入力
信号ｘ_iを例えば電源投入時から一定時間、バイアス計
算部６２側に切替え、この一定時間にわたってバイアス
計算部６２でバイアスが計算された後、入力信号を減算
器６３側に切替える切替器６４とを有している。

【００５７】ここで、バイアス計算部６２は、一定区間
(区間長ｎ＝２^m)における入力信号サンプルｘ_i(ｎ＝２^m
個のサンプル)の平均をバイアス値として計算するよう
に構成されており、１サンプル前の時点でのバイアス値
Ｘ_i-1が格納されるバイアスレジスタ６５と、バイアス
レジスタ６５に格納されている１サンプル前の時点での
バイアス値Ｘ_i-1に(ｎ−１)＝(２^m−１)を乗算し、(ｎ
−１)Ｘ_i-1の演算を行なう乗算器６６と、乗算器６６の
乗算結果(ｎ−１)Ｘ_i-1をｍビット右シフトし、｛(ｎ−
１)／ｎ｝Ｘ_i-1の演算を行なうシフタ６７と、今回の時
点での入力信号サンプルｘ_iとシフタ６７の出力｛(ｎ−
１)／ｎ｝Ｘ_i-1とを加算して、新たなバイアス値Ｘ_iを
求める加算器６８とを有している。

【００５８】換言すれば、このバイアス計算部６２は、
バイアス成分を検出するローパスフィルタの機能を、次
式によって求められるＡ_iで表わされる近似的平均値に
よって逐次簡易的に計算することで、実現するようにな
っている。なお、次式において、ｘ_iは入力信号のｉ番
目のサンプル、ｎは平均区間長である。

【００５９】

【数７】Ａ_i＝Ｘ_i／ｎＸ_i＝｛(ｎ−１)／ｎ｝Ｘ_i-1＋ｘ_i

【００６０】次にこのような第２の構成例のエコーキャ
ンセラの動作について説明する。一般に、マイク３から
例えばオーディオ系アナログ回路を通して入力された音
声信号(入力信号)は、Ａ／Ｄ変換される。この第２の構
成例では、この一連の過程において音声信号(入力信号)
ｘ_iに加わったバイアス成分をバイアス除去部６０によ
って除去するようにしている。

【００６１】より具体的に、入力信号ｘ_iがバイアス除
去部６０に加わるとき、入力信号ｘ_iは、最初、切替器
６４によりスイッチングされる。すなわち、入力信号ｘ
_iは、例えばシステム起動時(電源投入時)から一定時間
だけ加算器６８側に切替り、その後、減算器６３側に接
続される。なお、前者の場合をバイアス計算モード、後
者の場合をバイアス除去モードと呼ぶことにする。

【００６２】まず、バイアス計算モードにおいては、バ
イアス計算部６２は、一定区間にわたる入力信号サンプ
ルの平均を計算することによって、入力信号に加わって
いるバイアス値を求める。すなわち、前述したように、
バイアスレジスタ６５に格納されている１サンプル前の
時点でのバイアス値に、定数２^m−１を乗じてｍビット
右シフトし、これにいま入力した入力信号サンプルｘ_i
を加算することによって、数７に示すように、逐次的に
バイアス値Ｘ_iを求める。これを２^m回繰り返した後のバ
イアスレジスタ６５の値(すなわち、一定時間経過した
後のバイアスレジスタ６５の値)は、２^m個の入力信号サ
ンプルの近似的な平均値となるので、以降の処理におい
て(バイアス除去モードの処理において)、これをバイア
ス値として用いることができる。一定時間が経過し、２
^m回逐次計算を繰り返した後のバイアス値がバイアスレ
ジスタ６５に格納された時点でバイアス計算モードを終
了し、切替器６４を減算器６３側に切り替えて、バイア
ス除去モードに入る。

【００６３】バイアス除去モードでは、減算器６３にお
いて、入力信号ｘ_iからバイアスレジスタ６５に格納さ
れているバイアス値を一律に減ずることによって、入力
信号ｘ_iからバイアス成分を除去し、バイアス成分の除
去された入力信号をエコーキャンセル部４に与えること
ができる。

【００６４】このように、第２の構成例では、バイアス
除去部６０を設けることによって、入力信号に加わって
いるバイアスを取り除くことができ、例えば、遠端，近
端の双方にこのバイアス除去部６０を設けることによっ
て、送受信信号ともに、バイアスが無い状態となり、正
しいパワーレベルの計算が可能となる。

