JP3248550B2 - 反響消去装置 - Google Patents

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【産業上の利用分野】この発明は、２線４線変換系およ
び拡声通話系などにおいてハウリングの原因および聴覚
上の障害となる反響信号を消去あるいは抑圧する反響制
御装置に関するものである。

【０００２】

【従来の技術】図５Ａは、拡声通話系の模式図である。
送話者１０の発声した送話音声は、送話用マイクロホン
１１、送話信号増幅器１２、伝送路１３ａ、受話信号増
幅器１４を順次経て受話スピーカ１５に供給され、スピ
ーカ１５からの再生音声が受話者１６に伝わる。一方受
話者１６が発声した音声は送話マイクロホン１７、送話
信号増幅器１８、伝送路１３ｂ、受話信号増幅器１９、
受話スピーカ２１を順次経て送話者１０へ伝わる。この
拡声通話系は、従来の電話通話系のように送受話器を手
に持つ必要がないため、作業をしながらの通話が可能で
あったり、また自然な対面通話が実現できるという長所
を持ち、通信会議やテレビ電話、拡声電話機などに広く
利用が進められている。

【０００３】一方、この拡声通話系の欠点としては、反
響の存在が問題となっている。即ち、図５Ａにおいてス
ピーカ１５から受話側に伝わった音声が、矢印２２で示
すようにマイクロホン１７で受音され、増幅器１８、伝
送路１３ｂ、増幅器１９、スピーカ２１を経て送話側に
再生される。送話者１０にとってこの現象は、自分の発
声した音声がスピーカ２１から再生されるという反響現
象であり、音響エコーなどと呼ばれている。この反響現
象は拡声通話系において通話の障害や不快感などの悪影
響を生じる。さらに、スピーカ２１から再生された音は
マイクロホン１１で受音されて信号の閉ループを形成す
る。そして２０ループの利得が１より大きい場合にはハ
ウリング現象が発生して通話は不能となる。

【０００４】このような拡声通話系の問題点を克服する
ために、損失制御装置や反響消去装置などが利用されて
いる。図５Ｂは損失制御装置の一例を示した模式図で、
図５Ａと共通な部分には同一の番号を付与した。また、
簡単のため増幅器は省略し、かつ図５Ａにおける受話者
１６側のみを示した。損失制御回路２３に伝送路１３ａ
からの受話信号ｘ（ｎ) 、およびマイクロホン１７の出
力信号ｚ（ｎ）（ｎは時間を表すパラメータ）が入力さ
れ、それらの大きさに基づいて送受話状態の判定が行わ
れる。送受話状態の判定方法としては、例えば、受話信
号ｘ（ｎ）と出力信号ｚ（ｎ）との各短時間パワーＰｘ
（ｎ），Ｐｚ（ｎ）を計算してその大きさを比較する。
ここで矢印２２を通った、つまり反響路を通った反響信
号ｙ（ｎ）は受話信号ｘ（ｎ）より小さいと仮定する
と、受話者１６が発声した送話信号ｓ（ｎ）が無い時に
は、Ｐｘ（ｎ）＞Ｐｚ（ｎ）が成立し、この時には受話
状態と判定する。一方、あるレベル以上の送話信号ｓ
（ｎ）が存在すると、Ｐｘ（ｎ）＜Ｐｚ（ｎ）となり、
この時には送話状態と判定する。そして受話状態と判定
されれば、マイクロホン１７の出力側に挿入した送話側
損失器２４に損失を挿入する。その結果、スピーカ１５
から回り込んでマイクロホン１７で受音された反響信号
ｙ（ｎ）は、損失器２４によって減衰されて反響現象が
軽減される。一方、送話状態であると判定されれば、送
話側の損失器２４の損失は０（ｄＢ）として、スピーカ
１５の前段に挿入された受話側損失器２５に損失を挿入
する。その結果、マイクロホン１７で受音された送話信
号は減衰する事なく伝送される。また、損失を受話側に
挿入したことによって閉ループ利得を１以下に保ち、ハ
ウリング現象を防止することができる。

【０００５】以上説明したようにその損失制御装置２６
を用いれば反響現象を軽減させることが可能であるが、
構成を簡単に保つために挿入損失量は固定とする場合が
ある。この場合にはあらゆる状況を想定して挿入損失量
の値としては、大きな値（例えば２０ｄＢ）が与えられ
ている。しかしながら、挿入される損失量が１０ｄＢを
越えると、送受話判定の時間遅れなどによって、音声の
語頭や語尾の切断が生じて、通話品質が低下するという
問題が生じる。

