JPS6222290B2

JPS6222290B2 -

Info

Publication number: JPS6222290B2
Application number: JP18954681A
Authority: JP
Inventors: Shigenobu Minami; Tadamichi Kawasaki
Original assignee: Tokyo Shibaura Electric Co Ltd
Current assignee: Toshiba Corp
Priority date: 1981-11-26
Filing date: 1981-11-26
Publication date: 1987-05-18
Also published as: JPS5890832A

Description

【発明の詳細な説明】発明の技術分野本発明はハイブリツド回路を介して２線−４線
変換して接続された回線の上記ハイブリツド回路
における反響信号を効果的に打消すことのできる
実用性の高い反響打消し装置に関する。

発明の技術的背景一般に電話回線は２線回路および４線回路で構
成され、これらの回線間をハイブリツド回路を介
して２線−４線変換して結合されている。この場
合、インピーダンス整合が十分とられているとき
問題はないが、通常回線の接続状況によつてイン
ピーダンスが一定化せず、上記インピーダンス整
合がくずれることが多い。このハイブリツド回路
におけるインピーダンスのミスマツチングにより
送信信号のまわり込みによる反響信号が発生す
る。この反響信号は、長距離回線においては元の
信号から時間的にかなり遅れる為、正常な通話の
障害となる。また近年普及している拡声電話機に
あつては、スピーカとマイクロホンとの音響結合
が比較的大きい為、前記ハイブリツド回路を介し
た信号のループが形成され易く、ハウリングを引
起す要因となつている。

そこで従来、上記の反響信号を減衰させるべ
く、各種の工夫が行われている。エコーキヤンセ
ラー回路を用いた反響打消し装置もその一つであ
り、例えば第１図に示すように構成される。この
装置は、ハイブリツド回路１の４線回路側から見
た場合の反響路特性を例えばインパルス応答の形
で推定し、このインパルス応答に従つてエコーキ
ヤンセラー回路２にて擬似反響信号を生成し、こ
れを減算器３にて実際の反響信号から引き去るこ
とによつて上記反響信号を打消すものである。
尚、図中４は送信側バツフアアンプ、５は受信側
バツフアアンプである。このエコーキヤンセラー
方式による反響打消し装置によれば、信号レベル
に対応した損失を回線に挿入して反響信号を減衰
させるエコーサプレツサ方式に比較して、語頭・
語尾切れの問題が本質的になく、ハウリングに対
する危険性も少ないと云う絶大なる利点を有す
る。

背景技術の問題点さて、トレーニング信号を用いて反響路特性の
推定を行うエコーキヤンセラー方式は、通話信号
を直接利用して反響路特性の推定を行うアダプテ
イブ形のエコーキヤンセラー方式に比して上記推
定に要する時間が短く、また反響信号の打消し効
果が大きいと云う利点を有する。ところが、回線
変動等によつて反響路が変化した場合、これに追
従して反響路特性を推定し直すことが非常に困難
であると云う不具合がある。これは反響路特性の
変化を常時監視する有効な手段がなかつたことに
起因し、トレーニングを行わしめるタイミングを
適切に設定することが甚だ困難であつたことによ
る。この為、反響路特性が変化したとき反響信号
の打消し効果が減少してハウリングが発生すると
云う不具合も生じた。そこで従来では、通話者が
ハウリングを認知したとき、押釦を操作する等し
て強制的にトレーニングタイミングを設定するこ
とが行われているが、実用性の点で問題があつ
た。

発明の目的本発明はこのような事情を考慮してなされたも
ので、その目的とするところは、反響路特性の変
化を検出してトレーニング信号を用いた反響路特
性の推定のタイミングを適正に設定し、このトレ
ーニング信号を用いて推定された反響路特性に従
つて常に効果的な反響信号打消しを行い得る実用
性の高い反響打消し装置を提供することにある。

発明の概要本発明に係る反響打消し装置は、送信部と受信
部との間で反響路を形成する、例えばハイブリツ
ド回路に送信信号に代えてトレーニング信号を供
給する手段、このトレーニング信号の反響信号か
ら前記ハイブリツド回路の反響路特性を推定する
手段、この推定された反響路特性に従つて送信信
号に対する擬似反響信号を生成する手段、前記ハ
イブリツド回路の反響信号から上記擬似反響信号
を差引いて上記反響信号を打消す手段、更に前記
ハイブリツド回路の反響路特性の変化を前記反響
信号の打消し処理が施されて受信部に与えられる
残差信号が検出し、その変化が大なるときに前記
ハイブリツド回路へのトレーニング信号の供給を
行わしめてトレーニング動作を制御する手段とか
らなり、これによつてハイブリツド回路の反響路
特性の変化に追従して適切なタイミングでトレー
ニングを行わしめ、常に反響路特性に応じた擬似
反響信号を生成して効果的な反響信号の打消しを
行わしめるようにしたものである。

