JP3339612B2 - 多チャンネル音声通信会議用反響消去方法 - Google Patents

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する技術分野】この発明は、多チャンネル再
生系を有する通信会議システムにおいて、ハウリングの
原因および聴覚上の障害となる室内反響信号を消去する
多チャンネル音声通信会議用反響消去方法に関するもの
である。

【０００２】

【従来の技術】同時通話性能に優れ反響感の少ない拡声
通話システムを提供するために、反響消去装置がある。
まず、１チャンネル用の反響消去装置について、その反
響消去方法および装置構成を図７を参照して説明する。
拡声通話において、相手の発話等で端子１１に得られる
受話信号は、そのままスピーカ（再生器）１２から再生
される場合と、スピーカ１２へ送る前に、受話信号の振
幅やパワー等の大きさに応じて自動的に利得を調節する
受話信号加工部１３が挿入され、受話信号に何らかの加
工が施された後に、スピーカ１２から再生される場合と
がある。このため、この明細書で受話信号ｘ₁ （ｋ）と
は、相手からの受話信号そのものとは限らず、受話信号
加工部１３が挿入されたときは、加工された後の受話信
号を指すものとする。ｋは離散時間を表す。反響消去装
置１４は、受話信号ｘ₁ （ｋ）がスピーカ１２から反響
路１５を経て、マイクロホン（集音器）１６に集音され
て得られる反響信号ｙ₁ （ｋ）を消去する。ここで、反
響信号ｙ₁ （ｋ）は、時刻ｋにおける反響路１５のイン
パルス応答をｈ₁₁（ｋ，ｎ）として、 ｙ₁ （ｋ）＝Σｈ₁₁（ｋ，ｎ）ｘ₁ （ｋ−ｎ） Σはｎ＝０からＬ−１まで （１） のような畳み込み演算で得られるものとモデル化でき
る。Ｌはタップ数で、反響路１５の残響時間に対応させ
て、あらかじめ設定しておく定数である。まず、受話信
号蓄積・べクトル生成部１７において、受話信号ｘ
₁ （ｋ）をＬ−１時刻過去のものまで蓄積しておく。蓄
積された信号は、受話信号べクトルｘ₁ （ｋ）、すな
わち ｘ₁ （ｋ）＝［ｘ₁ （ｋ），ｘ₁ （ｋ−１），…，ｘ₁ （ｋ−Ｌ＋１）］^T （２） として出力される。但し、＊^T はべクトルの転置を表
す。疑似反響信号生成部１８では、式（２）の受話信号
べクトルｘ₁ （ｋ）と、反響路推定部１９から得られ
る疑似反響路べクトルｈ＾₁₁（ｋ）との内積演算 ｙ＾₁ （ｋ）＝ｈ＾₁₁ ^T （ｋ）ｘ₁ （ｋ） （３） を行ない、その結果として、疑似反響信号ｙ＾₁ （ｋ）
を生成する。この内積演算は、式（１）のような畳み込
み演算と等価である。反響路推定部１９では、疑似反響
信号生成部１８で用いる疑似反響路べクトルｈ＾
₁₁（ｋ）を生成する。この反響路推定に用いる最も一般
的なアルゴリズムは、ＮＬＭＳアルゴリズム（学習同定
法）である。ＮＬＭＳアルゴリズムでは、時刻ｋにおけ
る受話信号べクトルｘ₁ （ｋ）と残留反響信号ｅ
₁ （ｋ）、すなわち ｅ₁ （ｋ）＝ｙ₁ （ｋ）−ｙ＾₁ （ｋ） （４） とから、時刻ｋ＋１において用いる疑似反響路べクトル
ｈ＾₁₁（ｋ＋１）を次式のように求める。

【０００３】 ｈ＾₁₁（ｋ＋１）＝ｈ＾₁₁（ｋ）＋μ₁ ｅ₁ （ｋ）ｘ₁ （ｋ） ／ｘ₁ ^T （ｋ）ｘ₁ （ｋ） （５） 但し、μ₁ はステップサイズ係数と呼ばれ０＜μ₁ ＜２
の範囲で適応動作の調整に用いる。以上のような処理を
繰り返すことにより、反響路推定部１９では、次第に疑
似反響路べクトルｈ＾₁₁（ｋ）を、真の反響路１５の
インパルス応答ｈ ₁₁（ｋ，ｎ）の時系列を各要素として
持つ反響路べクトルｈ₁₁（ｋ）、すなわち ｈ₁₁（ｋ）＝［ｈ₁₁（ｋ，０），ｈ₁₁（ｋ，１），…， ｈ₁₁（ｋ，Ｌ−１）］^T （６） と一致させることが可能となり、その結果式（４）の残
留反響信号ｅ₁ （ｋ）を小さくすることができる。

