JPH09261135A - 音響エコー消去装置 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】 【課題】 簡単な構成でダブルトークに対処する。 【解決手段】 この音響エコー消去装置は、適応フィル
タ３１を用いて受話信号（ベクトルｘ₁ ）から疑似エコ
ー成分を生成し、送話信号（ベクトルｙ）から疑似エコ
ー成分を除去する装置である。本装置は、送話信号から
受話信号にのみ依存する帰還成分を抽出し、その帰還成
分に応じて適応フィルタ手段の伝達特性を設定しつつ受
話信号を適応フィルタ手段に通ぜしめて疑似エコー成分
を生成する。 【効果】 適応フィルタの伝達関数の推定する処理を工
夫するだけで、ダブルトーク時にも真のエコー成分に応
じた疑似エコー成分の除去をなすことができる。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する技術分野】本発明は、音響エコー消去方
法及び装置に関する。

【０００２】

【従来の技術】ハンズフリー電話機やＴＶ会議用通話機
などの拡声通話系機器においては、相手話者側の受話器
たるスピーカからの放射音が同側の送話器たるマイクロ
フォンへの回り込み信号になって当方受話音声内に混入
する音響エコーをキャンセルする音響エコーキャンセラ
が公知となっている。

【０００３】かかる従来の音響エコーキャンセラでは、
相手話者側のマイクに、同側スピーカからの放射音の回
り込み信号と、相手話者による送話信号（周辺音声も含
む）とが混合入力する状態、いわゆるダブルトークが発
生すると、適確な音響エコーの消去が行えない。すなわ
ち従来のエコーキャンセラは、基本的に、入力音声信号
を波形処理してエコーを除去するための疑似エコーを生
成し、エコー帰路にその疑似エコーを逆位相で加えてエ
コーを消去しているので、ダブルトーク時に、かかる相
手話者による送話信号をもエコー成分と認識してしま
い、誤った疑似エコーを生成し安定した音響エコーの消
去ができなくなる場合がある。

【０００４】この様なダブルトーク発生時の対策とし
て、日本音響学会講演論文集（平成７年３月，第５９５
頁ないし第５９６頁に羽田氏、外３名による「ＥＳ射影
アルゴリズムを用いたデュオフィルタ構成のエコーキャ
ンセラの検討」と題された論文）に開示された方法があ
る。これによれば、音響エコー経路の伝達特性を推定す
る適応フィルタと、この適応フィルタから得られるフィ
ルタ係数を受けて、実際のエコー消去を行うための半固
定フィルタと、適応フィルタ係数の誤差が小さく、か
つ、適応フィルタ係数の誤差と半固定フィルタ係数の誤
差とを比較し、適応フィルタ係数の誤差の方が小さいと
判断された際に、適応フィルタ係数を半固定フィルタに
転送する制御を担う収束状態判定回路とからなり、収束
状態判定回路は、ダブルトーク発生時に適応フィルタ係
数が乱れたことを検出すると、適応フィルタから半固定
フィルタへのフィルタ係数の転送を禁止するので、半固
定フィルタはダブルトークが発生する直前に推定したフ
ィルタ係数を保持することになり、ダブルトーク時にも
良好なエコー消去が行えるのである。つまり、ダブルト
ークにおける送話信号は、スピーカからマイクへの伝達
経路に加わる外乱であり、スピーカからマイクへの伝達
経路の特性が変わるわけではないから、外乱が発生する
前の係数を用いてエコー消去を行うことで、外乱、すな
わち送話信号のみ分離することを可能としている。

【０００５】しかしながら、この論文のものは、ダブル
トークに対処するためにフィルタ係数の乱れを検出する
収束状態判定回路や、定常時のフィルタ係数を保持する
半固定フィルタが必要不可欠であり、装置の複雑化を招
いていた。一般に、ハンズフリー電話機などに用いられ
る音響エコーキャンセラーにおいては、装置を簡略化す
る要請が強く、さらなる改善が望まれるところである。

【０００６】

【発明が解決しようとする課題】本発明は、上述した点
に鑑みなされたものであり、簡単な構成でダブルトーク
に対処し得る音響エコー消去方法及び装置を提供するこ
とを目的とする。

