JP3121988B2

JP3121988B2 - 音響反響除去装置

Info

Publication number: JP3121988B2
Application number: JP06116990A
Authority: JP
Inventors: 吉雅草野
Original assignee: Kyocera Corp
Current assignee: Kyocera Corp
Priority date: 1994-05-30
Filing date: 1994-05-30
Publication date: 2001-01-09
Anticipated expiration: 2016-01-09
Also published as: JPH07321716A

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【産業上の利用分野】本発明は、通信回線、室内音場制
御装置そして高品質な音声通信会議装置に使用され、受
話径路の信号が音響反響経路を介して送話経路に現れる
音響反響成分を除去する音響反響除去装置に関する。

【０００２】

【従来の技術】一般に音響反響除去装置は通信衛生およ
び海底ケーブルを利用した長距離電話回線において、２
線４線変換器のインピーダンス不整合により生ずる反射
を除去するものと、テレビ会議システムなどの拡声電話
において、話者音声の音響結合による反響を除去するも
のとに大別でき、修正量演算回路、擬似音響反響を発生
する可変係数フィルタおよび減算回路から構成されてい
る。以下に音響反響除去装置の基本動作を述べる。

【０００３】図６は音響反響除去装置の基本構成を示す
図である。受話信号入力端子１は受話信号出力端子２に
接続され、その受話信号入力端子１の受話信号は可変係
数フィルタ３に分岐供給され、擬似音響反響を生成させ
る。送話信号入力端子４からの送話信号と可変係数フィ
ルタ３の出力である擬似音響反響は減算回路５へ入力さ
れ、送話信号中の音響反響成分が除去され、その減算回
路５の出力は送話信号出力端子６へ出力される。送話信
号出力端子６の出力と受話信号入力端子１の信号が修正
量演算回路７に入力され、係数修正量演算回路７の出力
により可変係数フィルタ３のフィルタ係数が修正され
る。可変係数フィルタ３内で受話信号は受話信号入力レ
ジスタ８に入力され、その受話信号入力レジスタ８の受
話信号と擬似インパルス応答レジスタ９の擬似インパル
ス応答との積和が積和回路１０でとられ、積和回路１０
の出力が擬似音響反響として出力される。受話信号出力
端子２および送話信号入力端子４は長距離電話回線の場
合、２線４線変換器に、拡声電話システムの場合、スピ
ーカとマイクロホンへと接続されている。

【０００４】音響反響経路の信号伝搬特性を線形で、且
つＦＩＲ形ディジタルフィルタで表されると仮定し、そ
のインパルス応答ｈ（ｔ）と入力受話信号ｘ（ｔ）とを
用いれば、サンプル時間間隔をＴとし、時刻ｋＴにおけ
る音響反響ｙ_kは、ｙ_k ＝ｈ’ｘ_k （１）で表される。但し、ｈ＝［ｈ₁，ｈ₂，・・・，ｈ_n］’ （２）ｘ＝［ｘ_k-1，・・・，ｘ_k-n］’ ’：べクトルの転置である。

【０００５】一方、時刻ｋＴにおけるｈの推定値をｈ
ｓ_kとすれば、ｙ_kの推定値ｙｓ_kは、ｙｓ_k ＝ｈｓ_k’ｘ_k （３）で与えられる。音響反響除去装置では、受話信号入力
端子１に音声信号があり、送話信号入力端子４に音声信
号がなく音響反響のみが存在している時、適応動作状態
として反響除去動作を行う。この適応動作アルゴリズム
には、一般に学習同定法（野田淳彦、南雲仁一：“シス
テムの学習同定法”計測と制御、７、９ｐｐ５９７−６
０５（１９６８））が採用される。学習同定法によるｈ
ｓ_kの逐次修正は、ｈｓ_k+1 ＝ｈｓ_k ＋α（ｘ_kｅ_k）／ｘ_k’ｘ_k （４）によって行われる。但し、ｅ_k＝ｙ_k−ｙｓ_k ０＜α≦１（５）でありｅ_kを残留音響反響と呼ぶ。この様な演算動作が
係数修正量演算回路７において処理実行されている。擬
似インパルス応答レジスタ９の内容には可変係数系列ｈ
ｓ_kが格納されている。αは推定の敏感さを決める為の
修正ループゲインで１．０に近いほど大きな修正量を与
える事ができ、高速な音響反響除去が可能となるが、実
際に用いる場合には近端雑音や回線状態によって変えて
設定する必要がある。この修正ループゲインαの決定
は、現在のところ経験則に依っているのが実態である。