【０００４】一般にＮ（＞２）チャンネルの再生系とＭ
（＞１）チャンネルの集音系とで構成される通信会議シ
ステムの場合の反響の消去は、図８に示すような構成に
より行なわれる。すなわち再生側の全Ｎチャンネルと集
音側の各１チャンネルとの間に接続してＮ入力１出力時
系列信号を処理するＮチャンネル反響消去装置２２₁，
２２₂ ，…，２２_M を集音側の全Ｍチャンネルに対して
用意した反響消去システム２３により実現される。この
場合システム全体でＮ×Ｍ個の反響路１５_nm（１＜ｎ＜
Ｎ，１＜ｍ＜Ｍ）が存在する。このシステムの構成単位
である再生側の全Ｎチャンネルと集音側の各１チャンネ
ルとの間に接続されるＮチャンネル反響消去装置２
２₁ ，２２₂ ，…，２２_M については、図７に示した反
響消去装置１４の構成を拡張して、図９に示すように構
成される。これは例えば電子情報通信学会論文誌 '８６
／１０Ｖｏｌ．Ｊ６９−Ａ Ｎｏ．１０「多チャンネル
適応ディジタルフィルタ」に詳しく述べられている。こ
こで、集音側が第ｍ集音チャンネル（１＜ｍ＜Ｍ）に接
続されているＮチャンネル反響消去装置２２_m を考え
る。第ｍチャンネルの集音器１６_m で集音される反響信
号は、各再生チャンネルの再生信号がそれぞれの反響路
１５_1m〜１５_Nmを経て集音側で全て加算されることによ
り得られるために、反響路推定をどの再生チャンネルに
ついても、統一的に同じ１つの残留反響信号ｅ_m （ｋ）
のみを評価して行なうための工夫が必要となる。まず、
各再生チャンネルの受話信号について、受話信号蓄積・
べクトル生成部（１７₁ ，１７₂ ，…，１７_N ）によ
り、受話信号べクトル ｘ₁ （ｋ）＝［ｘ₁ （ｋ），ｘ₁ （ｋ−１），…，ｘ₁ （ｋ−Ｌ＋１）］^T （７） ｘ₂ （ｋ）＝［ｘ₂ （ｋ），ｘ₂ （ｋ−１），…，ｘ₂ （ｋ−Ｌ＋１）］^T （８） ・ ・ ・ ｘ_N （ｋ）＝［ｘ_N （ｋ），ｘ_N （ｋ−１），…，ｘ_N （ｋ−Ｌ＋１）］^T （９） を生成する。但し、Ｌはタップ数で、再生器と集音器が
設置される室内の残響時間に対応させて、あらかじめ設
定する定数である。これらのべクトルをべクトル結合部
２４によって、 ｘ（ｋ）＝［ｘ₁ ^T （ｋ），ｘ₂ ^T （ｋ），…，ｘ_N ^T （ｋ）］^T （10） と結合する。また、反響路推定部１９_m においても、各
再生チャンネルと第ｍ集音チャンネルとの間のＮ個の反
響路を模擬するための、各疑似反響路べクトルｈ＾_1m
（ｋ），ｈ＾_2m（ｋ），…，ｈ＾_Nm（ｋ）を結合し
て ｈ＾_m （ｋ）＝［ｈ＾_1m ^T （ｋ），ｈ＾_2m ^T （ｋ），…， ｈ＾_Nm ^T （ｋ）］^T （11） として扱う。疑似反響路結合べクトルｈ＾_m （ｋ）の
更新は、ＮＬＭＳアルゴリズムを用いた場合、 ｈ＾_m （ｋ＋１）＝ｈ＾_m （ｋ）＋μ_m ｅ_m （ｋ）ｘ（ｋ） ／ｘ^T （ｋ）ｘ（ｋ） （12） のように行なわれる。ただし、μ_m は集音側の第ｍチャ
ンネルに対応するステップサイズ係数である。疑似反響
信号生成部１８_m では、内積演算 ｙ＾_m （ｋ）＝ｈ＾_m ^T （ｋ）ｘ（ｋ） （13） により、第ｍ集音チャンネルで集音された反響信号ｙ_m
（ｋ）に対する疑似反響信号ｙ＾_m （ｋ）を生成する。
このように、各チャンネル毎のべクトルを結合して１つ
のべクトルとして扱うことにより、基本的な処理の流れ
は、図７に示した１チャンネル反響消去装置と同様とな
る。

【０００５】しかしながら、多チャンネル系の反響消去
には、以下に述べる問題があり、上記ＮＬＭＳアルゴリ
ズムを用いるのでは反響路推定の性能が不十分であるこ
とを述べる。具体的な例として、図１０に示すように、
Ａ地点とＢ地点間において、２チャンネルで集音・再生
を行なうステレオ音声会議装置に従来の反響消去システ
ムを適用した場合、Ｂ地点側の反響路が全く変動しない
場合においても、Ａ地点側で発話者が移動あるいは交替
を行なう度にその発話に対するＢ地点からの反響音が増
大するという問題がある。これは、Ｂ地点側の反響消去
システムにおいて反響路推定が正しく行なわれていない
ために起こる問題である。