【０００７】

【課題を解決するための手段】本発明による音響エコー
消去装置は、適応フィルタ手段を用いて受話信号から疑
似エコー成分を生成し、送話信号から前記疑似エコー成
分を除去する音響エコー消去装置であって、前記送話信
号から前記受話信号にのみ依存する帰還成分を抽出する
手段と、前記帰還成分に応じて前記適応フィルタ手段の
伝達特性を設定しつつ前記受話信号を前記適応フィルタ
手段に通ぜしめて前記疑似エコー成分を生成する手段と
を有することを特徴としている。

【０００８】本発明による音響エコー消去装置は、適応
フィルタ手段を用いて受話信号から疑似エコー成分を生
成し、減算手段により送話信号から前記疑似エコー成分
を減じて誤差信号を生成する音響エコー消去装置であっ
て、前記誤差信号と前記受話信号との相互相関関数を求
める第１手段と、前記受話信号のエネルギーレベルを求
める第２手段と、前記相互相関関数の値の時間平均と前
記エネルギーレベルの値の時間平均との比を求める第３
手段と、前記比に基づいて前記適応フィルタ手段の伝達
特性を更新し、前記受話信号を前記適応フィルタ手段に
通ぜしめて前記疑似エコー成分を生成する第４手段と、
を有することを特徴としている。

【０００９】本発明による音響エコー消去装置は、受話
信号から疑似エコー成分を生成し、送話信号から前記疑
似エコー成分を減じて誤差信号を生成する音響エコー消
去装置であって、前記誤差信号と前記受話信号との相互
相関関数を求める第１行程と、前記受話信号のエネルギ
ーレベルを求める第２行程と、前記相互相関関数の値の
時間平均と前記エネルギーレベルの値の時間平均との比
を求める第３行程と、前記比に基づいて適応フィルタ手
段の伝達特性を更新し前記受話信号を前記適応フィルタ
手段に通ぜしめて前記疑似エコー成分を生成する第４行
程と、を実行する信号処理手段を有することを特徴とし
ている。

【００１０】

【発明の実施の形態】以下、本発明の実施例を図に基づ
いて詳細に説明する。図１は、本発明によるエコーキャ
ンセラが適用された一実施例の通話システムの主な構成
（ハードウェア）の概念ブロック図を示している。図１
において、話者Ａ側から発せられた音声は、ベクトル

【００１１】

【外１】

【００１２】と表され（以下、これを図面を除き^vｘ₁と
表記する）、Ａ側送話器たるマイクロフォン１によって
捕捉され、ここで音響エネルギーから電気エネルギーに
変換され音声信号^vｘ₁として伝送路２を通じて話者Ｂ側
に伝送される。話者Ｂ側においては、話者Ａからの音声
信号^vｘ₁をＤＳＰ（ディジタル信号処理器）３を介して
Ｂ側受話器たるスピーカ４に供給する。話者Ｂ側の送話
器にもマイクロフォン５が採用され、このマイクロフォ
ン５が捕捉した話者Ｂ側の音声は、ベクトル

【００１３】

【外２】

【００１４】と表され（以下、これを図面を除き^vｙ と
表記する）、ＤＳＰ３に供給される。このＢ側送話信号
^vｙ は、マイクロフォン５が捕捉したスピーカ４からの
放射音成分とこれ以外の音声成分とからなり、後者は、
ベクトル

【００１５】

【外３】

【００１６】と表される（以下、これを図面を除き^vｘ₂
と表記する）。ＤＳＰ３は、適応フィルタ３１及び差動
回路（または減算部）３２その他図示せぬ制御部等から
なる。適応フィルタ３１は、話者Ａ側からの音声信号す
なわちＢ側受話信号^vｘ₁を入力とし、フィルタ出力信号
を差動回路３２に供給する。差動回路３２は、適応フィ
ルタ３１からの信号を反転入力するとともに、マイクロ
フォン５からの送話信号^vｙ を非反転入力し、両者の加
算すなわちＢ側送話信号からフィルタ出力信号を減じた
出力を、補正されたＢ側送話信号として伝送路２に送る
とともに、制御信号として適応フィルタ３１にも送る。
かかる制御信号は、残留エコーに応じた誤差信号とし
て、ベクトル

【００１７】

【外４】

【００１８】と表される（以下、これを図面を除き^vｅ
と表記する）。ＤＳＰ３からの補正されたＢ側送話信号
は、伝送路２を介して話者Ａ側の受話器たるスピーカ６
に供給される。