【０００６】そこで、実際に使用される状況での音響結
合量に応じて適応的に損失量を制御する適応型損失制御
装置が提案されている。図６Ａは、適応型損失制御装置
の模式図である。図５Ｂと共通な部分には同一の番号を
付与した。挿入損失量決定回路２７に損失器２５を通過
した後の信号Ｌ _R ｘ（ｎ）、及びマイクロホン１７から
の出力信号ｚ（ｎ）が入力され、これらのレベルに基づ
いてスピーカ１５からマイクロホン１７までの間の音響
結合量Ｇを推定し、その推定量に応じて挿入損失量を決
定する。例えば、音響結合量の予測値Ｇ′はＬ_R ｘ
（ｎ）とｚ（ｎ）の各短時間パワーＰＬ_R ｘ（ｎ）とＰ
ｚ（ｎ）を用いて、以下のように計算できる。

【０００７】Ｇ′＝Ｐｚ（ｎ）／ＰＬ_R ｘ（ｎ） この予測結合量Ｇ′が１（０ｄＢ）よりも大きければ、
ｘ（ｎ）とＬ_T ｚ（ｎ）との間の利得が１以下になるよ
うな損失量を挿入損失量決定回路２７で計算する。例え
ば、Ｇ′が４（６ｄＢ）である場合には、入力信号ｘ
（ｎ）と送信信号Ｌ_T ｚ（ｎ）との間の開ループ利得を
１（０ｄＢ）以下に保つために、挿入損失量は０．５
（パワーで６ｄＢ）以下にする。また、音響結合量Ｇが
変化し、Ｇ′が２（３ｄＢ）になった場合には、挿入損
失量は０．７（パワーで３ｄＢ）以下にする。このよう
に決定された挿入損失量は損失制御回路２３に転送され
る。損失制御回路２３は前述した判断により、損失器２
４，２５に挿入損失量を与える。

【０００８】以上説明したように、適応型損失制御装置
においては、反響路の音響結合量Ｇの大きさに応じて挿
入損失量を決定し、損失を挿入することにより通話品質
の低下を最小限に押さえることが可能となる。しかしな
がら、音響結合量Ｇの推定は短時間パワで計算するた
め、正確な値を知ることは困難である。

【０００９】以上説明したように、適応型損失制御装置
を用いれば反響現象を軽減させることが可能であるが、
音響結合量Ｇの大きい条件下では、依然として通話品質
が低下するという問題が残されている。次に説明する反
響消去装置は、このような問題が生じない新しい技術と
して、近年導入が進められている。図６Ｂは従来の反響
消去装置３１の一例を示す。反響消去装置３１では、ま
ず反響路推定回路３２において反響路２２のインパルス
応答（反響路伝送特性）を推定し、その推定値ｈ
（ｎ）′を疑似反響路３３に転送する。次に疑似反響路
３３において、推定インパルス応答ｈ（ｎ）′と受話信
号ｘ（ｎ）との畳み込み演算を実行して疑似反響信号ｙ
（ｎ）′を合成する。そして減算器３４において、マイ
クロホン１７の出力信号ｚ（ｎ）から疑似反響信号ｙ
（ｎ）′を差し引く。反響路２２のインパルス応答の推
定が良好に行われていれば、反響信号ｙ（ｎ）と疑似反
響信号ｙ（ｎ）′はほぼ等しいものとなっており、減算
器３４での減算の結果、マイクロホン出力ｚ（ｎ）に含
まれる反響信号ｙ（ｎ）は消去される。なおマイクロホ
ン１７の出力ｚ（ｎ）のみを見れば反響信号ｙ（ｎ）と
信号ｓ（ｎ）とを区別できない、よってｚ（ｎ）を反響
信号と云うこともある。

【００１０】ここで疑似反響路３３は反響路２２の特性
ｈ（ｎ）の経時変動に追従する必要がある。そのため反
響路推定回路３２では、適応アルゴリズムを用いて、反
響路２２のインパルス応答の推定を行う。この推定動作
は受話状態、即ちｓ（ｎ）≒０であって、ｚ（ｎ）≒ｙ
（ｎ）とみなせる時に実行される。受話状態において、
減算器３４の出力、つまり誤差信号ｅ（ｎ）は反響信号
ｙ（ｎ）の消去残差ｙ（ｎ）−ｙ（ｎ）′と見なすこと
ができる。以下の説明では、この受話状態を仮定する。
適応アルゴリズムとは、受話信号ｘ（ｎ）と誤差信号ｅ
（ｎ）を用いて、ｅ（ｎ）のパワーが最小になるように
インパルス応答の推定値ｈ（ｎ）′を定めるアルゴリズ
ムであって、ＬＭＳ法、学習同定法、ＥＳ法などが知ら
れている。