【０００６】そこで、この問題を説明するために、Ｂ地
点における反響消去システムの構成単位である２チャン
ネル反響消去装置のうちの１つである第１集音チャンネ
ルに接続された装置２２_b1の動作に注目する。以下で
は、各再生チャンネルの動作を明確化するために、先に
用いた結合べクトルの各再生チャンネルについての要素
が明示された形で表記する。結合べクトルを用いずに各
再生チャンネル毎のべクトルで表記するＢ地点側におけ
る２チャンネル受話信号べクトルをｘ₁ （ｋ）とｘ
₂ （ｋ）とする。各再生チャンネルに対する真の反響路
１５₁₁，１５₂₁の反響路べクトルをｈ₁₁（ｋ），ｈ
₂₁（ｋ）とすると、これら反響路１５₁₁，１５₂₁を経て
集音される反響信号ｙ₁ （ｋ）は、 ｙ₁ （ｋ）＝ｈ₁₁ ^T （ｋ）ｘ₁ （ｋ）＋ｈ₂₁ ^T （ｋ）ｘ₂ （ｋ） （14） と表される。一方、反響消去装置内で生成される疑似反
響信号ｙ＾₁ （ｋ）は、装置内で生成される疑似反響路
ｈ＾₁₁（ｋ）とｈ＾₂₁（ｋ）とを用いて、 ｙ＾₁ （ｋ）＝ｈ＾₁₁ ^T （ｋ）ｘ₁ （ｋ） ＋ｈ＾₂₁ ^T （ｋ）ｘ₂ （ｋ） （15） と得られる。Ａ地点から一人の話者が発話した場合等に
は、このｘ₁ （ｋ）とｘ₂ （ｋ）との間には強い相
互相関がある。いま、ｘ₁ （ｋ）とｘ₂ （ｋ）との
間に、一定な強い相互相関があるとすると、 ｙ＾₁ （ｋ）＝ｙ₁ （ｋ） （16） の解としての結合べクトル［ｈ＾₁₁ ^T （ｋ），ｈ＾
₂₁ ^T （ｋ）］は無数に存在し、ｘ₁ （ｋ）とｘ
₂ （ｋ）との相互相関に固有な部分空間Ｈ_x を形成す
る。このため、ＮＬＭＳアルゴリズムのような一般的な
逐次誤差最小化アルゴリズムを用いた場合に、［ｈ＾
₁₁ ^T （ｋ），ｈ＾₂₁ ^T （ｋ）］は初期値から部分空間
Ｈ_x までの距離が最小となる点に収束し、一般に真値
［ｈ₁₁ ^T （ｋ），ｈ₂₁ ^T （ｋ）］には収束しない。

【０００７】説明を簡単にするために、一定なスカラー
値ｐ₁ ，ｐ₂ と原信号べクトルｓ（ｋ）により、受話
信号べクトルｘ₁ （ｋ），ｘ₂ （ｋ）が、 ｘ₁ （ｋ）＝ｐ₁ ｓ（ｋ），ｘ₂ （ｋ）＝ｐ₂ ｓ（ｋ） （17） と表される場合を考える。［ｈ＾₁₁ ^T （ｋ），ｈ＾
₂₁ ^T （ｋ）］が存在し得る部分空間Ｈ_x は、 ｐ₁ ｈ＾₁₁（ｋ）＋ｐ₂ ｈ＾₂₁（ｋ）＝ｐ₁ ｈ₁₁（ｋ） ＋ｐ₂ ｈ₂₁（ｋ） （18） を満たし、図１２Ａにおいて便宜上直線として扱うこと
ができるものである。初期値０から適応を開始した場
合、収束点［ｈ＾_11p ^T （ｋ），ｈ＾
_21p ^T （ｋ）］は、 ｈ＾_11p （ｋ）＝（ｐ₁ ²／（ｐ₁ ²＋ｐ₂ ²）） ｛ｈ₁₁（ｋ）＋（ｐ₂ ／ｐ₁ ）ｈ₂₁（ｋ）｝ ≠ｈ₁₁（ｋ） （19） ｈ＾_21p （ｋ）＝（ｐ₂ ²／（ｐ₁ ²＋ｐ₂ ²）） ｛（ｐ₁ ／ｐ₂ ）ｈ₁₁（ｋ）＋ｈ₂₁（ｋ）｝ ≠ｈ₂₁（ｋ） （20） のように得られる。このため、スカラー値ｐ₁ とｐ₂ と
の間の比が変動した時点で、式（１８）は満足されなく
なるため、反響を消去できなくなり、反響が増大する。

【０００８】以上の例からも分かるように、一般にＮチ
ャンネルの再生系とＭチャンネルの集音系とで構成され
る通信会議システムに、従来の反響消去装置を適用した
場合は、各チャンネルの受話信号間に相互相関がある場
合に、反響路の推定が正しく行なわれないため、受話信
号間の相互相関が変動する度に反響が増大する問題が生
じる。

【０００９】この問題を解決する方法として、特願平７
−５０００２号において、以下の考察に基づいて射影ア
ルゴリズムの適用が提案されている。すなわち、式（１
７）で表される２チャンネルステレオ受話信号ｘ
₁ （ｋ）とｘ₂ （ｋ）との相互相関が変動した場合と
して、式（１７）のｐ₁ ，ｐ₂ がそれらとは比関係の異
なるｑ₁ ，ｑ₂ に変化した例を考える。まず、［ｈ＾
₁₁ ^T （ｋ），ｈ＾₂₁ ^T （ｋ）］は、式（１９），（２
０）の［ｈ＾_11p ^T （ｋ），ｈ＾_21p ^T （ｋ）］に
収束する。次に、ｐ₁ とｐ₂ とがｑ₁ ，ｑ₂ に変化した
とき、［ｈ＾_11p ^T （ｋ），ｈ＾_21p ^T （ｋ）］を
“初期値”として、そこから最短距離にある［ｈ＾
_11q ^T （ｋ），ｈ＾_21q ^T （ｋ）］に収束する。この
動作は図１１Ｂのように幾何学的に解釈される。ここで
収束点［ｈ＾ _11q ^T （ｋ），ｈ＾_21q ^T （ｋ）］
は、収束点［ｈ＾_11p ^T （ｋ），ｈ＾
_21p ^T （ｋ）］から、 ｑ₁ ｈ＾₁₁（ｋ）＋ｑ₂ ｈ＾₂₁（ｋ）＝ｑ₁ ｈ₁₁（ｋ） ＋ｑ₂ ｈ₂₁（ｋ） （21） を満たす（図１１Ｂにおいては便宜上直線として表して
いる）部分空間におろした垂線の交点になる。従って、
図１１Ｂにおけるフィルタ係数誤差べクトルｅ _p ，
ｅ_q のノルムは、一般に‖ｅ_p ‖＞‖ｅ_q ‖の関
係にあることが自明である。このことは、一般に、受話
信号間の相互相関の変化の度に、フィルタ係数誤差べク
トルのノルムが小さくなることを意味している。つま
り、多チャンネル受話信号間の相互相関の変動は、反響
消去装置内において反響路推定が誤っている場合に、反
響の増大をひき起こすが、無限回の変動が繰り返された
末には、反響路推定部における真の反響路の推定を可能
とする有効な情報であると捉えることができる。