特に上記ハイブリツド回路の反響路特性の変化
を、例えばトレーニング信号の反響信号から推定
された反響路特性に従つて生成された擬似反響信
号をハイブリツド回路の受信端出力信号から差引
いて受信部に与えられる残差信号のレベルと、通
話時の反響信号からアダプテイブに推定された反
響路特性に従つて生成された擬似反響信号をハイ
ブリツド回路の上記受信端出力信号から差引いた
参照用残差信号のレベルとを比較し、そのレベル
の大小関係から上記反響路特性の変化を検出する
ようにしている。

発明の効果従つて、このようにして送信部と受信部との間
で反響路を形成する、例えばハイブリツド回路の
反響路特性の変化を検出してトレーニング信号の
供給を制御し、このトレーニング信号の反響信号
から反響路特性を推定して擬似反響信号を生成し
て反響信号を打消すので、回線変動に起因する反
響路特性の変化に左右されることなしに、常に効
果的な通話を可能とする。また拡声電話機におけ
るハウリングの発生も効果的に防止することがで
きる。つまり、トレーニング信号を用いたエコー
キヤンセラー方式の利点を十分に活かした効果的
な反響信号の打消しを行い得、実用的利点が絶大
である。

発明の実施例以下、図面を参照して本発明の実施例につき説
明する。

第２図は本発明装置の基本的な構成を示す図で
ある。尚、第１図に示す従来装置と同一部分には
同一符号を付して説明する。この装置は、ハイブ
リツド回路１の４線側送信ラインにスイツチ回路
６を設け、このスイツチ回路６を介して前記送信
アンプ４を介して供給される送信信号に代えて、
トレーニング信号発生回路７が発生するトレーニ
ング信号をハイブリツド回路１に供給可能に構成
されている。上記スイツチ回路６は、前記受信ア
ンプ５に供給される信号等からハイブリツド回路
１の反響路特性変化を検出する回線変動検出器８
によつて切換動作制御される。またエコーキヤン
セラー回路２は、上記トレーニング信号の供給に
応動して反響路特性の推定動作を行うべく、回線
変動検出器８により動作モード制御されている。
この回線変動検出器８は、例えば前記エコーキヤ
ンセラー回路２とは別に設けられたトランスバー
サルフイルタ形のエコーキヤンセラー回路等によ
つて構成されるもので、通話時に送信信号の反響
信号から常時アダプテイブに反響路特性を推定す
る等して回線変動等に起因する反響路特性の大き
な変化を検出している。そして、この大きな反響
路特性の変化を検出したとき、回線変動検出器８
は前記スイツチ回路６を選択してトレーニング信
号発生回路７からのトレーニング信号を選択して
ハイブリツド回路１への供給を行わしめ、また同
時にエコーキヤンセラー回路２に反響路特性の推
定動作を行わしめている。このトレーニング信号
の選択と反響路特性の推定動作の制御は、例えば
100msec程度の期間に亘つて行われる。そして、
このトレーニング信号の選択供給と、トレーニン
グ信号の反響信号に基づくハイブリツド回路１の
反響路特性の推定が行われたのちには、上記推定
された反響路特性、例えばトレーニング信号のイ
ンパルス応答の形で与えられるデータがエコーキ
ヤンセラー回路２にプリセツトされ、スイツチ回
路６が切換えられて再び送信信号がハイブリツド
回路１に供給される。そして、この通話動作時に
は上記の如く推定された反響路特性に従つて送信
信号に対する擬似反響信号が生成され、ハイブリ
ツド回路１の受信端出力から差引かれて反響信号
の打消しが行われる。この打消し装置が施された
信号が残差信号として受信アンプ５に与えられ
る。このようにして反響信号の打消しを行つて通
話がなされているとき、前記回線変動等による大
きな反響路特性変化が検出されたとき、再び送信
信号に代えてトレーニング信号のハイブリツド回
路１への供給が行われて前述した反響路特性の推
定が繰返して実行される。

かくして上述したように回線変動検出器８にて
ハイブリツド回路１における反響路特性の変化を
受信部に与える残差信号から検出し、その変化が
大なるときにトレーニング信号を供給制御して上
記反響路特性を推定することによつて通話信号に
対して常に適正な擬似反響信号を生成して反響信
号を効果的に打消すことができる。しかも上記ト
レーニング信号による反響路特性推定のタイミン
グを反響路特性の大きな変化に追従して行わしめ
るので、その効果は絶大である。特に従来のよう
にハウリングの発生を認知してからトレーニング
の指示を与えるものと異なり、適応性に優れてい
る。これ故、実用的利点も極めて高い等の従来装
置には期待することのできない効果を奏する。