【００１１】次に代表的な適応アルゴリズムについて説
明する。疑似反響路３３としてディジタルＦＩＲフィル
タを利用する場合には、フィルタのインパルス応答とフ
ィルタ係数は一致するので、以下、反響路インパルス応
答の推定値ｈ（ｎ）′をフィルタ係数と呼ぶことにす
る。適応アルゴリズムにおいて、ｈ（ｎ）′の推定は逐
次式の形で行われる。即ち、時刻ｎ＋１のフィルタ係数
ｈ（ｎ＋１）′は、時刻ｎのフィルタ係数ｈ（ｎ）′を
修正して得られるという次式によって計算される。

【００１２】 ｈ（ｎ＋１）′＝ｈ（ｎ）′＋αΔ（ｎ） （１） ただし、 ｈ（ｎ）′＝（ｈ１（ｎ）′，ｈ２（ｎ）′，…，ｈＬ
（ｎ）′）^T ： フィルタ係数（時刻ｎにおける疑似反響路３３のインパ
ルス応答を表すベクトル） Δ（ｎ）：係数の修正方向を表すベクトル α：ステップサイズ（係数の修正の大きさを表すパラメ
ータ：スカラ量） Ｌ：タップ数（フィルタ係数の数）^T ：ベクトルの転置 ｎ：離散化時間 Δ（ｎ）はアルゴリズムに応じて異なっており、例え
ば、ＬＭＳ法では Δ（ｎ）＝ｅ（ｎ）ｘ（ｎ） （２） 学習同定法では Δ（ｎ）＝ｅ（ｎ）Ｘ（ｎ）／（Ｘ（ｎ）^T Ｘ（ｎ））（３） となる。ただし、 ｅ（ｎ）：誤差信号（＝ｙ（ｎ）−ｙ（ｎ）′） ｙ（ｎ）′＝ｈ（ｎ）′^T Ｘ（ｎ） Ｘ（ｎ）＝（ｘ(n),ｘ(n-1) ，…，ｘ（n-L+1)）^T ：受
話信号ベクトル ここで、疑似反響路３２の特性が真の反響路２２の特性
に近く、疑似反響信号ｙ（ｎ）′が反響信号ｙ（ｎ）に
ほぼ等しくなった状態を収束したと呼ぶ。

【００１３】各種の適応アルゴリズムでは、ステップサ
イズパラメータαは、通常１に設定される。ステップサ
イズパラメータαは、収束の様子に影響を与える量であ
り、その値が１の場合には収束速度が最大となり、１よ
りも小さい値に設定すると収束速度は遅くなるが、最終
の誤差値が１の場合より小さくなる。このため初期状態
ではステップサイズパラメータαを１に設定し、ある程
度収束した場合には、ステップサイズパラメータαを小
さくするという可変ステップサイズパラメータ型の適応
アルゴリズムも提案されている。このようなアルゴリズ
ムにおいては、収束の状態を正しく判断する必要があ
る。

【００１４】さらに、反響路２２の特性を推定するアル
ゴリズムは、近端話者の送話信号が存在する場合には、
それを誤差と見なし誤った方向に疑似反響路３２を設定
してしまう。そこで受話信号ｘ（ｎ）と近端話者の送話
信号ｓ（ｎ）の混在（ダブルトーク）の有無を検出して
ダブルトーク状態では反響路の推定を停止する必要が生
じる。