【００１０】そして、上記特願平７−５０００２号で
は、射影アルゴリズムにより、上記多チャンネル受話信
号間の相互相関の変動を強調して利用することが可能と
なるため、反響路の推定が高速に実行できると指摘して
いる。

【００１１】

【発明が解決しようとする課題】Ｎチャンネルの再生系
とＭチャンネルの集音系とで構成される通信会議システ
ムに用いられる反響消去方法において、この発明が解決
しようとする課題は主に演算量を低減させることであ
り、以下に説明する通りである。集音側の第ｍチャンネ
ルに対応する疑似反響路べクトルの更新を、 ｈ＾_m （ｋ＋１）＝ｈ＾_m （ｋ）＋μ_m Δｈ＾_m （ｋ） （22） と行なう。ただし、Δｈ＾_m （ｋ）をｈ＾_m （ｋ）
の修正べクトルと呼ぶ。射影アルゴリズムでは、上記修
正べクトルΔｈ＾_m （ｋ）を以下のｐ時刻分の入出力
関係を満たすように求める。

【００１２】 ｙ_m （ｋ）＝｛ｈ＾_m （ｋ）＋Δｈ＾_m （ｋ）｝^T ｘ（ｋ） （23） ｙ_m （ｋ−１）＝｛ｈ＾_m （ｋ）＋Δｈ＾_m （ｋ）｝^T ｘ（ｋ−１） （24） ・ ・ ・ ｙ_m （ｋ−ｐ＋１）＝｛ｈ＾_m （ｋ）＋Δｈ＾_m （ｋ）｝^T ｘ（ｋ−ｐ＋１） （25） ただし、ｐは１以上、Ｎ×Ｌ以下の整数である。残留反
響信号ｅ_m （ｋ）を ｅ_m （ｋ）＝ｙ_m （ｋ）−ｈ＾_m ^T （ｋ）ｘ（ｋ） （26） と求め、 Ｘ（ｋ）＝［ｘ（ｋ），ｘ（ｋ−１），…，ｘ（ｋ−ｐ＋１）］ （27） ｅ_m （ｋ）＝［ｅ_m （ｋ），（１−μ_m ）ｅ_m （ｋ−１），…， （１−μ_m ）^p-1 ｅ_m （ｋ−ｐ＋１）］^T （28） とすると、式（２３）〜（２５）は、 Ｘ^T （ｋ）Δｈ＾_m （ｋ）＝ｅ_m （ｋ） （29） と等価である。式（２９）の最小ノルム解として、修正
べクトルΔｈ＾_m （ｋ）を求めると、式（２２）の更
新式は ｈ＾_m （ｋ＋１）＝ｈ＾_m （ｋ）＋μ_m Ｘ（ｋ）ｇ_m （ｋ） （30） となる。ただし、ｇ_m （ｋ）はプレフィルタ係数べク
トルと呼ばれ、 ｇ_m （ｋ）＝［Ｘ^T （ｋ）Ｘ（ｋ）＋δＩ］^-1ｅ_m （ｋ） （31） と与えられる。ただし、δは非負のスカラー値、Ｉは
単位行列である。数学的にはδ＝０とするのが厳密であ
るが、数値演算の安定のために適度な大きさのδが与え
られる場合が多い。図１２は、上記射影アルゴリズムを
用いた従来の多チャンネル反響消去装置の構成を示し、
疑似反響信号生成部１８_m と減算器２１_mとにより、式
（２６）の反響消去を行ない、反響路推定部１９_m 内に
おいて、式（３１）によりプレフィルタ係数べクトルの
計算を行なうプレフィルタ係数べクトル算出部３１と、
ここで得られたプレフィルタ係数べクトルをもとに、式
（３０）により疑似反響路の修正べクトルを求め、疑似
反響路結合べクトルを更新する修正部３２とを有する。

【００１３】それぞれの処理の演算量を主に乗算に注目
して見積もると、式（２６）ｈ ＾ _m ^T （ｋ）ｘ
（ｋ）は各集音系ごとにＮＬであり、全集音系でＮＭＬ
となり、式（３１）はＸ（ｋ）はｐ次行列であって一
般的なコレスキー法などで計算すると約Ｏ（ｐ³ ）Ｍ
（約ｐ³ のオーダ）、式（３０）はμ_m についての乗算
を無視して、約ｐＮＭＬであり、全体で約（ｐ＋１）Ｎ
ＭＬ＋Ｏ（ｐ³ ）Ｍである。ただし、集音側の全Ｍチャ
ンネルについて、合計している。

【００１４】１チャンネルの集音再生系で、ＮＬＭＳア
ルゴリズムを用いて反響消去する方法では、上記と同様
に演算量を見積もると、約２Ｌとなる。これより、多チ
ャンネルの集音再生系における反響消去方法は、１チャ
ンネルの集音再生系の場合と比較して、再生チャンネル
数Ｎ、集音チャンネル数Ｍ、射影アルゴリズムの次数
ｐ、に応じて演算量が増大し、実際の装置実現を困難に
している一面がある。