【０００６】拡声音場における音響反響特性をこの様に
ＦＩＲ形ディジタルフィルタで表記した場合、数１００
〜数１０００タップという長大な構成となり、可変係数
系列ｈｓ_kの修正量更新に関わる演算量が膨大なものに
なり小規模なハードウェアで実現できない為、可変係数
系列ｈｓ_kを数段階に分割処理を行い１ステップにおい
ての更新演算量を削減させる方法が採られている。その
一例として分割更新方式の中で最も簡単な二分割処理の
場合について述べる。擬似インパルス応答レジスタ９に
格納された可変係数系列の総数をＮとした時、係数系列
の分割内容は次の様に表す事が出来る。

【０００７】ｈｓ１_k：０〜Ｎ／２ｈｓ２_k：（Ｎ／２）＋１〜Ｎ更新アルゴリズムは上記分割範囲を適用して、式（４）
より、ｈｓ１_k+1＝ｈｓ１_k＋α（ｘ_kｅ_k）／ｘ_k’ｘ_k （６）ｈｓ２_k+1＝ｈｓ２_k＋α（ｘ_kｅ_k）／ｘ_k’ｘ_k （７）と表す事が出来、Ｍは２、つまり２ステップで全可変係
数系列ｈｓ_kを更新する適応アルゴリズムである。従っ
て、１ステップにおける演算量は１／２に削減する事が
出来、勿論分割数Ｎを増やせばそれに比例して演算量は
１／Ｎに削減できる。しかしながら、演算量は低減させ
る事ができるが、音響反響を一定量消去させる為の収束
時間が大きくなってしまう。この収束時間を改善する為
に分割された各ブロックを順番に更新処理してやるので
はなく、各ブロックに重み付けを施し更新頻度を変え
る。その結果、係数系列全体を更新する為のステップ数
Ｍは増すが、収束速度をかなり改善さす事が可能とな
る。分割された各ブロックに重み付けするのに用いられ
るのが音場のインパルス応答特性である。図５に最大周
期系列符号を用いて観測された音場のインパルス応答特
性の一例を示す。その特性が減衰特性を呈している事が
判る。この特性を利用しインパルス応答の電力の集中し
ている部分を優先して更新処理を行う位置固定ブロック
とその他の部分を順次更新処理を行う位置変動ブロック
とを併用して用いる事で収束速度の改善が図られてい
る。

【０００８】

【発明が解決しようとする課題】係数修正量更新に重み
付け分割更新方式を採用した場合、その重み付けの基本
としているのは音場のインパルス応答が減衰特性を呈す
るという事である。つまり、インパルス応答の減衰特性
を指数減衰すると仮定し、それに合わせた更新頻度を設
定している。しかし、実際のインパルス応答は一様では
なく、任意の音場の環境によりかなり異なってくる。環
境とは、使用される部屋の体積、形状、それを構成する
壁、床、天井の部材、又、マイクロホンとスピーカ間の
距離、そして、それ等を取りまく設置物などである。つ
まり、任意の音場においては直接音と間接音との比率が
大きく異なってしまう。この環境から生起される音響反
響特性を単純な指数減衰として取扱い、更新頻度を固定
してしまったのでは収束速度の低下や消去量の低減など
の音響反響消去特性の劣化を起こしてしまう。その結
果、通信回線上の雑音を増加させたり、ハウリング発生
の危険性の増大を招いて動作安定性を低下させてしまう
という様な問題点があった。

【０００９】本発明は上述の点に鑑みてなされたもの
で、上記問題点を除去し、動作安定性に優れ、且つ、音
響反響経路の変動に対しても高い追随性を持ち、高速な
音響反響消去特性を実現し、常時大きな音響反響消去量
を維持しながら音場の音響反響制御を行う音響反響除去
装置を提供する事を目的とする。