第３図は本発明に係る反響打消し装置の第１の
実施例を示す概略構成図である。この実施例装置
は、前記回線変動検出器８を、前記エコーキヤン
セラー回路２とは別に設けられた第２のエコーキ
ヤンセラー回路１１、この第２のエコーキヤンセ
ラー回路１１が生成した擬似反響信号をハイブリ
ツド回路１の受信端出力信号から差引いて参照用
残差信号を生成する減算器１２、この減算器１２
が出力する参照用残差信号と前記減算器３から受
信アンプ５に与えられる残差信号とを入力し、そ
の残差信号レベル（電力）を相互比較する比較検
出器１３、読出し専用メモリ（ROM）１４に格
納された制御プログラムに従つて前記比較検出器
１３の検出比較結果を入力して前記スイツチ回路
６およびエコーキヤンセラー回路２の作動を制御
する制御回路１５により構成して実現される。上
記第２のエコーキヤンセラー回路１１は、前記エ
コーキヤンセラー回路２とは独立に、アダプテイ
ブに常時反響路特性の推定を行い乍ら、その推定
された反響路特性に従つて擬似反響信号を生成す
るものである。即ち、第２のエコーキヤンセラー
回路１１は、送信信号あるいはトレーニング信号
のハイブリツド回路１への供給に拘らず、常にそ
のときの反響信号からハイブリツド回路１におけ
る反響路特性を推定している。これに対してエコ
ーキヤンセラー回路２は、制御回路１５の制御を
受けてトレーニング信号供給時にのみトレーニン
グ信号の反響信号から反響路特性の推定を行つて
いる。従つて、エコーキヤンセラー回路２では、
トレーニング信号の反響信号から推定された反響
路特性に従つて送信信号に対する擬似反響信号を
生成するのに対し、第２のエコーキヤンセラー回
路１１ではそのときの送信信号の反響信号から推
定される反響路特性に従つて送信信号に対する擬
似反響信号を生成することになる。そして、これ
らの擬似反響信号は、減算器３，１２にてそれぞ
れ独立にハイブリツド回路１の受信端出力信号か
ら差引かれる。この結果、減算器３からは受信ア
ンプ５に与えられる残差信号が求められ、減算器
１２からは反響路特性の変化を検出する為の参照
用残差信号が求められるようになつている。

ところで、トレーニング信号の反響信号から推
定される反響路特性は、通話時に送信信号の反響
信号からアダプテイブに推定される反響路特性に
比較して、一般的にその反響路特性が定常的な場
合には、実際の反響路特性を良く反映したものと
なる。即ち、トレーニング信号は、インパルス応
答の形で推定される反響路特性が顕著に検出でき
るようなものとして与えられるから、実際の反響
路特性に良く近似したものとなる。これに対して
通話時における送信信号は必ずしも上記反響路特
性の推定に適したものではなく、この為一般的に
は上記送信信号の反響信号から推定された反響路
特性は、実際の反響路特性の特徴を或る程度有す
るものの、さほど顕著に反映していないと云え
る。しかし、送話信号の反響信号からその反響路
特性をアダプテイブに推定した場合、その反響路
特性は実際の反響路特性の変化に追従すると云う
利点がある。

従つて今、ハイブリツド回路１における反響路
特性の変化がない場合、あるいは変化が微小な場
合には、エコーキヤンセラー回路２が推定した反
響路特性が実際の反響路特性に近似していると云
える。従つて、エコーキヤンセラー回路３によつ
て生成される擬似反響信号の方が、第２のエコー
キヤンセラー回路１１によつて生成される擬似反
響信号よりも実際の反響信号に近くなり、この結
果、減算器３による反響信号打消し効果が顕著に
生じることになる。従つて、比較検出器１３に供
給される減算器３，１２からの残差信号のレベル
（電力）は、減算器３側の方が小さくなる。

一方、ハイブリツド回路１における反響路特性
が大きく変化した場合、エコーキヤンセラー回路
２の推定反響路特性は固定されており、逆に第２
のエコーキヤンセラー回路１１の推定反響路特性
が前記反響路特性の変化に追従して変化している
から、上記エコーキヤンセラー回路２の推定反響
路特性よりも実際の反響路特性に近いものとな
る。従つて、このとき両エコーキヤンセラー回路
２，１１によつて生成される擬似反響信号は、ア
ダプテイブに求められた第２のエコーキヤンセラ
ー回路１１の方が実際の反響信号に近いものとな
る。又、仮に、第１のエコーキヤンセラー回路の
打消量減少のためハウリングが発生すれば、第２
のエコーキヤンセラー回路はハウリングのみを打
消すため、打消量は大となる。故にこのときに
は、減算器１２による反響信号打消し効果が減算
器３による反響信号打消し効果より大きくなり、
前記残差信号と参照用残差信号のレベルの大小関
係が先の場合と反対になる。つまり減算器１２が
出力する参照用残差信号のレベルが減算器３が出
力する残差信号レベルより小さくなる。前記比較
判定器１３はこのような前記残差信号と参照用残
差信号のレベル関係から前記反響路特性の大きな
変化を検出している。制御回路１５はこのような
検出結果を得て、反響路特性が大きく変動したと
きには、エコーキヤンセラー回路２に再度新たな
推定反響路特性を設定するべくトレーニングの実
行を行わしめる。即ち、先に説明したようにスイ
ツチ回路６を制御して、例えば約100msecに亘つ
て送信信号に代えてトレーニング信号をハイブリ
ツド回路１に供給し、エコーキヤンセラー回路２
にはこのトレーニング信号の反響信号からハイブ
リツド回路１の反響路特性を推定を行わしめる。
以後、上述した制御を反響路特性の変化を検出し
ながら実行する。