【００１９】適応フィルタ３１のより詳しい構成を表す
概念ブロックは、図２に示される。図２において、適応
フィルタ３１は、例えば周知のＦＩＲフィルタからな
り、Ｂ側受話信号^vｘ₁を入力とし直列接続された１サン
プル遅延器群Ｄ０，Ｄ１，…，Ｄｍ−１と、各遅延器の
出力にそれぞれ対応する係数を乗ずるｍ個の係数乗算器
Ｈ０，Ｈ１，…，Ｈｍ−１と、これら乗算器の出力を加
算しその加算出力をフィルタ出力とする加算器ＡＤとを
含む。乗算器の各々は、差動回路３２の出力である誤差
信号^vｅ によって制御される。これによりＢ側受話信号
^vｘ₁及び誤差信号^vｅ を元にして適応フィルタ３２の伝
達特性を学習、適応させることができる。

【００２０】再び図１に戻り、マイクロフォン５が捕捉
したスピーカ４からの放射音成分の、マイクロフォン５
とスピーカ４との間の伝達特性すなわち音響エコー経路
Ｐ_Eの伝達関数または特性（以下、実伝達関数と呼ぶ）
は、ベクトル

【００２１】

【外５】

【００２２】と表され（以下、これを図面を除き ^vｈと
表記する）、この実伝達関数を目標として推定される適
応フィルタ３１の伝達関数または特性（以下、疑似伝達
関数と呼ぶ）は、ベクトル

【００２３】

【外６】

【００２４】と表される（以下、これを図面を除き ^vｈ
´と表記する）。次に、本発明による音響エコー除去の
原理につき説明する。

【００２５】図１を参照すれば、この原理は、Ａ側から
の信号ｘ₁ の成分がその相手Ｂ側の音響エコー経路Ｐ_E
を介しまたは回り込んで再びＡ側に帰還することにより
Ａ側において音響エコーが生じることを阻止することが
目的である。かかる回り込み成分を含む^vｙ は、

【００２６】

【数１】 ^vｙ＝^vｘ₁［＊］^vｈ＋^vｘ₂ …（１） であり、誤差信号^vｅ は

【００２７】

【数２】 ^vｅ＝^vｙ−^vｘ₁［＊］^vｈ´ ＝（^vｘ₁［＊］^vｈ＋^vｘ₂）−^vｘ₁［＊］^vｈ´ ＝^vｘ₁［＊］（^vｈ−^vｈ´）＋^vｘ₂ ＝^vｘ₁［＊］Δ^vｈ＋^vｘ₂ …（２） である。ここでΔ^vｈ＝^vｈ−^vｈ´と置換され、
「［＊］」は畳み込みの演算子を示している。なお、以
下同様に、ベクトル量を示す変数ａを「^vａ 」なる表現
で示すこととする。

【００２８】（２）式をフーリエ変換すると、

【００２９】

【数３】 ^vＥ＝^vＸ₁・^vΔＨ＋^vＸ₂ …（３） と書くことができる。この式は、複素数成分を含む周波
数領域における誤差信号を表している。

【００３０】そしてこの（３）式の両辺に^vＸ₁の複素共
役^vＸ₁ ^*（「^* 」は複素共役を示すものとする）を乗じ
れば、

【００３１】

【数４】 ^vＸ₁ ^*・^vＥ＝^vＸ₁ ^*・^vＸ₁・^vΔＨ ＋^vＸ₁ ^*・^vＸ₂ …（４） ∴ ^vＸ₁ ^*・^vＥ＝｜^vＸ₁｜²・^vΔＨ ＋^vＸ₁ ^*・^vＸ₂ …（５） となる。

【００３２】さらに（５）式両辺の時間平均をとると、

【００３３】

【数５】

【００３４】である。ここでは変数ａの時間平均化した
ものを

【００３５】

【数６】

【００３６】と表記しており、以下も同様とする。

【００３７】かかる（６）式右辺第２項の

【００３８】

【数７】

【００３９】に注目すると、^vＸ₁ ^*・^vＸ₂ は相互相関関
数を成しており、音響エコー経路Ｐ_Eを経た回り込み信
号成分^vｘ₁とＢ側の騒音を含む信号成分^vｘ₂とのクロス
スペクトラムを形成するものである。従って、その両信
号成分が互いに無相関であるとすると、