【００１５】ダブルトーク時の適応推定の停止の問題を
解決する一方法として、陽にタブルトークを検出するこ
となく、良好に反響路の推定を行なうＦＧ／ＢＧ（フォ
アグラウンド／バックグラウンド）方式が提案されてい
る。図７ＡはＦＧ／ＢＧ方式を用いて構成された反響消
去装置３６を示し、図６Ｂと共通な部分には同一の番号
を付与した。ＦＧ／ＢＧ方式反響消去装置３６では、ま
ず反響路推定回路３２において反響路２２のインパルス
応答を推定し、その推定値ｈｂ（ｎ）′をＢＧ側の疑似
反響路３３に転送する。次にＢＧ側の疑似反響路３３に
おいて、ｈｂ（ｎ）′と受話信号ｘ（ｎ）との畳み込み
演算を実行して疑似反響信号ｙｂ（ｎ）′を合成する。
そして減算器３４において、マイクロホン１７の出力信
号ｚ（ｎ）から疑似反響信号ｙｂ（ｎ）′を差し引く。
反響路インパルス応答の推定が良好に行われていれば、
反響信号ｙ（ｎ）と疑似反響信号ｙｂ（ｎ）′はほぼ等
しいものとなる。ＢＧ側の疑似反響路３３の特性が真の
反響路２２の特性に近ければ、ＢＧ側の疑似反響路３３
の係数をＦＧ側の疑似反響路３７の係数に転送する。一
般的にはＢＧ側の疑似反響路３３が真の反響路２２の特
性に近づいたことは、マイクロホン出力信号ｚ（ｎ）と
疑似反響信号ｙｂ（ｎ）′の差ｅｂ（ｎ）とｚ（ｎ）と
のパワーを比較することで行なわれる。ここでパワーと
は信号の時間積分値であり、離散化された信号を扱う場
合には、例えばＰｘ（ｎ）＝Σｘ² （ｎ−ｉ）（Σはｉ
＝０からｋ−１まで）のように計算される。ここでは積
分時間を表す。前記係数の転送は次のように行われる。
即ち、入力判定回路３８で入力信号ｘ（ｎ）が設定さ
れたしきい値以上の時に、パワー比較回路３９で誤差
信号ｅｂ（ｎ）のパワーがｚ（ｎ）のパワーよりある程
度以上小さいと判断され、かつ誤差比較回路４１でＢ
Ｇ側の誤差信号ｅｂ（ｎ）のパワーがＦＧ側の誤差信号
ｅｆ（ｎ）（ＦＧ側疑似反響路３７の出力とｚ（ｎ）と
の差）のパワーよりも小さいと判断された時に、推定さ
れた係数ｈｂ（ｎ）′は、ＦＧ側疑似反響路係数ｈｆ
（ｎ）′と比べて、実際の反響路２２のインパルス応答
をより良く模擬していると考えられるので、ＢＧ側疑似
反響路３３の係数ｈｂ（ｎ）′をＦＧ側疑似反響路３７
に転送する。ＦＧ側疑似反響路３７の係数ｈｆ（ｎ）′
は、上記の条件が満たされた時のみ更新されるので、ダ
ブルトーク時にＢＧ側の反響路推定回路３２が誤推定を
した場合には上記条件が満たされないため、ＢＧ側係数
がＦＧ側に転送されず、ダブルトーク前の良好なエコー
消去が保持される。ＦＧ側疑似反響路３７から疑似反響
信号ｙｆ（ｎ）′を減算器４２でｚ（ｎ）から減算し、
その減算出力ｅｆ（ｎ）を伝送路１３ｂへ出力する。

【００１６】しかしながら、ＦＧ／ＢＧ方式において
は、バックグラウンド側の疑似反響路３３の特性が真の
反響路２２と異なっていても転送判定回路４３が上記
の条件を満たし、誤ったＢＧ側疑似反響路３３の係
数をＦＧ側疑似反響路３７に転送してしまう場合があ
る。これは、特に入力信号ｘ（ｎ）が正弦波的である母
音などの時に、疑似反響路の係数が誤っていても誤差信
号ｅ（ｎ）のパワーが小さくなってしまうために起こ
る。

【００１７】また、以上説明してきた反響消去装置３１
及びＦＧ／ＢＧ方式反響消去装置３６は、初期の段階や
使用中での反響路２２の変化に対し、十分な反響消去量
が得られず、ハウリングを起こすという問題がある。こ
の問題を解決する方法としては、初期学習を行なうか、
あるいは反響消去装置が収束していない場合には、ハウ
リングが起こらない程度の損失を損失制御装置２８によ
り挿入しておくことなどが考えられる。以下では、反響
消去装置と前述した適応型損失制御装置を組み合わせた
事例を図７Ｂ、図８に示す。図７Ｂでは反響消去装置３
１と伝送路１３ａ，１３ｂとの間に適応型損失制御装置
２６が挿入されている。図８ではＦＧ／ＢＧ方式を用い
た反響消去装置３６と伝送路１３ａ，１３ｂとの間を適
応型損失制御装置２６が挿入された例である。これら図
において、図６Ａ，６Ｂ，７Ａと共通な部分には同一の
番号を付与した。これら装置において、適応型損失制御
装置２６は、反響消去装置３１又は３６を含めたスピー
カ１５とマイクロホン１７との間での音響結合量に対応
した損失を挿入する。このため初期の段階において反響
消去装置３１又は３６の反響消去量が少ない場合には、
適応型損失制御装置２６の挿入損失量を大きくして反響
を抑圧し、反響消去装置３１又は３６によりある程度反
響信号が取り除かれた場合には、適応型損失制御装置２
６の挿入損失量を小さくすることができる。