【００６５】さらに、図６に示すように、上述のバイア
ス除去部６０と同様のバイアス除去部７０を受信信号を
受信した直後にも挿入することにより、近端の処理だけ
で送受信信号ともにバイアスが無い状態となり、通信相
手の装置に依存せず、正しいパワーレベルの計算が可能
となる。

【００６６】なお、バイアス除去部としては、電気的フ
ィルタを使う方法も考えられ、この場合、バイアス除去
部はハイパスフィルタとして機能するが、上述の第２の
構成例のようにデジタル演算によってローパスフィルタ
としてのバイアス除去部を実現することで、少ない演算
量，メモリ量のより簡単な構成のものにすることができ
る。すなわち、ローパスフィルタを数７によって求めら
れるＡ_iで表される近似的平均値によって、逐次簡易的
に計算することによって、デジタル演算によって実現す
る際に非常に少ない演算量，メモリ量で済む。

【００６７】さらに、第１の構成例と第２の構成例とを
任意に組合せたエコーキャンセラを構成することも可能
である。図７は第１の構成例と第２の構成例とを組合せ
た一例を示す図であり、図７のエコーキャンセラでは、
入力信号ｘ_iに加わっているバイアスをバイアス除去部
６０で除去した上で、エコーキャンセル部４に与え、ま
た、エコーキャンセル部４によっては完全には取り除く
ことができなかった残留エコーをノイズ抑制部１１によ
って取り除くことが可能となる。

【００６８】また、上述のエコーキャンセラは、テレビ
会議端末などのスピーカーとマイクによる双方向同時通
話を行なう機器に適用可能であるが、これに限らず、エ
コーが発生する任意の機器等に適用することができる。

【００６９】

【発明の効果】以上に説明したように、請求項１乃至請
求項３記載の発明によれば、エコー経路を模擬するフィ
ルタに受信信号を通すことによって擬似エコーを生成
し、入力信号にこの擬似エコーを位相反転して加えるこ
とにより、エコーを消去するエコーキャンセル手段と、
信号のパワーに適応してカットオフ周波数が変化するロ
ーパスフィルタを用いたノイズ抑制手段とを備え、エコ
ーキャンセル手段からの出力をノイズ抑制手段に与え、
エコーキャンセル手段の出力に含まれているノイズ成分
をノイズ抑制手段により除去するようにしているので、
残留エコーをさらに低減することができる。特に、適応
フィルタによるエコーキャンセラが苦手とし、耳に付く
高域の残留エコーを低減できる。また、近端話者音声な
ど送信すべき信号への影響を最小限に抑えることがで
き、さらに残留エコー以外の背景雑音などをも同時に抑
えることができて、聞き易い極めて良好な送信信号を得
ることが可能となる。

【００７０】

【００７１】特に、請求項１記載の発明によれば、ノイ
ズ抑制手段のローパスフィルタは、移動平均処理によっ
て実現されるので、非常に簡易な方法でローパスフィル
タを実現できる。

【００７２】また、請求項２記載の発明によれば、ロー
パスフィルタのカットオフ周波数の変化は、移動平均処
理の移動平均区間長の変化によって実現されるので、少
ない演算量で済み、また、ローパスフィルタを小規模な
ハードウェアで実現できる。

【００７３】また、請求項３記載の発明によれば、ノイ
ズ抑制手段は、信号のパワーレベルを計算するパワー計
算手段と、パワー計算手段によって計算された信号のパ
ワーレベルを所定のノイズ判定しきい値と比較する比較
手段と、比較の結果、信号のパワーレベルがノイズ判定
しきい値以下のときに、信号に対してローパスフィルタ
によるノイズ抑制処理を行なうノイズ抑制処理手段とを
備えているので、残留エコーや背景雑音などの送信すべ
きでない信号についてのみノイズ抑制処理がなされ、近
端話者音声など送信すべき信号への影響を最小限に抑え
ることができる。また、請求項３記載の発明によれば、
パワー計算手段は、信号のパワーをデジタル演算によっ
て２のべき乗表現の指数の形で求め、前記比較手段は、
２のべき乗表現の指数の形のパワーレベルを２のべき乗
表現の指数の形のノイズ判定しきい値から減じた値を移
動平均区間長ビット数ｍとして求め、前記ノイズ抑制処
理手段は、移動平均区間長ビット数ｍが負でないとき
に、該移動平均区間長ビット数ｍにより定まる区間長の
移動平均処理をデジタル演算で行なうので、近端話者音
声など送信すべき信号への影響を最小限に抑えることが
でき、また、区間長がビット表現されているので、演算
量を削減できる。