【００４０】

【数８】

【００４１】は零に等しいと言い得、この条件下では

【００４２】

【数９】

【００４３】が成立する。また、^vΔＨ の変動が緩やか
なものであれば、すなわちＤＳＰ３の信号処理速度に比
して^vｈ の変動速度が十分遅いとすれば、

【００４４】

【数１０】

【００４５】と導くことができ、よって

【００４６】

【数１１】

【００４７】であり、

【００４８】

【数１２】 ^vΔＨ＝^vＨ−^vＨ´ …（１０） であるから、

【００４９】

【数１３】 ^vＨ´＝^vＨ−^vΔＨ …（１１） に基づいて、適応フィルタ３１の伝達関数 ^vｈ´を推定
することができる。なお、^vＨ´から ^vｈ´へは逆フー
リエ変換により求められる。

【００５０】以上のように、この原理は、適応フィルタ
３１の伝達関数 ^vｈ´をＢ側固有の信号成分^vｘ₂に影響
を受けずに推定することができるので、ダブルトーク環
境下においても適応フィルタ３１は回り込み信号成分^v
ｘ₁だけに応じた正しい疑似エコーを生成することがで
き、もって適確な音響エコーの除去を達成することを導
くのである。

【００５１】次に、上記原理に基づいた、ＤＳＰ３が実
行する具体的処理の手順を図３を参照して説明する。図
３において、ＤＳＰ３は先ず、初期設定として１回の推
定処理におけるフレーム番号を示す変数ｉを１とし（ス
テップＳ１１）、さらに変数 ^vＳ_XE，Ｓ_X をそれぞれ０
に設定する（ステップＳ１２）。

【００５２】次いでＤＳＰ３は、１フレーム分の誤差信
号，Ｂ側受話信号に対応する離散データ列 ^vｅ_i ， ^vｘ
_1iを読み込む（ステップＳ１３）。かかるフレームは、
時間の単位であり、その時間長は、上記（７）式が成立
するための条件に必要な長さが選ばれるが、詳細は後述
する。また、フレームの時間長は離散データ列 ^vｅ_i，
^vｘ_1iのサンプル数に相当し、１フレームがｎサンプル
数に相当するのであれば、読み込み信号は、 ^vｅ_i
（ｋ）， ^vｘ_1i（ｋ）｛ｋ＝０，１，２，…，ｎ−１｝
と書ける。

【００５３】このようにして読み込んだ１フレーム分の
^vｅ_i ，^vｘ_1i を、ＤＳＰ３はさらに当該フレーム期間
においてフーリエ変換してその変換結果を変数 ^vＥ_i ，
^vＸ _1iに格納し（ステップＳ１４）、 ^vＥ_i に ^vＸ_1iの
複素共役 ^vＸ_1i ^* を乗じて^vＥ_i・^vＸ_1i ^*を求める（ステ
ップＳ１５）。これは上記（３）式の演算と、平均化を
行わない上記（９）式右辺における分子の演算とに相当
する。

【００５４】またＤＳＰ３は、^vＸ_1i のパワーを求める
ために｜^vＸ_1i｜²なる演算を行う（ステップＳ１６）。
これは、平均化を行わない上記（９）式右辺における分
母の演算に相当する。ステップＳ１５及びＳ１６の後は
ＤＳＰ３は、時系列上の集合値を求めるために、下式の
如き演算を行う（ステップＳ１７）。

【００５５】

【数１４】 ^vＳ_XE＝^vＳ_XE＋^vＸ_1i ^*・^vＥ_i …（１２） Ｓ_X＝Ｓ_X＋｜^vＸ_1i｜² …（１３） ｉ＝１の場合すなわち第１フレームにおいてはステップ
Ｓ１５及びＳ１６により求めた^vＸ₁₁ ^*・^vＥ₁ ，｜^vＸ₁₁
｜² の値がそのまま変数^vＳ_XE ，Ｓ_X に格納される。

【００５６】このステップＳ１７の演算が終わると、Ｄ
ＳＰ３は、変数ｉの値に１を加算し（ステップＳ１
８）、この加算されたｉの値が所定値Ｎよりも大きいか
否かを判別し（ステップＳ１９）、否とすればステップ
Ｓ１３に移行する。所定値Ｎは、ステップＳ１３ないし
Ｓ１７の処理を何度繰り返すかを指すためのフレーム数
であり、上記（６）式右辺第２項の