【００１０】

【課題を解決するための手段】本発明は、これらの課題
を解決するためのものであり、受話信号入力端子と、受
話信号出力端子と、送話信号入力端子と、送話信号出力
端子と、該受話信号入力端子の受話信号を入力とするＮ
個のブロックに分割された擬似インパルス応答レジスタ
を有する可変係数ディジタルフィルタと、該擬似インパ
ルス応答レジスタの総分割ブロック数Ｎ個の中から一度
に更新されるブロック数（ｎ個）を選択する係数系列ブ
ロック選択回路と、該受話信号出力端子から音響反響経
路を介して該送話信号入力端子に入力される受話信号の
音響反響成分から該可変係数ディジタルフィルタで生起
された擬似音響反響を減算し残差信号を最小とするため
の係数修正量演算回路によって係数系列が逐次更新され
る音響反響除去装置において、該擬似インパルス応答レ
ジスタ内に格納された各係数の電力を求める第一の電力
演算回路と、該第一の電力演算回路によって出力される
各ブロック毎の電力値を集計し、その集計された電力値
を比較する電力比較回路と、該電力比較回路の比較結果
にもとずいて任意の音場特性に適合した各分割ブロック
の更新頻度を決定し、その更新頻度にしたがってＰ個の
位置固定ブロックとＱ（ｎ−Ｐ）個の位置変動ブロック
とにより係数修正を行う音響反響除去装置を提供する。

【００１１】さらに、該電力比較回路にもとずいて任意
の音場特性に適合した更新頻度の内、更新頻度が一番高
い位置固定ブロックの該修正量演算回路で生成される各
係数修正量の電力値を求める第二の電力演算回路と、該
第二の電力演算回路によって出力される各電力値を位置
固定ブロックの該第一の電力演算回路の各出力で除算す
る係数除算回路と、該係数除算回路によって算出された
算出結果と所定の閾値と比較する係数変動検出回路と、
該係数除算回路の出力値が該係数変動検出回路内の閾値
より大きいときには位置変動ブロックは位置固定ブロッ
クと同じ分割ブロックの係数修正演算処理を行う請求項
１記載の音響反響除去装置を提供する。

【００１２】

【作用】本発明では、上記手段により任意の音場のイン
パルス応答特性に適合した係数修正量更新の分割処理を
設定できるので、通信回線上の音響反響消去量の低下に
よる音声品質の劣化やハウリング発生の危険性増大など
の動作安定性の障害を防ぎ、更新に関わる演算量は大幅
に削減されたままで高速で安定な音響反響除去を実現す
る事ができ、且つ、音響反響経路特性が任意に変動した
場合にも高い追随性が確保されているので、定常状態へ
の収束速度が優れており、高性能な音響制御が可能とな
る。