【００１８】以上説明したように、反響消去装置で問題
であった反響消去量が少ない場合のハウリング抑圧を反
響消去装置と適応型損失制御装置を組み合わせることに
より解決できることが分かる。しかしながら反響消去装
置側でどの程度反響が取り除かれたかを正しく判断しな
いと、例えば、ハウリングの防止に必要な挿入損失量以
下に挿入損失量を変化させてしまう可能性がある。

【００１９】

【発明が解決しようとする課題】以上説明したように従
来の反響消去装置においては、誤差信号が反響信号に比
べ小さくなった場合においても疑似反響路が真の反響路
を模擬していない場合がある。このような場合には、可
変ステップサイズパラメータ型の適応アルゴリズムにお
いては、収束していなくても収束していると判断するた
め、ステップサイズパラメータを小さくしてしまい、収
束が遅くなるといった問題が生じる。またＦＧ／ＢＧ方
式反響消去装置においては、収束していないＢＧ側の係
数をＦＧ側の係数に転送するといった誤転送が発生す
る。更に、反響消去装置と適応型損失制御装置とを組み
合わせた装置においては、ハウリングの防止に必要な挿
入損失量以下に挿入損失量を変化させてしまう可能性が
ある。このような問題を解決するために、この発明は疑
似反響路が真の反響路を正しく模擬する反響消去装置を
提供することを目的とする。

【００２０】

【課題を解決するための手段】請求項１の発明によれ
ば、反響信号ｚ（ｎ）のパワーと誤差信号ｅ（ｎ）のパ
ワーとの比が演算され、逆ピークホールド手段でその演
算された比の所定時間内での最も小さい値を、移動逆ピ
ーク値として連続的に求め、その移動逆ピーク値を次の
移動逆ピーク値が得られるまで、疑似反響路の反響路と
の一致性を示す信号として出力される。請求項２の発明
によれば請求項１の発明に適応型損失制御部が設けら
れ、その損失量の制御が上記逆ピークホールド手段の出
力により行われる。

【００２１】請求項３の発明によれば請求項１又は２の
発明において、反響消去はＢＧ／ＦＧ方式とされ、その
ＢＧ／ＦＧ方式におけるＢＧ側の疑似反響路が反響路と
よく一致した状態の判定に上記逆ピークホールド手段の
出力が用いられる。請求項４の発明によれば請求項１乃
至３の何れかの発明において、反響路推定の適応アルゴ
リズムにおける収束度を決めるステップサイズパラメー
タが上記逆ピークホールド手段の出力に応じて制御され
る。

【００２２】

【実施例】図１にこの発明を反響消去装置３１と適応型
損失制御装置２６とを組み合せた装置に適用した実施例
を示し、図７Ｂと共通な部分には同一番号を付与した。
この発明においてはパワー比演算部５１でマイクロホン
出力（反響信号）ｚ（ｎ）のパワーＰｚ（ｎ）と、誤差
信号ｅ（ｎ）のパワーＰｅ（ｎ）とのパワー比ＥＲ
（ｎ）＝Ｐｚ（ｎ）／Ｐｅ（ｎ）が演算される。逆ピー
クホールド回路５２においてこのパワー比ＥＲのある時
間内での最も小さい値、つまり逆ピーク値を連続的に検
出する、つまり移動逆ピーク値が検出される。即ち逆ピ
ークホールド回路５２では次式の演算がなされる。

【００２３】ｉｐｋ（ｎ）＝ｍｉｎ〔ＥＲ（ｎ），β・
ｉｐｋ（ｎ−１）〕 ここでｉｐｋ（ｎ）は逆ピーク値、βは逆減衰定数で１
以上で１に非常に近い値、使用しているアルゴリズムの
収束速度や使用している適応フィルタのタップ数に依存
するが、アルゴリズムの収束速度になるべく近づくよう
な値にする。通常使用される学習同定法では１．０００
１±０．００００５程度がよい。ｍｉｎ〔ａ，ｂ〕はａ
とｂとを比較して小さい方の値を出力する関数である。
この逆ピークホールド回路５２の出力を、疑似反響路３
３の収束性の判断にする。つまりこの逆ピークホールド
回路５２の出力が大きい程収束状態が良いと判定する。