【００７４】

【００７５】

【００７６】

【００７７】

【００７８】

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明に係るエコーキャンセラの第１の構成例
を示す図である。

【図２】ノイズ抑制部の構成例を示す図である。

【図３】パワー計算部の構成例を示す図である。

【図４】本発明に係るエコーキャンセラの第２の構成例
を示す図である。

【図５】バイアス除去部の構成例を示す図である。

【図６】図４のエコーキャンセラの変形例を示す図であ
る。

【図７】本発明に係るエコーキャンセラの他の構成例を
示す図である。

【図８】一般的なエコーキャンセラの構成例を示す図で
ある。

【図９】エコーインパルス応答系列を説明するための図
である。

【符号の説明】

１スピーカ２エコーパス(エコー経路) ３マイク４エコーキャンセル部１１ノイズ抑制部２１パワー計算部２２パワー指数取出部２３減算部２４ノイズ抑制処理部２５判定切替制御部３１２乗演算回路３２パワーレジスタ３３乗算器３４シフタ３５加算器４１シフタ４２減算器４３合計レジスタ４４乗算器４５シフタ４６加算器４７シフタ６０バイアス除去部６２バイアス計算部６３減算器６４切替器６５バイアスレジスタ６６乗算器６７シフタ６８加算器７０バイアス除去部

Claims

(57)【特許請求の範囲】

【請求項１】エコー経路を模擬するフィルタに受信信
号を通すことによって擬似エコーを生成し、入力信号に
この擬似エコーを位相反転して加えることにより、エコ
ーを消去するエコーキャンセル手段と、信号のパワーが
小さいときにはカットオフ周波数が低く、信号のパワー
が大きいときにはカットオフ周波数が高くなるように、
カットオフ周波数が変化するローパスフィルタを用いた
ノイズ抑制手段とを備え、エコーキャンセル手段からの
出力をノイズ抑制手段に与え、エコーキャンセル手段の
出力に含まれているノイズ成分をノイズ抑制手段により
除去するようになっており、前記ノイズ抑制手段のロー
パスフィルタは、移動平均処理によって実現されること
を特徴とするエコーキャンセラ。
【請求項２】エコー経路を模擬するフィルタに受信信
号を通すことによって擬似エコーを生成し、入力信号に
この擬似エコーを位相反転して加えることにより、エコ
ーを消去するエコーキャンセル手段と、信号のパワーが
小さいときにはカットオフ周波数が低く、信号のパワー
が大きいときにはカットオフ周波数が高くなるように、
カットオフ周波数が変化するローパスフィルタを用いた
ノイズ抑制手段とを備え、エコーキャンセル手段からの
出力をノイズ抑制手段に与え、エコーキャンセル手段の
出力に含まれているノイズ成分をノイズ抑制手段により
除去するようになっており、ローパスフィルタのカット
オフ周波数の変化は、移動平均処理の移動平均区間長の
変化によって実現されることを特徴とするエコーキャン
セラ。
【請求項３】請求項１または請求項２記載のエコーキ
ャンセラにおいて、前記ノイズ抑制手段は、信号のパワ
ーレベルを計算するパワー計算手段と、パワー計算手段
によって計算された信号のパワーレベルを所定のノイズ
判定しきい値と比較する比較手段と、比較の結果、信号
のパワーレベルがノイズ判定しきい値以下のときに、信
号に対してローパスフィルタによるノイズ抑制処理を行
なうノイズ抑制処理手段とを備えており、前記パワー計
算手段は、信号のパワーをデジタル演算によって２のべ
き乗表現の指数の形で求め、前記比較手段は、２のべき
乗表現の指数の形のパワーレベルを２のべき乗表現の指
数の形のノイズ判定しきい値から減じた値を移動平均区
間長ビット数ｍとして求め、前記ノイズ抑制処理手段
は、移動平均区間長ビット数ｍが負でないときに、該移
動平均区間長ビット数ｍにより定まる区間長の移動平均
処理をデジタル演算で行なうことを特徴とするエコーキ
ャンセラ。