【００１３】

【実施例】以下本発明の実施例を図面に基づいて説明す
る。図１は本発明の第１の音響反響除去装置の構成を示
すブロック図である。図１に示す様に、本発明は従来の
受話信号入力端子１、３受話信号出力端子２、可変係数
ディジタルフィルタ３、送話信号入力端子４、減算回路
５、送話信号出力端子６、係数修正量演算回路７、受話
信号入力レジスタ８、擬似インパルス応答レジスタ９、
積和演算回路１０、そして、係数系列ブロック選択回路
１１から構成された適応アルゴリズムとして学習同定法
を採用した音響反響除去装置と同一構成の装置に、第一
の電力演算回路１２、電力比較回路１３、第二の電力演
算回路１４、係数除算回路１５、そして、係数変動検出
回路１６を追加した構成になっている。該受話信号入力
端子１と、該受話信号出力端子２と、該送話信号入力端
子４と、該送話信号出力端子６と、該受話信号入力端子
１から入力された受話信号を入力とする該可変係数ディ
ジタルフィルタ３と、該可変係数ディジタルフィルタ３
の（Ｌ−１）個の係数系列を格納した該擬似インパルス
応答レジスタ９と、該擬似インパルス応答レジスタ９の
内容と該受話信号入力端子１からの入力信号との畳み込
み積分演算を行う該積和演算回路１０と、該積和演算回
路１０により生成された擬似音響反響と該送話信号入力
端子４より入力される音響反響との差分値をとる該減算
回路５と、該可変係数ディジタルフィルタ３が該音響反
響の近似値を供給する様に該擬似インパルス応答レジス
タ９の係数系列に修正量を加える為の該係数修正量演算
回路７と、該擬似インパルス応答レジスタ９の係数系列
をＮ個のブロックに分けて、総ステップ数Ｍ回で係数系
列全体が自動的に更新される様に該係数修正量演算回路
７へ各ブロックを順次選択し係数更新動作を行わせる為
の命令を送る該係数系列ブロック選択回路１１とで構成
される音響反響除去装置において、該擬似インパルス応
答レジスタ９内に格納された各係数の電力ｐｌ（ｌ＝
０、１、・・・、Ｌ−１）を求める第一の電力演算回路
１２と、該電力演算回路１２の出力を各ブロック毎に総
和を求め、その各総和電力ｈｐｎ（ｎ＝０、１、・・
・、Ｎ−１）を比較する電力比較回路１３とを具備し、
該電力比較回路１３の比較結果を用いて任意の音場特性
に適合した各分割ブロックの更新頻度決定法をＬ＝２０
００、Ｎ＝４、ｎ＝２、Ｐ＝１、そして、Ｑ＝１の場合
を例に取って説明すると、ｈｐ０＝ｐ０＋ｐ１＋・・・＋ｐ４９９（８）ｈｐ１＝ｐ５００＋ｐ５０１＋・・・＋ｐ９９９ｈｐ２＝ｐ１０００＋ｐ１００１＋・・・＋ｐ１４９９ｈｐ３＝ｐ１５００＋ｐ１５０１＋・・・＋ｐ１９９９該電力演算回路１２で、式（８）により算出された各ブ
ロックの総和電力を用いて、該電力比較回路１３では各
総和電力の大小比較を行う。例えば比較結果が理想状態
の式（９）の様な関係になった場合、ｈｐ０＞ｈｐ１＞ｈｐ２＞ｈｐ３（９）最大更新頻度を１番目のブロックに与え、１番目のブロ
ックを位置固定ブロックとし毎回更新処理を行う。以下
２から４番目のブロックを位置変動ブロックとし更新頻
度の振り分けを行う。その頻度決定は、各ブロック間の
電力差を基準とする。つまり、各ブロック電力比に閾値
を設けておけばよい。そして、この閾値比較を行う事で
式（９）は決定される。勿論、これらの評価は該電力比
較回路１３によって行われる。該電力比較回路１３の評
価結果は該係数系列ブロック選択回路１１に転送され、
内部記憶された分割更新ブロックマッピングが選択され
る。式（９）の様な理想状態にならない例を式（１０）
に示す。

【００１４】ｈｐ１＞ｈｐ２＞ｈｐ３＞＞ｈｐ０（１０）この関係は非常に大きな初期遅延が存在する状態を表し
ている。従って、位置固定ブロックは２番目のブロック
となり、その他は式（９）の場合と同様に更新頻度が振
り分けられる。

【００１５】図２に式（９）より設定した分割更新ブロ
ックマッピングを示す。このブロックマッピングは任意
の音場における直接音と間接音の比率を基にモデリング
し、事前に該係数系列ブロック選択回路１１に記憶させ
ておけばよい。この任意の音場特性に適合したブロック
マッピングに従って、Ｐ個の位置固定ブロックとＱ（ｎ
−Ｐ）個の位置変動ブロックとにより係数修正を行う事
を特徴とする音響反響除去装置。

【００１６】この時の各処理ブロックの初期位置は任意
であるが、該擬似インパルス応答レジスタ９を前半と後
半に分け１／２更新としても良いし、式（９）の理想状
態から始めても良い。

【００１７】図３に本発明による音響反響消去特性を示
す。図中ａ）は該擬似インパルス応答レジスタを二分割
し、前後半交互に更新処理を適用したものである。図中
ｂ）は二分割した前半ブロックを３回、後半ブロックを
１回の割合で更新処理を適用したものである。図中ｃ）
は本発明の請求項１記載方式を適用したものである。こ
の時の該擬似インパルス応答レジスタ数Ｌは２０００と
した。又、信号対近端雑音比は無限大とした。高品質な
音声通信を実現するのには音響反響消去量（ＥＲＬＥ）
で約４０ｄＢが必要とされるので、各方式を比較すると
ａ）方式と本発明ｃ）方式は同等であるが、ｂ）方式は
其れらより約１ｓｅｃ収束時間が劣化してしまう。全体
的に見ても本発明ｃ）方式は初期収束性において、他方
式より優っている。そして、分割ブロック数を増すほど
本発明ｃ）方式と他方式の差は顕著になる。勿論、各方
式の演算量は同じである。