【００１５】この発明の課題は、従来の多チャンネル音
声通信会議用反響消去方法において、性能劣化を抑えな
がら、演算量の低減を図ることである。

【００１６】

【課題を解決するための手段】

第１の方法 まず、請求項１記載の発明では、主に式（３０）のＸ
（ｋ）ｇ_m （ｋ）のｐＮＭＬ回の積和演算を低減させ
るため、上記疑似反響路結合べクトルｈ＾_m（ｋ）の
代わりに近似疑似反響路結合べクトルｚ_m （ｋ）を導
入する。

【００１７】このとき、式（２６）の反響消去は、近似
疑似反響路結合べクトルｚ_m （ｋ）、自己相関べクト
ルｒ（ｋ）、平滑化係数べクトルｓ_m （ｋ−１）を
用いて ｅ_m （ｋ）＝ｙ_m （ｋ）−ｘ^T （ｋ）ｚ_m （ｋ）−ｒ^T （ｋ） ｓ_m （ｋ−１） （32） となる。ただし、疑似反響信号ｙ＾_m （ｋ）は、式（３
２）の右辺第２項以降で、 ｙ＾_m （ｋ）＝ｘ^T （ｋ）ｚ_m （ｋ）＋ｒ^T （ｋ） ｓ_m （ｋ−１） （33） であり、 ｘ＾_n （ｋ）＝［ｘ_n （ｋ），ｘ_n （ｋ−１），…， ｘ_n （ｋ−ｐ＋２）］^T ，（１＜ｎ＜Ｎ） （34） として、自己相関べクトルｒ（ｋ）は ｒ（ｋ）＝ｒ（ｋ−１）＋Σ_n=1 ^N ｛ｘ_n （ｋ）ｘ＾_n （ｋ−１） −ｘ_n （ｋ−Ｌ）ｘ＾_n （ｋ−Ｌ−１）｝ （35） と再帰的に求め、また、平滑化係数べクトルｓ
_m （ｋ）を と再帰的に求める。ここで、ｓ_mp（ｋ）はスカラであ
って平滑化係数と呼ぶことにする。実際の多くの実施形
態においては、各反響路のタップ数Ｌがチャンネル数
Ｎ，Ｍや射影アルゴリズムの次数ｐに比べて十分大きい
とみなせるため、式（３２）〜（３６）のうち、式（３
２）の演算にかかる処理量が支配的であり、ＮＭＬ＋Ｏ
（ｐ）Ｍである。

【００１８】式（３０）に対応して、近似疑似反響路結
合べクトルｚ_m （ｋ）の更新は、 ｚ_m （ｋ＋１）＝ｚ_m （ｋ）＋ｘ（ｋ−ｐ＋１）ｓ_mp（ｋ） （37） となり、ここで要する演算量はＮＭＬである。式（３
１）に対応するプレフィルタ係数べクトルｇ_m （ｋ）
を求める計算については、残留反響信号べクトルｅ_m
（ｋ）を 再帰的に求めることとする。ここで要する演算量はＯ
（ｐ³ ）Ｍである。

【００１９】全体の演算量は従来法の約（ｐ＋１）ＮＭ
Ｌ＋Ｏ（ｐ³ ）Ｍに対して、この方法により、約２ＮＭ
Ｌ＋Ｏ（ｐ³ ）Ｍとなる。通常Ｌの値は数１０であり、
ｐは１６又は３２程度でありＮＭＬの値が可成り大きい
ため、ＮＭＬ回だけでも演算量が減ることは有効であ
る。第２の方法請求項２記載の発明では、上記請求項１
記載の発明に加えて、式（３１）のプレフィルタ係数べ
クトルｇ_m （ｋ）を求める計算に工夫を施した方法で
ある。

【００２０】すなわち、 ［Ｘ^T （ｋ）Ｘ（ｋ）＋δＩ］ａ（ｋ）＝ ［Ｆ（ｋ），０，…，０］^T （39） ［Ｘ^T （ｋ）Ｘ（ｋ）＋δＩ］ｂ（ｋ）＝ ［０，０，…，Ｂ（ｋ）］^T （40） を満たすｐ次元の前向き線形予測係数べクトルａ
（ｋ）と、その最小２乗予測誤差和Ｆ（ｋ）、ｐ次元の
後向き線形予測係数べクトルｂ（ｋ）と、その最小２
乗予測誤差和Ｂ（ｋ）を求め、これらを用いて、ｐ次元
のプレフィルタ係数べクトルｇ_m （ｋ）を と求める。ここで、ｆ_m （ｋ）を上記プレフィルタ誘
導係数べクトルと呼び、 と得られる。式（４１），（４２）によって、ｇ
_m （ｋ）を再帰的に求めることにより、ｐ次元の前向き
線形予測係数べクトルａ（ｋ）と、その最小２乗予測
誤差和Ｆ（ｋ）、ｐ次元の後向き線形予測係数べクトル
ｂ（ｋ）と、その最小２乗予測誤差和Ｂ（ｋ）を求め
る演算も含めて、約Ｏ（ｐ）Ｍの演算量で実現できるよ
うになり、全体の演算量は請求項１記載の方法の約２Ｎ
ＭＬ＋Ｏ（ｐ³）Ｍに対して、本方法により、約２ＮＭ
Ｌ＋Ｏ（ｐ）Ｍとなる。第３の方法まず、ステップサイ
ズ係数μ_m を時間に対して変化させられるよう拡張し、
時刻ｋにおける値をμ_m （ｋ）と表す。