【００２４】図２はこの発明の効果を示すグラフであ
り、収束の様子を示したものである。横軸は時間、縦軸
は疑似反響路３３と真の反響路２２との間の近さを表す
収束の様子を示す値であり、大きい値ほど近いことを示
す。これは計算機シミュレーションの結果であり、点線
５４はマイクロホン出力信号ｚ（ｎ）と誤差信号ｅ
（ｎ）との各パワーＰｙ（ｎ）、Ｐｅ（ｎ）の比（１０
ｌｏｇ（Ｐｚ（ｎ）／Ｐｅ（ｎ）））を表したもので、
従来から収束の判定に用いられてきた値である。但しパ
ワーを計算する際の積分時間は、積分時間が長い場合に
は収束の判定と実際の収束の状態との間に時間的なずれ
が生じるため、ここでは短い値を用いている。実線５５
は逆ピークホールド回路５２にて計算された逆ピークホ
ールド値ｉｐｅｋａ（ｎ）である。但し、逆減算定数β
を１．０００１とし、ｉｐｅｋａ（ｎ）の最小値は５ｄ
Ｂとしている。また、一点鎖線５６は、反響路２２と疑
似反響路３３との間の真の収束の様子を示す。つまりシ
ミュレーションであるから反響路２２のインパルス応答
ｈ（ｎ）がわかっているから、これに対する疑似反響路
３３のインパルス応答の近似度を示し、例えばΣ１０ｌ
ｏｇ₁₀ｈ_i （ｎ）² ／（（ｈ_i （ｎ）−ｈ
_i （ｎ）′））² （Σはｉ＝１からＬまで）により求め
る。

【００２５】矢印５７は、その時刻で反響路２２が変化
した時刻を示す。図２から、従来のパワー比較の場合
（曲線５４）は疑似反響路３３が真の反響路２２に近く
ない場合でも、収束状態を表す値が大きくなっている場
合があることが分かる。例えば１０ｄＢ以上で収束と判
定すると誤った判定をすることがある。一方逆ピークホ
ールド値（曲線５５）を用いた場合にはばらつきが少な
くなり、疑似反響路３３の反響路２２との実際に一致性
（曲線５６）に近い。例えば矢印５７以後は実際には収
束してなく、曲線５５も１０ｄＢ以下であるが、曲線５
４は１０ｄＢを越える部分があり、収束と誤判定するお
それがある。従って、従来のパワー比較により収束の様
子を評価するよりも、逆ピークホールド値を用いて収束
の様子を評価したほうが、より反響路２２と疑似反響路
３３との真の収束の様子を的確に示していることが分か
る。

【００２６】この発明では逆ピークホールド値を収束状
態の判定に使用しているため、逆ピークホールド回路５
２は初期の段階の収束状態の悪い状態を保持し、予想さ
れる収束速度程度でその最小値を持ち上げるため、それ
以上に早い収束については誤りであるとして切り捨てる
ことになる。このため、非常に早く収束したという誤っ
た計算が減り、バラツキが少なくなる。また母音等で
は、収束していないにもかかわらず見かけ上早い収束を
示す場合があるが、これも母音の始まりにおいて収束し
ていなければ、それを保持するため、正確な値に近い値
として計算することになり、誤判定をしない。

【００２７】逆ピークホールド回路５２で例えば１０ｌ
ｏｇｉｐｋ（ｎ）を計算して、例えば、１０ｄＢ以上で
あればこれだけ反響信号が消去されていると判断して、
適応型挿入制御装置２６において、初期値より損失量を
１０ｄＢ分だけ下げるように、逆ピークホールド回路５
２の出力に応じて挿入損失量決定回路２７で挿入損失量
を決定する。

【００２８】この発明を反響消去装置３１と適応型損失
制御装置２６とを組み合わせた装置に適用したこの第１
の実施例では、図２から明らかなように実際に収束した
値に近い値を計算できる。適応型損失制御装置２６は、
反響消去装置３１にて得られた反響消去量に応じてこれ
が大きくなるに従って挿入損失量を小さくすることがで
きるが、従来のｚ（ｎ）とｅ（ｎ）のパワー比較では、
実際には反響消去されていなくても計算上反響消去が得
られていると判断し、必要以上に挿入損失量を小さくし
てしまうことがある。一方この発明では逆ピークホール
ド回路５２で計算した値（曲線５５）が実際に収束した
値（曲線５６）に近いことから、この結果を挿入損失量
決定回路２７に送ることにより、的確な挿入損失量を決
定することができる。