【００５７】

【数１５】

【００５８】を十分小さくさせるための値が採用され
る。詳細は後述する。ステップＳ１９を経た後のステッ
プＳ１３では、前回読み込んだフレームの次のフレーム
につき離散データ列 ^vｅ_i ， ^vｘ_1iを読み込み、以降同
様にステップＳ１４〜Ｓ１７の処理が行われる。但しス
テップＳ１７においては、前回までのフレームにおいて
得られた^vＳ_XE ，Ｓ_X の値に、今回のフレームで求めら
れた^vＸ_1i ^*・^vＥ_i ，｜^vＸ_1i｜² の値を加えて得られる
値を、新たに変数^vＳ_XE ，Ｓ_Xの値としている。例えば
ｉ＝２の場合すなわち第２フレームにおいてはステップ
Ｓ１５及びＳ１６により求めた^vＸ₁₂ ^*・^vＥ₂ ，｜^vＸ₁₂
｜² の値が変数^vＳ_XE，Ｓ_X の値に加えられる。つまり
ステップＳ１７においては、フレーム毎に得られる^vＸ
_1i ^*・^vＥ_i，｜^vＸ_1i｜²の値を順次足し合わせていき、
その加算結果を変数^vＳ_XE ，Ｓ_X に格納する処理を行っ
ているのである。

【００５９】これは、^vＸ_1i ^*・^vＥ_i，｜^vＸ_1i｜²の値を
フレーム系列すなわち時系列に従って累積或いは積算す
ることに相当する。ステップＳ１９においてｉの値が所
定値Ｎ以下であると判別されると、ＤＳＰ３は、

【００６０】

【数１６】 Δ^vＨ＝^vＳ_XE／Ｓ_X …（１４） なる演算を行う（ステップＳ２０）。この演算は、上記
（９）式の演算に相当する。何となれば、（９）式は、
時間平均化された^vＸ_1i ^*・^vＥ_iと｜^vＸ_1i｜²との割算で
あるが、ステップＳ１７において累積加算された^vＸ_1i ^*
・^vＥ_iすなわち^vＳ_XE を平均化すれば^vＳ_XE ／Ｎであ
り、同じく累積加算された｜^vＸ_1i｜²すなわちＳ_X を平
均化すればＳ_X ／Ｎであるので、結局両者の比をとると
（１４）式の形にすることができるのである。従ってス
テップＳ２０においては、^vＸ_1i ^*・ ^vＥ_iと｜^vＸ_1i｜²と
の割算と同時に平均化演算を行っていることに相当す
る。

【００６１】ステップＳ２１の演算を終了すると、ＤＳ
Ｐ３は、Δ^vＨを逆フーリエ変換し、その変換結果をΔ^v
ｈとする（ステップＳ２１）。そうしてＤＳＰ３は、

【００６２】

【数１７】 ^vｈ´＝^vｈ´＋Δ^vｈ …（１５） なる演算を行って、フィルタ３１の係数を更新する（ス
テップＳ２２）。^vｈ´は、一次元のベクトル行列｛ｈ₀
´，ｈ₁´，ｈ₂´，…，ｈ_m-2´，ｈ_m-1´；ｍは整数｝
にて表すことができ、図２に示されるｍタップの各乗算
器が乗じるべき係数を設定することができる。

【００６３】ステップＳ２２による^vｈ´の更新が終了
すると、再びステップＳ１１に戻り上述した処理が繰り
返される。つまり、次の^vｈ´の更新に向けて新たなＮ
フレームについての適応フィルタの疑似伝達関数の推定
処理が行われるのである。図３の処理を時系列上に表す
と、図４のようになる。図４においては、フレーム系列
に対して各変数の値が最終的にどのように求められるか
が示されている。変数ｉは、１回の推定処理に使われる
フレームの番号を表すので、推定処理毎にフレームに追
随して１からＮまで順次値が１つずつ増える。そしてこ
のｉの値に対応して変数^vｅ_i，^vｘ_1i，^vＥ_i，^vＸ_1i，^v
Ｘ_1i ^*vＥ_i及び｜^vＸ_1i｜²の値が、それぞれフレーム毎
に求められる。