ところで、この実施例では２つのエコーキヤン
セラー回路２，１１にてそれぞれ独立に反響路特
性の推定を行つている。ところが、エコーキヤン
セラー回路２は、トレーニング信号供給時にのみ
反響路特性の推定を行えばよいものである。これ
に対して第２のエコーキヤンセラー回路１１は、
通話時における反響路特性推定を行えば十分にそ
の機能を果し得るにも拘らず、トレーニング信号
供給時には前記エコーキヤンセラー回路２と併行
して反響路特性の推定を実行する。従つて、この
第２のエコーキヤンセラー回路１１がトレーニン
グ信号に対して推定した反響路特性を利用してエ
コーキヤンセラー回路２による擬似反響信号の生
成を行わしめるようにすれば、装置構成の簡略化
と、信号（制御情報）の有効利用を図ることがで
きる。

第４図はこのような観点に立脚してなされた本
発明の第２の実施例を示す装置の概略構成図であ
る。この実施例が先の第３図に示す実施例とその
構成を異にするところは、エコーキヤンセラー回
路２に代えて、単に与えられた反響路特性に従つ
て擬似反響信号を生成するFIRフイルタ（有限イ
ンパルス応答形フイルタ）２ａを用いた点にあ
る。このFIRフイルタ２ａは、第２のエコーキヤ
ンセラー回路１１より、トレーニング信号の反響
信号から推定された反響路特性の情報をセツトさ
れ、この反響路特性に従つて送信信号を生成する
ものである。従つて前記制御回路１５は、この
FIRフイルタ２ａとエコーキヤンセラー回路１１
との間の推定反響路特性の情報転送をも制御する
べく構成される。

しかしこのように構成された第２の実施例装置
では、FIRフイルタ２ａに与えられる推定反響路
特性を第２のエコーキヤンセラー回路１１にて推
定する点を先の実施例と異にするだけで同様に作
用する。従つて先の実施例と同様に、トレーニン
グ信号の反響信号から推定された反響路特性に従
う擬似反響信号の生成と、この擬似反響信号によ
る反響信号の打消し効果が期待される。また、ハ
イブリツド回路１の反響路特性が大きく変動した
場合には、この変動を速やかに検出してトレーニ
ング信号の供給を行わしめるので、推定反響路特
性の修正を効果的に行い得る。

以上、本発明の実施例装置の概略的な構成と、
その基本的な動作につき説明したが、本装置によ
る反響信号打消し作用は次のように解析される。
今、時刻ｔにおける各信号をそれぞれ次のように
定義する。

ｘ（ｔ）：送信信号ｎ（ｔ）：受信信号ｙ（ｔ）：反響信号ｙ＾_E（ｔ）：エコーキヤンセラー回路１１で生
成した擬似反響信号ｙ＾_F（ｔ）：FIRフイルタ回路２ａで生成した
擬似反響信号ｒ（ｔ）：ハイブリツド回路１の受信端出力信
号＝ｙ（ｔ）＋ｎ（ｔ）ｅ_E（ｔ）：減算器１２による打消し残差信号
＝ｒ（ｔ）−ｙ＾_(t)E ｅ_F（ｔ）：減算器３による打消し残差信号＝
ｒ（ｔ）−ｙ＾_F（ｔ）このように定義される各信号において、max
（Hz）以上の周波数成分は十分に小さく、実際上
無視できるものとすると、２max（Hz）以上の
周波数でサンプリングした上記各信号のｋサンプ
ル目の信号はそれぞれ次のように示される。

ｎ_(t)→Ｎ_(k)、ｘ（ｔ）→Ｘ_(k) ｙ_(t)→Ｙ_(k)、ｙ＾_E(t)→Ｙ＾_E(k) ｒ_(t)→Ｒ_(k)、ｙ＾_F(t)→Ｙ＾_F(k) ｅ_E(t)→Ｅ_E(k)、ｅ_F(t)→Ｅ_F(k) またこれらの信号によるｍ次元の列ベクトル
は、Ｔを行列の転置として次のように定める。