【００２９】この実施例ではこの発明による収束判定
を、適応型損失制御装置２６と反響消去装置３１とを組
み合わせた装置に適用しているが、組み合わせ方として
は、適応型損失制御装置２６とＦＧ／ＢＧ型の反響消去
装置３６とを組み合わせた装置にも同様に適用できる。
次にこの発明を第２の実施例として、反響消去装置の反
響路推定適応アルゴリズムに適用した例を図３に示す。
図において、図６Ｂと共通な部分には同一の番号を付与
した。ＬＭＳ、学習同定法、射影アルゴリズム、ＲＬＳ
等の各種の適応アルゴリズムでは、収束していない段階
では、収束速度を早めるためにステップサイズパラメー
タを１に設定し、ある程度収束した場合には、最終の定
常消去量を小さくするためにステップサイズパラメータ
を小さくするという可変ステップサイズパラメータ型の
適応アルゴリズムが提案されている。この可変ステップ
サイズパラメータ型のアルゴリズムに於ては、どの程度
収束しているかにより、ステップサイズパラメータを可
変にするため、収束状態を的確に計算しなければならな
い。図２に示したように、この発明によれば、現在何ｄ
Ｂ収束したかが、実際の値に近く計算できる。このため
この実施例では逆ピークホールド回路５２の出力をステ
ップサイズパラメータ可変回路５８に入力し、例えば図
２では、逆ピークホールド回路５２の出力、つまり収束
値が１０ｄＢ以下ではステップサイズパラメータは１、
収束値が１０から１５ｄＢまでの間では０．５、１５ｄ
Ｂ以上では０．１にする。このように制御されるステッ
プサイズパラメータを、推定回路３２における適応アル
ゴリズムのステップサイズに用いる。曲線５５から解る
ようにこの発明では、時間によるばらつきが少ない状態
でステップサイズの変更を行なえる。一方、従来の収束
度の判定では、時間による収束値が実際の収束の状態
（曲線５６）に比べてばらばらであるため、実際収束し
ていなくてもステップサイズパラメータを０．１などに
小さくしてしまうことがある。

【００３０】次にこの発明の第３の実施例として、ＦＧ
／ＢＧ方式を用いた反響消去装置に適用した場合につい
て説明する。図４はその実施例であり、図７Ａ、図１と
共通な部分には同一の番号を付与した。従来のＦＧ／Ｂ
Ｇ方式では、先に説明したように、ＢＧ側の疑似反響路
が真の反響路に近いという転送条件を誤差信号ｅｂ
（ｎ）のパワーが反響信号ｚ（ｎ）のパワーよりある程
度以上小さくなったかどうかで判断している。一方、こ
の発明をＦＧ／ＢＧ方式に適用した場合には、図７Ａに
ついて述べたように入力信号ｘ（ｎ）がしきい値以上
で、ＢＧ側の誤差信号ｅｂ（ｎ）のパワーがＦＧ側の
誤差信号ｅｆ（ｎ）のパワーより小さい他に、ＢＧ側
の疑似反響路３３が真の反響路２２に近いという転送条
件を逆ピークホールド回路５２の出力が所定値以上にな
ったかどうかで判断することになり、図２で説明したよ
うに、パワー比較より逆ピークホールド値の方が、反響
路と疑似反響路との差を的確に表すことが出来る。従っ
て、従来のパワー比較時に起こるＢＧ側の疑似反響路３
３が真の反響路２２と異なっている時にＢＧ側疑似反響
路３３の係数をＦＧ側疑似反響路３７に転送してしまう
といった問題は、逆ピークホールド値を用いた比較によ
り解決される。

【００３１】図１、図４の推定回路３２に対しても図３
について述べたステップサイズパラメータ可変回路５８
をそれぞれ設けて逆ピークホールド回路５２の出力によ
りステップサイズを変化させてもよい。

【００３２】

【発明の効果】以上説明したように、この発明は疑似反
響路が真の反響路にどれだけ近いかの評価を、反響信号
と誤差信号とのパワー比の逆ピークホールド値を用いる
ことにより、従来の単純なパワーでの比較よりも、実際
の値に近い値として行なうことができる。

【００３３】これを反響消去装置と適応型損失制御装置
とを組み合わせた装置に適用した場合には、反響消去装
置でどの程度反響が消去されているかを実際の値に近い
値で計算でき、挿入損失量を的確に変化させることがで
きるようになり、通話品質の改善につながる。また反響
消去の状態に合わせてステップサイズパラメータを可変
とする反響路推定適応アルゴリズムにおいて、反響消去
装置の判定に逆ピークホールド値を用いることにより的
確にステップサイズパラメータを変化させることがで
き、可変ステップサイズパラメータ型の適応アルゴリズ
ムの目的である収束していない段階では、収束速度を早
めるためにステップサイズパラメータを１に設定し、あ
る程度収束した場合には、最終の定常消去量を小さくす
るためにステップサイズパラメータを小さくするという
効果を最大限に引き出すことが可能となる。