【００１８】更に、該電力比較回路１３により決定させ
た任意の音場特性に適合した更新頻度の内、更新頻度が
一番高い位置固定ブロック、ここでは１番目のブロック
の該係数修正量演算回路７で生成される各係数修正量の
電力ｐｎ（ｎ＝０、１、・・・、４９９）を求める第
二の電力演算回路１４と、該第二の電力演算回路１４の
各出力Δｐｎ（ｎ＝０、１、・・・、４９９）を該第一
の電力演算回路１２の位置固定ブロック内の各出力ｐｎ
（ｎ＝０、１、・・・、４９９）で除す係数除算回路１
５と、ｐ０／ｐ０＝Ｒ０（１１）ｐ１／ｐ１＝Ｒ１｜｜ Δｐ４９９／ｐ４９９＝Ｒ４９９該係数除算回路１５の結果Ｒｎ（ｎ＝０、１、・・・、
４９９）を所定の閾値Ｓｎ（ｎ＝０、１、・・・、４９
９）と比較する係数変動検出回路１６と、該係数除算回
路１５の出力値Ｒｎ（ｎ＝０、１、・・・、４９９）が
該係数変動検出回路１６内の閾値Ｓより大きい間位置変
動ブロックは位置固定ブロックと同じ分割ブロックの係
数修正演算処理を行う事を特徴とした請求項１記載の音
響反響除去装置。

【００１９】位置固定ブロックと位置変動ブロックが同
じ分割ブロックで係数修正演算処理を行う事によって、
直接音の急激な変動に対して迅速に適応しようとするも
のである。実際に音場のインパルス応答の急変は、直接
音付近での人体やそれに伴う物質の移動に起因してい
る。従って、電力集中の大きい部分をカバーしている位
置固定ブロック内の係数系列を優先的に修正する事で、
音響反響経路変動時の追随性能の向上が図れる。

【００２０】図４に本発明による音響反響経路急変動が
発生した時の音響反響消去特性を示す。図中ａ）は該擬
似インパルス応答レジスタを二分割し、前後半交互に更
新処理を適用したものである。図中ｂ）は本発明の請求
項１記載の方式である。図中ｃ）は本発明の請求項２記
載の方式である。この時の該擬似インパルス応答レジス
タ数Ｌは２０００とした。又、信号対近端雑音比は収束
速度の比較を容易にする為に３０ｄＢとした。そして、
経路変動の内容は直接音が大きく急激に変化したものと
仮定している。ｂ）方式とｃ）方式で経路変動後、５倍
以上の収束速度差が有る事が見て取れる。この事からも
本発明方式が経路変動に対する適応性能に優れている事
が判る。

【００２１】

【発明の効果】以上、詳細に説明したように本発明によ
れば、下記のような優れた効果が期待される。

【００２２】（１）任意の音場特性に適合した分割ブロ
ックマッピングを行えるので、係数修正量更新の分割処
理による音響反響消去特性の収束速度の劣化を補正する
事が出来、音響反響除去の高速化を図れる。この事は、
直接音と間接音の比率が容易に変わってしまう様な拡声
音声通信装置に対して非常に有効である。

【００２３】（２）音響反響消去性能を劣化させずに、
適応アルゴリズムの内部演算量を大幅に削減する事が出
来る。又、任意の音場特性を推定する為の新たなトレー
ニング機構の必要ないので、従来方式に比べて小規模な
構成でハードウェア化が実現でき、コストの低減化が図
れる。

【００２４】（３）任意の音場特性において、更新頻度
の高い分割ブロックである位置固定ブロックはインパル
ス応答の高電力集中している部分に必ずセットされるの
で、分割ブロック数を多くしても収束速度を劣化させず
に音響反響除去処理を行う事ができる。