【００６４】変数^vＳ_XE，Ｓ_Xは、フレーム毎に値が更新
されるものの、最終的な値が得られるのは１回の推定処
理における最終フレーム（第Ｎフレーム：＃Ｎ）で確定
する。また、ステップＳ２０ないしＳ２２からも分かる
ように変数Δ^vＨ ，Δ^vｈ 及び^vｈ´ も最終フレームで
値が確定する。ここで注目すべきは２点ある。１つは１
フレームの長さであり、もう１つはＮフレームの長さす
なわち１回の推定処理の周期であって当該処理の対象と
する誤差信号^vｅ 及びＢ側受話信号^vｘ₁の時間長であ
る。

【００６５】最初の点に関し、ステップＳ１５では^vＥ_i
に^vＸ_1i ^*を掛けているが、このとき上記（５）式から
分かるように（^vＥ_i ^vＸ_1i ^*）にはＸ₁ ^*Ｘ₂ の成分が含
まれる。このＸ₁ ^*Ｘ₂ は、相互相関関数を成しており、
ステップＳ１７における^vＳ_{X E} の累積加算によってＮフ
レーム分のＸ₁ ^*Ｘ₂ の値が^vＳ_XE に含まれることとな
る。１回の推定処理の周期が決められた下では、フレー
ム長を短くすればＮの値を大きくしなければならず、^v
Ｓ_XE の累積加算の回数を多くすることとなる。フレー
ム長が短い場合、フレーム間においてＸ₁ ^*も相関が強く
なるし、Ｘ₂ ついても同様である。このような場合、推
定処理の最終フレームで得られる^vＳ_XE に含まれるＸ₁ ^*
Ｘ₂ の成分が多くなり、ステップＳ２０において^vＳ_XE
を平均化しても当該成分をゼロとみなす上記（７）式の
成立を望めなくなるのである。

【００６６】こうしたＸ₁ ^*Ｘ₂ の相互相関関数の性質に
鑑み、フレーム長が設定されるのである。音声信号を扱
う場合は、例えば２０ｍｓの時間長がフレームに設定し
得る。２番目の点に関し、推定処理の周期は、上記
（７）式を成立させる上では長い方が良い。つまり

【００６７】

【数１８】

【００６８】をゼロとみなせるものとするためには長い
時間についての平均化を行ったほうが有利であるからで
ある。しかし、上記（８）式を成立させるためには、△
^vＨ の変動速度よりも^vｈ´ の更新速度を速くしなけれ
ばならないから、少なくとも、予期される△^vＨ の変動
周期すなわち^vｈ の変動周期よりも推定処理の周期を短
くする必要がある。

【００６９】このように、予想される^vｈ´ の更新速度
に鑑み、推定処理の周期もってはＮの値が設定されるの
である。フレーム長が２０ｍｓの場合、Ｎは１００など
の値を採用し得る。ところで、上記実施例においては、
基本的に、

【００７０】

【数１９】 ^vｅ＝^vｘ₁［＊］△^vｈ＋^vｘ₂ …（１６） をフーリエ変換し周波数領域において^vｘ₁と相関をと
り、右辺第２項の^vｘ₂に関する成分をゼロとみなさんと
することにより、マイクロフォン５が傍受したエコー成
分^vｘ₁以外の^vｘ₂の成分による適応フィルタ係数の推定
を回避することを実現している。

【００７１】しかし周波数領域においてだけでなく、時
間領域においてもこれを実現することは原理的に可能で
はある。すなわち、前式両辺をフーリエ変換せずに^vｘ₁
との相互相関関数をとれば、

【００７２】

【数２０】 Ｒx₁e＝Ｒx₁x₁［＊］△^vｈ＋Ｒx₁x₂ …（１７） である。但し、ここでは「Ｒab」をベクトルａとベクト
ルｂの相互相関関数を表すものとしている。

【００７３】そしてこの（１７）式に平均化を施すと、

【００７４】

【数２１】

【００７５】と書くことができ、先の（７）式と同様
に、

【００７６】

【数２２】

【００７７】をゼロとみなすことが可能である。さらに
これも△^vｈの変動を限定することで

【００７８】

【数２３】

【００７９】と導くことができ、結局、この式に対し逆
畳み込み演算を行うことによって△^vｈが求められる。
そうして今度は、逆フーリエ変換をすることなく△^vｈ
＝^vｈ− ^vｈ´に基づき適応フィルタの伝達関数^vｈ´が
求められるのである。