【００２１】このとき、残留反響信号べクトルｅ
_m （ｋ）について、式（２７）を、 Ｘ（ｋ）＝［ｘ（ｋ），ｘ（ｋ−１），…，ｘ（ｋ−ｐ＋１）］ （43） ｅ_m （ｋ）＝［ｅ_m （ｋ），（１−μ_m （ｋ−１))ｅ_m （ｋ−１），…， Π_i=1 ^p-1 （１−μ_m （ｋ−ｉ))ｅ_m （ｋ−ｐ＋１）］^T （44） Πはｉ＝１からｐ−１までとし、また、式（３８）を、 とすればよい。

【００２２】式（３０）の更新式は ｈ＾_m （ｋ＋１）＝ｈ＾_m （ｋ）＋μ_m （ｋ）Ｘ（ｋ）ｇ_m （ｋ） （46） となる。以上のようにすると、多チャンネル系に対する
射影アルゴリズムに用いるステップサイズ係数を時変と
して扱うことができる。

【００２３】そこで、請求項３記載の発明では、各時刻
ｋにおいて、Ｍ個の集音側チャンネルのうち少なくとも
Ｍ₀ 個のチャンネルに対応するステップサイズ係数μ_m
（ｋ）を０として、対応する集音側チャンネルｍの式
（４６）の更新計算を省略する。これにより、各時刻に
おいて、ステップサイズ係数μ_m （ｋ）が全集音側チャ
ンネルとも０でなかった場合に更新に要する演算量ｐＮ
ＭＬが、少なくともｐＮ（Ｍ−Ｍ₀ ）Ｌに低減される。

【００２４】また、式（３１）に対応するプレフィルタ
係数べクトルｇ_m （ｋ）を求める計算についてもステ
ップサイズ係数μ_m （ｋ）が０である集音側について
は、省略できるので、演算量は、少なくともＯ（ｐ³ ）
（Ｍ−Ｍ₀ ）に低減される。全体の演算量は従来法の約
（ｐ＋１）ＮＭＬ＋Ｏ（ｐ³ ）Ｍに対して、この方法に
より、約（ｐ＋１）ＮＭＬ−ｐＮＭ₀ Ｌ＋Ｏ（ｐ³ ）
（Ｍ−Ｍ₀ ）となる。

【００２５】ただし、この方法は、ステップサイズ係数
μ_m （ｋ）を０とする頻度が大きくなるほど、言い換え
ると、Ｍ₀ が大きくなるほど、演算量は少なくなるが、
反響路の推定速度も低下してしまう一面がある。しかし
ながら、入力される信号の性質あるいは用途によって、
反響路の推定速度の低下と演算量の低減との相関関係は
様々であり、全体の演算量の上限、疑似反響路べクトル
の更新回数を優先させるのか、それとも、射影アルゴリ
ズムの次数を優先させるのか、といった具合に実施形態
に自由度を持たせられる利点がある。第４の方法請求項
４記載の発明は、請求項３記載の発明における一つの具
体的実施形態である。

【００２６】ここでは、請求項３記載のステップサイズ
係数μ_m （ｋ）を０とする頻度の下限Ｍ₀ を、Ｍ₀ ＝Ｍ
−１とする。このとき、各時刻において、ステップサイ
ズ係数μ_m （ｋ）が０でないことが許される集音側チャ
ンネルは１つだけである。この１つの集音側チャンネル
の選び方を、以下のようにする。ここで、全Ｍ個の集音
側チャンネルのそれぞれに対する番号ｍ＝１，２，…，
Ｍの割り振り方は任意である。

【００２７】時刻ｋをＭで割った余りの数と一致する集
音側チャンネル番号ｍに対して、ステップサイズ係数μ
_m （ｋ）に０でない値を与える。ただし、状況に応じて
０を与えることもある。この場合、その時刻ｋにおい
て、全ての疑似反響路べクトルが更新されないことにな
る。このように、時刻ｋに対するモジュロ演算によっ
て、対応する集音側チャンネルを選択することにより、
装置実現に当たっての処理の流れが整然とし、また、各
集音側チャンネルに偏りなく疑似反響路べクトルの更新
が可能となる。

【００２８】全体の演算量は従来法の約（ｐ＋１）ＮＭ
Ｌ＋Ｏ（ｐ³ ）Ｍに対して、この方法により、約ＮＭＬ
＋ｐＮＬ＋Ｏ（ｐ³ ）となる。第５の方法請求項５記載
の発明は、請求項３記載の発明による方法を用いたと
き、上記ステップサイズ係数μ_m （ｋ）が時刻ｋ−１か
ら過去ｋ−ｋ₀ （ｋ₀ は１以上の整数）まで連続して０
であった場合、対応する集音側チャンネルの時刻ｋにお
ける上記疑似反響路結合べクトルｈ＾_m （ｋ）はｈ
＾_m （ｋ−ｋ₀ ）と等しいことから、文献「Ｚ．Ｊ．Ｍ
ｏｕ ａｎｄ Ｐ．Ｄｕｈａｍｅｌ，“Ｆａｓｔ ＦＩ
Ｒ ｆｉｌｔｅｒｉｎｇ：ａｌｇｏｒｉｔｈｍｓ ａｎ
ｄ ｉｍｐｌｅｍｅｎｔａｔｉｏｎ，”Ｓｉｇｎａｌ
Ｐｒｏｃｅｓｓｉｎｇ，１３，ｐｐ．３７７−３８４，
１９８７」記載の高速ＦＩＲフィルタリング手法を適用
し、上記疑似反響信号ｙ＾_m （ｋ）を、過去の演算結果
を利用して計算する。