【００２５】（４）音響反響経路特性の変動要因は、マ
イクロホン、スピーカに近接した直接音の優勢な空間の
人間やそれに伴う物体の移動である。従って、音響反響
経路変動時に直接音部分をカバーする位置固定ブロック
だけではなく位置変動ブロックも同ブロックをカバーさ
せる本発明においては、音響反響消去特性の立ち上がり
速度が高速な為、音響反響経路変動に対する追随性が非
常に強く通信回線の定常状態を速やかに作る事が出来
る。

【００２６】（５）誤消去による誤差信号の振幅変動が
非常に少ないので準定常状態が保持され、比較的大きな
レベルの残留音響反響が通信回線上に存在しない為に高
速な双方向通信検出が容易に行え、送話音声の頭の部分
が切れるなどの音声劣化が無くなり高音質が確保され
る。

【図面の簡単な説明】

【図１】本説明による音響反響除去装置の一構成例を示
すブロック図である。

【図２】本説明に用いた分割更新ブロックマッピングを
決定する為の状態評価組み合わせを示した図である。

【図３】本説明に用いた本発明による白色雑音を参照入
力とした場合の音響反響消去特性の一例を示した図であ
る。

【図４】本説明に用いた本発明による白色雑音を参照入
力として、急激な音響反響経路変動が存在した時の音響
反響消去特性の一例を示した図である。

【図５】本説明に用いた最大周期系列符号により観測さ
れた音場のインパルス応答特性の一例を示した図であ
る。

【図６】従来の一般的な学習同定法を用いた音響反響除
去装置の基本構成の一例を示したブロック図である。

【符号の説明】

１受話信号入力端子２受話信号出力端子３可変係数フィルタ４送話信号入力端子５減算回路６送話信号出力端子７修正量演算回路８受話信号入力レジスタ９擬似インパルス応答レジスタ１０積和演算回路１１係数系列ブロック選択回路１２第一の電力演算回路１３電力比較回路１４第二の電力演算回路１５係数除算回路１６係数変動検出回路

Claims

(57)【特許請求の範囲】

【請求項１】受話信号入力端子と、受話信号出力端子
と、送話信号入力端子と、送話信号出力端子と、該受話
信号入力端子の受話信号を入力とするＮ個のブロックに
分割された擬似インパルス応答レジスタを有する可変係
数ディジタルフィルタと、該擬似インパルス応答レジス
タの総分割ブロック数Ｎ個の中から一度に更新されるブ
ロック数（ｎ個）を選択する係数系列ブロック選択回路
と、該受話信号出力端子から音響反響経路を介して該送
話信号入力端子に入力される受話信号の音響反響成分か
ら該可変係数ディジタルフィルタで生起された擬似音響
反響を減算し残差信号を最小とするための係数修正量演
算回路によって係数系列が逐次更新される音響反響除去
装置において、該擬似インパルス応答レジスタ内に格納
された各係数の電力を求める第一の電力演算回路と、該
第一の電力演算回路によって出力される各ブロック毎の
電力値を集計し、その集計された電力値を比較する電力
比較回路と、該電力比較回路の比較結果にもとずいて任
意の音場特性に適合した各分割ブロックの更新頻度を決
定し、その更新頻度にしたがってＰ個の位置固定ブロッ
クとＱ（ｎ−Ｐ）個の位置変動ブロックとにより係数修
正を行うことを特徴とする音響反響除去装置。
【請求項２】該電力比較回路にもとずいて任意の音場特
性に適合した更新頻度の内、更新頻度が一番高い位置固
定ブロックの該修正量演算回路で生成される各係数修正
量の電力値を求める第二の電力演算回路と、該第二の電
力演算回路によって出力される各電力値を位置固定ブロ
ックの該第一の電力演算回路の各出力で除算する係数除
算回路と、該係数除算回路によって算出された算出結果
と所定の閾値と比較する係数変動検出回路とから構成さ
れ、該係数除算回路の出力値が該係数変動検出回路内の
閾値より大きいときには位置変動ブロックは位置固定ブ
ロックと同じ分割ブロックの係数修正演算処理を行うこ
とを特徴とする請求項１記載の音響反響除去装置。