Ｘ_(k)＝｛Ｘ_(k)、Ｘ_(k-1) …Ｘ_(k-n+1)｝^T Ｅ_F(k)＝｛Ｅ_F(k)、Ｅ_F(k-1) …Ｅ_F(k-n+1)｝^T Ｅ_E(k)＝｛Ｅ_E(k)、Ｅ_E(k-1) …（Ｅ_E(k-n+1)｝^T Ｙ_(k)＝｛Ｙ_(k)、Ｙ_(k-1) …Ｙ_(k-n+1)｝^T Ｙ＾_E(k)＝｛Ｙ_E(k)、Ｙ_E(k-1) …Ｙ_E(k-n+1)｝^T Ｙ＾_F(k)＝｛Ｙ_F(k)、Ｙ_F(k-1) …Ｙ_F(k-n+1)｝^T このようにして各信号がそれぞれ定義された条
件下において、前記送信アンプ４および受信アン
プ５は、信号周波数０〜max（Hz）においてそ
れぞれ平坦なＧ_T(dB)、Ｇ_R(dB)なる利得を有する
ものとする。またトレーニング信号発生器７が発
生するトレーニング信号は０〜max（Hz）の周
波数成分を持つ白色ガウス性雑音からなるものと
する。またエコーキヤンセラー回路１１は、反響
信号Ｙ_(k)がＹ_(k)＝Ｈ^T・Ｘ_(k) なる応答で生じるとき、つまり反響路のインパル
ス応答が、Ｈ＝（h₀、h₁、h₂…ｈ_n-1）^T で与えられるとき、係数がＨ＾_(k)のｍタツプから
なるトランスバーサルフイルタによつて擬似反響
路を形成して、擬似反響信号Ｙ＾_E(k)を生成する。
但し、上記ｍタツプの係数Ｈ＾_(k)はＨ＾_(k)＝｛ｈ＾_0(k)、ｈ＾_(k)…ｈ＾_n-1（ｋ）｝^T として与えられる。このトランスバーサルフイル
タによつて生成される擬似反響信号Ｙ＾_E(k) Ｙ＾_E(k)＝Ｈ＾_(k) ^T・Ｘ_(k) と実際の反響信号Ｙ_(k)との誤差が減算器１２に
より残差信号Ｅ_E(k)とし求められる。前記エコー
キヤンセラー回路１１では、上記した実際の反響
信号Ｙ_(k)と残差信号Ｅ_E(k)について二乗平均誤
差ε_E(k)を ε_E(k)＝Ｅ_E(k) ^T・Ｅ_E(k) を求め、この誤差ε_E(k)が最小となるべくMSE
法等のアルゴリズムに従つて前記タツプ係数Ｈ＾_(k
_）を変化させる。そして、最終的にはＨ＾_(k)≒Ｈなる係数を得、Ｙ＾_(k)≒Ｙ（ｋ）なる擬似反響信号を生成して前述したように反響
信号の打消しを行わしめる。前記FIRフイルタ２
ａは、エコーキヤンセラー回路１１が推定した反
響路特性、即ち擬似反響路を形成するｍタツプの
係数Ｈ＾_(k)を入力し、これを自らの係数としてセ
ツトして送信信号Ｘ_(k)に対する擬似反響信号Ｙ＾_E
_（ｋ）を生成する。

しかして先ず通話開始に先立ち、トレーニング
信号をハイブリツド回路１に供給し、エコーキヤ
ンセラー回路１にトレーニング信号の反響信号に
基づく反響路特性の推定を行わしめる。このと
き、ハイブリツド回路１の反響路の特性がH₁で
あるとき、エコーキヤンセラー回路１１はトレー
ニング信号中に受信信号ｎ_(t)がないとき、前記
したアルゴリズムに従つて反響路特性の推定動作
を実行し、擬似反響路のタツプ係数Ｈ＾_(k)をＨ＾_(k)＝H₁ として得る。そして、擬似反響信号Ｙ＾_E(k)をＹ＾_E(k)＝Ｙ_(k) として生成し、上記トレーニングの終了後はＥ_E(k)＝Ｎ_(k) として反響信号のみを除去することになる。とこ
ろが実際には、エコーキヤンセラー回路１１の有
限語長、タツプ長、収束時間制限、更にはトレー
ニング中の受信信号Ｎ_(k)等の影響により、前記
係数Ｈ＾_(k)は実際の反響路特性H₁に近似したもの
にしか成り得ない。この為、減算器１２の出力に
はＹ_(k)−Ｙ＾_E(k)≠０なる反響信号の残差が生じることになる。このと
きの、エコーキヤンセラー回路１１および減算器
１２による反響信号の打消し量をERL_ECとする
と、Ｅ〓＝Ｙ_(k)−Ｙ＾_E(k)として ERL_EC＝−10log₁₀Ｅ〓^Ｔ _（ｋ）・Ｅ〓_（ｋ）／Ｘ^Ｔ _（
ｋ）・Ｘ_（ｋ）となる。そして、このようにして求められた推定
反響路特性Ｈ＾_１(k)がFIRフイルタ２ａにセツト
される。これによつて、FIRフイルタ２ａによつ
て生成される擬似反響信号Ｙ＾_F(k)は前記エコーキ
ヤンセラー回路１１の擬似反響信号Ｙ＾_E(k)と等し
くなる。そして、減算器３の出力残差信号Ｅ_F(k)
は、減算器１２が出力する参照用残差信号Ｅ_E(k)
に等しくなる。従つてFIRフイルタ２ａ側におけ
る反響信号の打消し量ERL_FIRは、 ERL_FIR＝−10log₁₀Ｅ〓〓〓・Ｅ〓〓〓／Ｘ^Ｔ _（ｋ）
・Ｘ_（ｋ）Ｅ〓_F＝Ｙ_(k)−Ｙ＾_F(k) となり、前記したERL_ECに示される打消し量と
等しくなる。