【００８０】これまで説明してきた実施例においては、
適応フィルタ３１が、音響エコー経路Ｐ_E の伝達特性^v
ｈを目標に推定して求めた伝達特性^vｈ´ を有し、この
適応フィルタにスピーカ４に入力される（送信されてき
た）受話信号^vｘ₁を入力することにより、擬似的な音響
エコー経路を形成する。そしてこの擬似的な音響エコー
経路を伝達した信号で実際の音響エコー経路Ｐ_E を伝達
した回り込み信号を相殺することによって送信側にフィ
ードバックする音響エコーをキャンセルする点では従前
のものと変わりがない。しかし本実施例では、単に、適
応フィルタ３１が、相殺用の差動回路３２から出力され
る誤差信号をモニタしながら、この誤差信号（残留エコ
ー）^vｅ が最小化されるようにフィルタ係数を逐次変化
させることとせず、当該誤差信号^vｅからＢ側固有の入
力成分である^vｘ₂を除く処理を行った上でフィルタ係数
を更新するようにしている点で顕著な効果を生んでい
る。換言すれば、本実施例は、適応フィルタ３１を用い
て受話信号^vｘ₁から疑似エコー成分（フィルタ３１の出
力）を生成し、送話信号^vｙ から当該疑似エコー成分を
除去する音響エコー消去方法または装置において、送話
信号^vｙ から受話信号にのみ依存する帰還成分（例えば
上記（５）式で言えば^vＸ₁ ^*・^vＸ₂を除いた成分）を抽
出し、この帰還成分に応じて適応フィルタ３１の伝達特
性^vｈ´ を設定しつつ受話信号^vｘ₁を当該フィルタ３１
に通ぜしめて疑似エコー成分を生成するようにすること
を主たる特徴としており、この構成により本発明特有の
効果が発揮されるのである。

【００８１】すなわち従前装置における適応フィルタ
は、単純に誤差信号そのものを実時間上で残留エコーが
最小化するように逐次伝達関数を変化させるものである
から、ダブルトークによるＢ側の伝達経路の突発的な雑
音環境の変化に従う誤差信号に応じてフィルタの伝達関
数が大きく乱れてしまうのであるが、本実施例において
は常に、誤差信号からＢ側のこのような変化に依存しな
い上記帰還成分すなわち真のエコー成分に応じて適応フ
ィルタの伝達関数を求めるようにしているので、ダブル
トークが発生しても安定して適格な適応フィルタの伝達
関数を定めることができるのである。

【００８２】従って、上記論文に開示のシステムに設け
られた半固定フィルタや収束状態判定回路のような手段
を講じることなく、適応フィルタの伝達関数の推定処理
を工夫するだけで良い訳であるから、簡単な構成でかつ
良好にしてダブルトークに対処し得る音響エコーの消去
が達成される。なお、上記実施例においては、話者Ａ側
を主体にして音響エコーの消去を説明したが、話者Ｂ側
における音響エコーすなわち話者Ｂが送信した音声がＡ
側において回り込みフィードバックされて生ずるエコー
についても同様に消去をなすことができる。つまりＡ側
にも図１に示されるＤＳＰ３と同等のものを備えれば良
いのである。また、１対１の通話形態につき実施例を挙
げたが複数話者間において本手法が適用されることは勿
論である。

【００８３】また、上記実施例では、ハードウェアの構
成としてＤＳＰにて本発明特有のエコーの除去をなすよ
うにしているが、これとは異なるハードウェアの構成で
実現しても良いことは勿論である。この他にも、上記実
施例では限定的な説明を行ったが、当業者の設計可能な
範囲で適宜改変することができる。

【００８４】

【発明の効果】以上説明したように、本発明によれば、
簡単な構成でダブルトークに良好な対処をなすことがで
きる。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明によるエコーキャンセラが適用された一
実施例の通話システムの主要な構成を示す概念ブロック
図。

【図２】図１のエコーキャンセラにおける適応フィルタ
の構成を示す概念ブロック図。

【図３】図１のエコーキャンセラにおけるＤＳＰが実行
する適応フィルタの伝達特性推定の処理手順を示すフロ
ーチャート。

【図４】図３の処理を時系列上に表した図。

【主要部分の符号の説明】

１，５ マイクロフォン ２ 伝送路 ３ ＤＳＰ ３１ 適応フィルタ ３２ 差動回路 ４，６ スピーカ Ｐ_E 音響エコー経路 Ｄ０〜Ｄｍ−１ １サンプル遅延器 Ｈ０〜Ｈｍ−１ 係数乗算器 ＡＤ 加算器