【００２９】例えば、Ｍ＝２のとき、ｋ₀ ＝１として、
第１集音チャンネルに対して、ｈ＾₁ （ｋ）＝ｈ＾
₁ （ｋ−１）であったとする。このとき、疑似反響信号
ｙ＾ ₁ （ｋ−１）とｙ＾₁ （ｋ）は、

【００３０】

【数１】

【００３１】

【数２】 とする。このとき、式（５７），（５８）において、
｛ｈ＾_e1 ^T （ｋ−１）＋ｈ＾₀₁ ^T （ｋ−１）｝ｘ
_d （ｋ−１）の項は共通であり、ｙ＾₁ （ｋ−１）を求
める時に｛ｈ＾_e1 ^T （ｋ−１）＋ｈ＾₀₁ ^T （ｋ−
１）｝ｘ_d （ｋ−１）の値を記憶しておき、ｙ＾
₁ （ｋ）の計算に再利用することができる。したがっ
て、乗算回数を調べると、ｙ＾₁ （ｋ−１）を求める時
には、ＮＬ回であるが、ｙ＾₁ （ｋ）を求める時には、
ＮＬ／２回である。ｙ＾₁ （ｋ−１）を求める際の演算
量は特に削減されていないので、実時間処理する際に、
ｙ＾₁ （ｋ−１）の算出に要する演算を１時刻内に実行
できるようにすると、結局装置規模を小さくできないこ
とになる。この問題に対して、集音系が１チャンネルの
場合には、時刻ｋ−１とｋとをまとめて１ブロックとみ
なして、ｙ＾₁ （ｋ−１）の出力をｙ＾₁ （ｋ）の出力
と同時に行なうことにより、演算量を１ブロック内で平
滑化する方法があるが、ｙ＾₁ （ｋ−１）の出力に遅延
を伴うことになる。一方、この発明が対象とする集音系
が多チャンネルの場合には、請求項３記載の発明を請求
項４記載の発明の方法に従って行なえば、例えばＭ＝２
の場合は、μ₁ （ｋ）とμ₂ （ｋ）とが１時刻毎に交互
に０になる。つまり、第２集音チャンネルについては、
第１集音チャンネルとは逆に、乗算回数を調べると、ｙ
＾₂ （ｋ−１）を求める時に、ＮＬ／２回であり、ｙ＾
₂ （ｋ）を求める時に、ＮＬ回である。つまり、システ
ム全体として、各時刻に要する演算量は低減され、集音
系が１チャンネルの場合のように、出力に遅延を伴うこ
と無く、装置規模を小さくすることができる。

【００３２】また、上記の検討で、Ｌを偶数としたが、
Ｌを奇数としても、同様の効果が得られる。一般に集音
側チャンネル数がＭの場合、請求項３記載の発明を請求
項４記載の発明の方法により行なった場合で、この方法
の全体の演算量は従来法の約（ｐ＋１）ＮＭＬ＋Ｏ（ｐ
³ ）Ｍに対して、この方法により、約Ｎ（Ｍ＋１）Ｌ／
２＋ｐＮＬ＋Ｏ（ｐ³ ）となる。

【００３３】この発明によれば、疑似反響路結合べクト
ルに変わる近似疑似反響路結合べクトルの導入、線形予
測手法、ステップサイズ制御手法、あるいは、高速ＦＩ
Ｒフィルタリング手法の導入により、疑似反響路べクト
ルの更新及び計算を少ない演算量で実行できるため、多
チャンネル反響消去システムを従来よりも小さい規模で
実現できる。

【００３４】

【発明の実施の形態】

第１の方法の実施例 請求項１記載の発明の特徴は、疑似反響路結合べクトル
ｈ＾_m （ｋ）の代わりに近似疑似反響路結合べクトル
ｚ_m （ｋ）を用いることであり、図１２における、疑
似反響信号生成部１８_m と反響路推定部１９_m とは再構
成され、図１に示すように実現される。ここで、プレフ
ィルタ係数べクトル算出部３１Ａは、図１２中のプレフ
ィルタ係数べクトル算出部３１と同じ機能を有し、修正
部３２と、反響路推定部１９_m とに相当する機能部はま
とめて反響路推定簡略型疑似反響信号生成部１８０_m と
なる。反響路推定簡略型疑似反響信号生成部１８０_m の
詳細は図２に示すように、入力信号結合べクトルｘ
（ｋ）が相関計算部１０９に入力され、式（３５）によ
り自己相関べクトルｒ（ｋ）の演算とその更新が行わ
れ、またプレフィルタ係数べクトルｇ_m （ｋ）が平滑
係数べクトル修正部１１０に入力され、式（３６）によ
り平滑化係数べクトルｓ_m （ｋ−１）、平滑化係数ｓ
_mp（ｋ）が計算され、かつその更新が行われる。入力信
号結合べクトルｘ（ｋ）と平滑化係数ｓ_mp（ｋ）とが
反響路近似値修正部１１１へ入力され、式（３７）が演
算され、近似疑似反響路結合べクトルｚ_m （ｋ）が演
算、更新され、このｚ_m （ｋ）と入力信号結合べクト
ルｘ（ｋ）との内積が内積演算部１１３で行われ、ま
た、自己相関べクトルｒ（ｋ）と平滑化係数べクトル
ｓ _m （ｋ−１）との内積演算が内積演算部１１２で行わ
れ、これら両内積演算結果が加算部１１４で加算されて
式（３３）の演算結果である疑似反響信号ｙ＾_m （ｋ）
が得られる。 第２の方法の実施例 請求項２記載の発明では、請求項１記載の発明に加え
て、式（３１）のプレフィルタ係数べクトルｇ
_m （ｋ）を求める計算に工夫を施し、この場合の図１の
プレフィルタ係数べクトル計算部３１Ａの構成例は、図
３に示すとおりであり、式（３９），（４０）を満たす
ｐ次元の前向き線形予測係数べクトルａ（ｋ）と、そ
の最小２乗予測誤差和Ｆ（ｋ）、ｐ次元の後向き線形予
測係数べクトルｂ（ｋ）と、その最小２乗予測誤差和Ｂ
（ｋ）を線形予測器１０３で求め、式（４１），（４
２）の再帰式を計算する処理をｇ_m （ｋ）修正部１０
５、ｆ_m （ｋ）修正部１０４でそれぞれ実現する。