尚、ハイブリツド回路１自体の反響信号打消し
量は、 α＝−10log₁₀Ｙ^Ｔ _（ｋ）・Ｙ_（ｋ）／Ｘ^Ｔ _（ｋ）・
Ｘ_（ｋ）と示されるから、上記FIRフイルタ２ａによる反
響信号打消し効果の方が十分に大きいと云える。
また送信信号と受信信号との音響結合の量をβと
すると、前記FIRフイルタ２ａによる反響信号打
消し作用がないときの前記送話信号および受話信
号に対するバツフアアンプ４，５に許容される最
大の利得、つまり限界利得ｇ_T.Hyb、ｇ_T.Hybの
条件は次のように与えられる。

ｇ_T.Hyb＋ｇ_R.Hyb＋Δ＝α＋β 但し、上式中Δはα、βの周波数に依存するバ
ラツキを補償するマージンである。一方、前述し
たトレーニング終了後のFIRフイルタ２ａによる
反響信号打消し作用があるときのバツフアアンプ
４，５のハウリングを発生しない為の限界利得ｇ
_T.FIR、ｇ_R.FIRの条件は次のように示される。

ｇ_T.FIR＋ｇ_R.FIR＋Δ＝ERL_FIR＋β 従つて、ｇ_T.FIR＋ｇ_T.FIR＞ｇ_T.Hyb＋ｇ_T.Hyb となり、その差分 ERL_FIR−α（dB）だけループのハウリング・マージンをかせぐこと
が可能となる。従つて少ないボイス・スイツチの
損失量で、例えばボイス・スイツチを用いること
なく、且つハウリングの発生を効果的に防止して
遠距離通話を行うことができる。

ところで、反響路特性H₁が通話中安定な場
合、特に問題はないが、回線のブランチやその他
の理由によつて上記反響路特性H₂に変化するこ
とがある。このとき、FIRフイルタ２ａに設定さ
れた係数Ｈ＾_(k)はＨ＾_(k)≒H₁≠H₂ となり、残差信号パワーＥ〓_Ｆ・Ｅ〓_Ｆが増大して反
響信号打消し量ERL_FIRが減少する。このとき、
ループの利得関係がｇ_T.FIR＋ｇ_R.FIR＋Δ＞ERL_FIR＋βとなつ
てハウリングの発生を招く場合がある。そこで、
本装置では、上記したトレーニング終了後であつ
てもエコーキヤンセラー回路１１にて送信信号の
反響信号からハイブリツド回路１の反響路特性を
推定している。この場合、トレーニング信号を用
いた反響路特性の推定に比して音声信号（送信信
号）を用いた反響路特性の推定が不完全であるこ
とから、反響路の特性が変化しない限り ERL_EC＜ERL_FIR となり、参照用残差信号ｅ_E(t)、および残差信号
ｅ_F(t)の各レベルＬ〔ｅ_E(t)〕、Ｌ〔ｅ_F(t)〕はＬ〔ｅ_E(t)〕Ｌ〔ｅ_F(t)〕なる関係となつている。この場合、受信信号ｎ_(t
_）が入力してエコーキヤンセラー回路１１の反響
路特性の推定に悪影響を与えても、上記信号ｎ_(t
_）は上記各残差信号ｅ_E(t)、ｅ_F(t)の双方に加わ
るから、上記レベル（電力）の大小関係は変化し
ない。ところが、上記のように反響路特性がH₂
のように変化した場合、エコーキヤンセラー回路
１１は常時反響路特性の推定を行つていることか
らＬ〔ｅ_E(t)〕＜Ｌ〔ｅ_F(t)〕なる状態が発生する。このようなレベル関係を前
記比較判定回路１３にて検出し、その検出結果に
従つて、トレーニング信号の供給による反響路特
性の再推定が行わしめられる。

かくしてここにトレーニング信号の供給タイミ
ングが回線変動状況に応じて適切に設定され、
FIRフイルタ２ａには常に最良な推定反響路特性
の係数Ｈ＾_(k)が与えられることになる。