Claims (7)

【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】 適応フィルタ手段を用いて受話信号から
   疑似エコー成分を生成し、送話信号から前記疑似エコー
   成分を除去する音響エコー消去装置であって、 前記送話信号から前記受話信号にのみ依存する帰還成分
   を抽出する手段と、 前記帰還成分に応じて前記適応フィルタ手段の伝達特性
   を設定しつつ前記受話信号を前記適応フィルタ手段に通
   ぜしめて前記疑似エコー成分を生成する手段とを有する
   ことを特徴とする音響エコー消去装置。
2. 【請求項２】 適応フィルタ手段を用いて受話信号から
   疑似エコー成分を生成し、減算手段により送話信号から
   前記疑似エコー成分を減じて誤差信号を生成する音響エ
   コー消去装置であって、 前記誤差信号と前記受話信号との相互相関関数を求める
   第１手段と、 前記受話信号のエネルギーレベルを求める第２手段と、 前記相互相関関数の値の時間平均と前記エネルギーレベ
   ルの値の時間平均との比を求める第３手段と、 前記比に基づいて前記適応フィルタ手段の伝達特性を更
   新し、前記受話信号を前記適応フィルタ手段に通ぜしめ
   て前記疑似エコー成分を生成する第４手段と、を有する
   ことを特徴とする音響エコー消去装置。
3. 【請求項３】 前記第３手段は、所定時間期間において
   前記第１及び第２手段により得られる前記相互相関関数
   及び前記エネルギーレベルの各々の値の平均値をそれぞ
   れ求め、前記相互相関関数の値の平均値を前記エネルギ
   ーレベルの値にて除するとともにその除算結果を前記比
   の値として出力する手段からなることを特徴とする請求
   項２記載の音響エコー消去装置。
4. 【請求項４】 前記第１手段は、前記誤差信号と前記受
   話信号とをフーリエ変換して各々の変換値を得る手段
   と、前記受話信号のフーリエ変換値の複素共役を前記誤
   差信号のフーリエ変換値に乗じてその乗算結果を前記相
   互相関関数の値とする手段とを有することを特徴とする
   請求項２または３記載の音響エコー消去装置。
5. 【請求項５】 前記第４手段は、前記比の値を逆フーリ
   エ変換する行程を含むことを特徴とする請求項４記載の
   音響エコー消去装置。
6. 【請求項６】 所定時間長を有するフレーム毎に前記誤
   差信号及び前記受話信号をサンプル値系列にて読み込む
   初期手段をさらに有し、 前記第１手段は、前記フレーム毎に前記誤差信号のサン
   プル値系列と前記受話信号のサンプル値系列とを離散フ
   ーリエ変換し、前記受話信号の離散フーリエ変換値の複
   素共役を前記誤差信号の離散フーリエ変換値に乗じてそ
   の乗算結果を前記相互相関関数の値とし、 前記第２手段は、前記フレーム毎に前記受話信号の離散
   フーリエ変換値の振幅レベルを算出し、 前記第３手段は、時系列上連続する所定数のフレームに
   つき前記第１手段及び第２手段により得られる前記相互
   相関関数及び前記振幅レベルの各値をそれぞれ累積加算
   するとともに、前記相互相関関数の累積加算結果を前記
   振幅レベルの累積加算結果にて除してその除算結果を前
   記比の値とし、 前記第４手段は、前記比の値に逆離散フーリエ変換を施
   して得られる値を前記適応フィルタ手段の伝達特性の誤
   差としてその誤差を略零とすべく前記適応フィルタ手段
   の伝達特性を更新する、ことを特徴とする請求項２記載
   の音響エコー消去装置。
7. 【請求項７】 受話信号から疑似エコー成分を生成し、
   送話信号から前記疑似エコー成分を減じて誤差信号を生
   成する音響エコー消去装置であって、 前記誤差信号と前記受話信号との相互相関関数を求める
   第１行程と、前記受話信号のエネルギーレベルを求める
   第２行程と、前記相互相関関数の値の時間平均と前記エ
   ネルギーレベルの値の時間平均との比を求める第３行程
   と、前記比に基づいて適応フィルタ手段の伝達特性を更
   新し前記受話信号を前記適応フィルタ手段に通ぜしめて
   前記疑似エコー成分を生成する第４行程と、を実行する
   信号処理手段を有することを特徴とする音響エコー消去
   装置。