【００３４】さらに、これまで正しく計算することが困
難であったＦＧ／ＢＧ方式を用いた反響消去装置に適用
した場合には、従来のパワー比較で起きていた誤ったＢ
Ｇ側の係数をＦＧ側に転送することがなくなり通話品質
が改善される。

【図面の簡単な説明】

【図１】この発明を適応型損失制御装置と反響消去装置
とを組み合わせた装置に適用した第１の実施例を示すブ
ロック図。

【図２】この発明の効果を説明するための各種収束を示
す量の変化状態を示す図。

【図３】この発明を可変ステップサイズパラメータ型の
アルゴリズムに適用した第２の実施例を示すブロック
図。

【図４】この発明をＦＧ／ＢＧ方式の反響消去装置に適
用した第３の実施例を示すブロック図。

【図５】Ａは拡声通話系の模式図、Ｂは従来の損失挿入
装置を示すブロック図である。

【図６】Ａは従来の適応型損失制御装置を示すブロック
図、Ｂは従来の反響消去装置を示すブロック図である。

【図７】Ａは従来のＦＧ／ＢＧ方式反響消去装置を示す
ブロック図、Ｂは従来の適応型損失制御装置と反響消去
装置とを組み合わせた装置を示すブロック図である。

【図８】従来の適応型損失制御装置とＦＧ／ＢＧ方式反
響消去装置とを組み合わせた装置を示すブロック図。

フロントページの続き (72)発明者 田中 雅史 東京都千代田区内幸町１丁目１番６号 日本電信電話株式会社内 (56)参考文献 特開 昭62−154824（ＪＰ，Ａ) 特開 昭64−7821（ＪＰ，Ａ) 特開 昭64−7822（ＪＰ，Ａ) 特開 平２−25194（ＪＰ，Ａ) 特開 平２−134030（ＪＰ，Ａ) 特開 昭61−187425（ＪＰ，Ａ) (58)調査した分野(Int.Cl.⁷，ＤＢ名) H04B 3/00 - 3/44

Claims (4)

(57)【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】 反響路への送出信号と、誤差信号とから
   推定手段で、上記反響路の伝達特性を推定し、その推定
   伝達特性を疑似反響路に設定し、その疑似反響路に上記
   送出信号を通して疑似反響信号を生成し、その疑似反響
   信号を減算手段で上記送出信号が上記反響路を経由した
   反響信号から差引くと共にその残りを上記誤差信号とす
   る反響消去装置において、 上記反響信号のパワーと上記誤差信号のパワーとの比を
   演算する手段と、 その演算された比の所定時間内での最も小さい値を、移
   動逆ピーク値として連続的に求め、その移動逆ピーク値
   を、次の移動逆ピーク値が得られるまで上記疑似反響路
   の上記反響路との一致性を示す信号として出力する逆ピ
   ークホールド手段と、 を設けたことを特徴とする反響消去装置。
2. 【請求項２】 上記送出信号と上記反響信号とに応じて
   上記送出信号に与える損失と、上記誤差信号に与える損
   失とを逆に制御し、かつその制御量を、上記疑似反響路
   の上記反響路との一致性に応じて適応的に制御する適応
   型損失制御手段が設けられ、上記制御量の適応的制御が
   上記逆ピークホールド手段の出力にもとづき行われるも
   のであることを特徴とする請求項１記載の反響消去装
   置。
3. 【請求項３】 上記送出信号を第２疑似反響路に通して
   第２疑似反響信号を得、その第２疑似反響信号を上記反
   響信号から減算して第２誤差信号を出力信号とし、その
   第２誤差信号が上記誤差信号より大で、上記疑似反響路
   が上記反響路によく一致した状態を検出して上記疑似反
   響路の特性を上記第２疑似反響路に転送するＢＧ／ＦＧ
   方式とされ、そのＢＧ／ＦＧ方式における上記一致した
   状態の判定に、上記逆ピークホールド手段の出力が用い
   られていることを特徴とする請求項１又は２記載の反響
   消去装置。
4. 【請求項４】 上記推定手段における反響路推定の適応
   アルゴリズムにおける収束度を決めるステップサイズパ
   ラメータが上記逆ピークホールド手段の出力に応じて制
   御されることを特徴とする請求項１乃至３の何れかに記
   載の反響消去装置。