さて、上述した処理を実行するエコーキヤンセ
ラー回路１１、FIRフイルタ２ａ等はそれぞれ次
のように構成される。

第５図はエコーキヤンセラー回路１１の一構成
例を示す図である。アナログ値として与えられる
送信信号ｘ_(t)はＡ／Ｄ変換器２１を介してデイ
ジタル変換され、そのｍサンプルのデータＸ_(k)
はＸ−レジスタ２２に蓄えられる。尚、上記送信
信号ｘ_(t)は、トレーニング中にはトレーニング
信号としてのランダム雑音として与えられ、通話
中には音声信号として与えられる。しかしてたた
み込み積分回路２３は、Ｈ−レジスタ２４にイン
パルス応答の形で記憶されている推定反響路特性
（擬似反響路）Ｈ_(k)を入力して、前記Ｘ−レジス
タ２２に蓄えられた信号Ｘ_(k)との間のたたみ込
み積分、即ちＹ＾_E(k)＝Ｘ＾^T _(k)・Ｈ_(k) を実行して擬似反響信号Ｙ＾_E(k)を生成している。
そしてこの擬似反響信号Ｙ＾_E(k)はD/A変換器２５
を介してそのアナログ値ｙ＾_E(t)に変換されたの
ち、前記減算器１２に供給されるようになつてい
る。このアナログ擬似反響信号ｙ＾_E(t)を用いて、
減算器１２は、ｅ_E(t)＝ｒ_(t)−ｙ＾_E(t) なる減算処理を行い、反響信号ｙ_E(t)の打消しを
行つている。但し、この打消しが効果的に行われ
るのは、前記Ｈ−レジスタ２４に格納された係数
Ｈ_(k)が実際の反響路特性によく近似している場
合である。一方、減算器１２の出力信号である参
照用残差信号ｅ_E(t)はA/D変換器２６を介してデ
イジタル変換され、Ｅ_E(k)なる信号として乗算回
路２７に与えられる。この乗算回路２７では、予
め与えられた定数Ｋと、前記Ｘ−レジスタ２２に
格納された入力信号Ｘ_(k)とを用いて、前記Ｈ−
レジスタ２４に格納されて擬似反響信号Ｙ＾_E(k)の
生成に用いられた推定反響路特性Ｈ_(k)の修正分
ΔＨ_(k)を ΔＨ_(k)＝Ｋ・Ｅ_E(k)・Ｘ_(k) として求めている。そして、この修正分ΔＨ_(k)
はＨ−レジスタ更新回路２８に与えられ、Ｈ_(k+1)＝Ｈ_(k)＋ΔＨ_(k) なる処理が施されて前記Ｈ−レジスタ２４のデー
タ更新に供せられる。尚、この反響路特性の推定
は、従来より良く知られた所謂最急降下法と称さ
れるものであるが、学習同定法やその他の推定ア
ルゴリズムに従つて行うようにしてもよい。この
反響路特性推定動作が繰返し実行されて推定反響
路特性が実際の反響路特性に近似収束する。そし
て、Ｈ−レジスタ２４に求められた推定反響路特
性Ｈ_(k)なるデータは、転送制御回路２９による
制御のもとで、次に示すFIRフイルタ２ａに転送
されるようになつている。

FIRフイルタ２ａは、第６図に示すように、基
本的には前記エコーキヤンセラー回路１１と同様
に構成される。即ち、入力信号ｘ_(t)をA/D変換
器３１を介して、そのｍサンプルをＸ−レジスタ
３２に格納し、たたみ込み積分回路３３にて上記
Ｘ−レジスタ３２に格納されたデータＸ_(k)と、
Ｈ−レジスタ３４に格納された推定反響路特性Ｈ
_(k)とのたたみ込み積分を実行して擬似反響信号
Ｙ＾_F(k)を生成する如く構成される。そして、上記
擬似反響信号Ｙ＾_F(k)はD/A変換器３５を介して前
記減算器３に与えられるようになつている。また
前記Ｈ−レジスタ３４は、転送制御回路３６の制
御を受けて前記エコーキヤンセラー回路１１のＨ
−レジスタ２４から転送される推定反響路特性Ｈ
_(k)を入力し、これを格納して前記たたみ込み積
分回路３３に与える如く構成される。

また、比較検出器１３は第７図に示すように減
算器３，１２からの各残差信号ｅ_E(t)、ｅ_F(t)を
絶対値回路４１，４２にそれぞれ入力し、そのパ
ワー値を求めている。そして、上記各残差信号ｅ
_E(t)、ｅ_F(t)のパワー値を、それぞれ積分回路４
３，４４にて積分し、その積分値出力を得るが積
分回路４３の出力はアナログ加算器４６で一定電
圧を加えた後、比較回路４５にて大小関係を比較
する如く構成される。これはｅ_E(t)のパワー値検
出に一定のオフセツトを加え、回線変動検出の誤
動作を防ぐためである。

かくして、このように構成されるエコーキヤン
セラー回路１１、FIRフイルタ２ａ、比較判定回
路１３の動作を制御して前述した反響信号の打消
しを行わしめる制御回路１５は、例えばROM１
４に格納されたマイクロプロセツサ命令に従つて
第８図に示すシーケンスに従つて制御動作する。

即ち、先ず最初にハイブリツド回路１にトレー
ニング信号を送出し(A)、その間Ｈ−レジスタ２
４，３４間のデータ転送を禁止して(B)、前記トレ
ーニング信号の反響信号に基づく反響路特性の推
定を行わしめる(C)。この反響路特性の推定は約
100msec程度の一定時間を指定して行わしめる。
その後、推定した反響路特性（擬似反響路特性）
のデータＨ_(k)をエコーキヤンセラー回路１１の
Ｈ−レジスタ２４からFIRフイルタ２ａのＨ−レ
ジスタ３４に転送し(D)、通話モードに設定する
(E)。そして、エコーキヤンセラー回路１１には音
声信号の反響信号に基づく反響路特性の推定を行
わしめ(F)、この推定された反響路特性に従う参照
用残差信号ｅ_E(t)と、先のトレーニングによつて
推定された反響路特性に従う打消し残差信号ｅ_F(
_ｔ）とのレベル（電力）比較を行わしめる(G)。そし
て、その比較結果の大小関係から、上記(G)項の処
理を繰返すか、あるいは前記(A)項からの処理に戻
すかを判定している(H)。これによつて、反響路特
性が大きく変動した場合、速やかにトレーニング
信号を供給して反響路特性の再推定による更新を
行わしめられる。故に、前述した処理が効果的に
行われることになる。

以上、本発明の実施例につき説明したように、
従来最大の問題であつた回線変動に起因する反響
路特性の変化に対して、本装置では自動的にトレ
ーニングを行つて上記変化に追従した擬似反響信
号を生成して、ハウリング等の発生を未然に防ぐ
ことができる。つまりトレーニング方式とアダプ
テイブ方式のエコーキヤンセラー方式の両利点を
兼ね備えて、極めて良好な反響信号打消し作用を
呈する。しかも、装置構成も簡単であり、実用的
利点が極めて大きい。

尚、本発明は上記実施例に限定されるものでは
ない。例えば第９図に示す電話回線の双方向中継
器においても全く同様に適用することができる。
またFIRフイルタ２ａのＨ−レジスタ３４のデー
タを、エコーキヤンセラー回路１１のＨ−レジス
タ２４のデータ更新と同時に更新するようにして
もよい。また、第３図に示す２つのエコーキヤン
セラー回路２，１１のタツプ長は必ずしも等しく
する必要はない。要するに本発明はその要旨を逸
脱しない範囲で装置に要求される仕様に従つて
種々変形して実施することができる。

【図面の簡単な説明】

第１図は従来装置の一例を示す図、第２図は本
発明装置の基本構成を示す図、第３図は本発明の
第１の実施例を示す装置概略構成図、第４図は本
発明の第２の実施例を示す装置概略構成図、第５
図はエコーキヤンセラー回路の一例を示す構成
図、第６図はFIRフイルターの一例を示す構成
図、第７図は比較判定器の一例を示す構成図、第
８図は制御回路の制御フローの一例を示す図、第
９図は双方向中継器の構成を示す図である。１…ハイブリツド回路、２…エコーキヤンセラ
ー回路、３…減算器、４…送信アンプ、５…受信
アンプ、６…スイツチ回路、７…トレーニング信
号発生回路、８…回線変動検出器、２ａ…FIRフ
イルタ、１１…エコーキヤンセラー回路、１２…
減算器、１３…比較判定器、１４…ROM、１５
…制御回路、２１，３１…A/D変換器、２２，３
２…Ｘ−レジスタ、２３，３３…たたみ込み積分
回路、２４，３４…Ｈ−レジスタ、２５，３５…
D/A変換器、２６…A/D変換器、２７…乗算回
路、２８…Ｈ−レジスタ更新回路、２９，３６…
転送制御回路、４１，４２…絶対値回路、４３，
４４…積分回路、４５…比較回路、４６…アナロ
グ加算器。

Claims

【特許請求の範囲】１送信部と受信部との間に形成される反響路に
上記送信部からの信号に代えてトレーニング信号
を供給する手段と、上記トレーニング信号の前記
反響路による反響信号から前記反響路の特性を推
定する手段と、この推定された反響路特性に従つ
て前記送信部から前記反響路に供給される送信信
号に対する擬似反響信号を生成する手段と、前記
反響路と前記受信部との間に設けられて上記擬似
反響信号を前記反響路の出力信号から減算した残
差信号を前記受信部に供給する手段とを具備した
反響打消し装置において、前記反響路の前記送信信号の反響信号から前記
反響路の特性をアダプテイブに推定する手段と、
このアダプテイブに推定された反響路特性に従つ
て前記送信部から前記反響路に供給される送信信
号に対する擬似反響信号を生成し、この擬似反響
信号を上記反響路の出力信号から減算して参照用
残差信号を生成する手段と、この参照用残差信号
と、前記受信部に供給される残差信号とを比較し
て前記反響路の特性変化を検出し、この検出結果
に従つて前記トレーニング信号の前記反響路への
供給を制御する手段を設けたことを特徴とする反
響打消し装置。２反響路の特性変化を検出する手段は、参照用
残差信号のレベルが受信部に供給される残差信号
のレベルよりも所定量以上高くなつたとき、これ
を反響路の特性変化として検出するものである特
許請求の範囲第１項記載の反響打消し装置。３反響路特性は、有限インパルス応答の形で推
定されるものである特許請求の範囲第１項記載の
反響打消し装置。４反響路は、送信部と受信部とを回線に接続す
るハイブリツド回路からなるものである特許請求
の範囲第１項記載の反響打消し装置。