【００３５】ここで、請求項１記載の発明を請求項２記
載の発明のもとに実現した場合の処理の手順をまとめ
る。ただし、信号及びインパルス応答等は複素数として
一般化し、また、Ｎチャンネルの再生系とＭチャンネル
の集音系との間に存在するＮ×Ｍ個の反響路のインパル
ス応答を要素として持つ反響路べクトルｈ_nm ^T （ｋ）
（１＜ｎ＜Ｎ，１＜ｍ＜Ｍ）を反響路行列として

【００３６】

【数３】 とまとめて扱い、さらに、ステップサイズ係数を各集音
チャンネル独立に時変なものとしてステップサイズ係数
行列

【００３７】

【数４】

【００３８】

【数５】 を満たすｐ次の前向き線形予測係数ベクトルａ(k) と、
その最小２乗予測誤差和Ｆ(k) 、ｐ次の後向き線形予測
係数ベクトルｂ(k) と、その最小２乗予測誤差和Ｂ(k)
を求める。

【００３９】

【数６】 第３，４の方法の実施例 請求項３記載の発明を、請求項４記載の方法で実現する
具体例として、集音、再生がともに２チャンネルのステ
レオ音声通信に適用する場合を考える。このとき、第１
集音チャンネルと第２集音チャンネルとにおいて、時刻
ｋが偶数のときはμ₁ （ｋ）＝０、奇数のときはμ
₂ （ｋ）＝０として、交互に疑似反響路結合べクトルの
更新を行なうようにする。これより、図１２中のプレフ
ィルタ係数算出部３１および修正部３２における処理
は、ステップサイズ係数μ_m （ｋ）（ｍ＝１，２）が０
であった場合に不要な演算を省略することができ、図４
に示すような構成で実現される。図４では、スイッチ１
２０，１２１を時刻ｋが奇数か偶数かによって対応する
集音チャンネル側へ切替えることによって、式（３１）
を計算する連立方程式計算部１１０、修正べクトル算出
部１１１が共用される。

【００４０】また、ステップサイズ係数μ_m （ｋ）を周
期的に０にすることの、反響路推定への影響を計算機シ
ミュレーションにより示したのが、図６である。計算機
シミュレーションは、集音、再生がともに２チャンネル
のステレオ音声通信への適用を仮定し、残響時間１５０
ｍｓの会議室で実測した２つのインパルス応答を、２つ
の再生器から、１つの集音器へ到る２つの反響路ｈ₁₁
（ｋ），ｈ₂₁（ｋ）として用い、受話信号は、２本の
マイクロホンで実測した音声信号を用いた。疑似反響路
をｈ₁₁（ｋ），ｈ₂₁（ｋ）として、フィルタ係数誤
差 （‖ｈ₁₁（ｋ）−ｈ₁₁＾（ｋ）‖² ＋‖ｈ₂₁（ｋ）−ｈ＾₂₁（ｋ）‖² ）／（‖ｈ₁₁（ｋ）‖² ＋‖ｈ₂₁（ｋ）‖² ） (82) により、時刻の経過に対する反響路推定の度合を評価し
た。条件として、射影アルゴリズムの次数がｐ＝２およ
びｐ＝４の場合において、ステップサイズ係数μ
_m （ｋ）を常に１とした場合と、時刻ｋが偶数のときは
１、奇数のときは０としたときの場合とを比較した。こ
の結果から分かるように、疑似反響路の更新回数を減ら
すことにより、収束速度はやや低下するものの、ｐ＝２
として毎回更新するよりも、ｐ＝４として１回おきに更
新するほうが収束は速く、更新回数にかかる演算量と、
射影アルゴリズムの次数に依存した演算量との兼ね合い
で装置実現の際の仕様が決定できることがわかる。 第５の方法の実施例 請求項５記載の発明を、集音、再生がともに２チャンネ
ルのステレオ音声通信に適用する例を述べる。請求項４
記載の方法に基づき、第１集音チャンネルと第２集音チ
ャンネルとにおいて、時刻ｋが偶数のときはμ₁ （ｋ）
＝０、奇数のときはμ₂ （ｋ）＝０として、交互に疑似
反響路結合べクトルの更新を行なうようにする。このと
き、第１集音チャンネルに対する疑似反響信号ｙ＾
₁ （ｋ）の生成は、図５に示すように行なわれる。ここ
で、スイッチ１４１が記憶部１３４に接続されると、記
憶部１３４は１時刻過去に内積演算部１３３から得た結
果を出力する。スイッチ１４１が記憶部１３４に接続さ
れたとき、内積演算部１３３における処理を停止させる
ことにより、演算量を低減させることができる。スイッ
チ１４０は演算時刻ごとに切替え時刻ｋが偶数の時ｈ＾
_e1（ｋ）、奇数の時ｈ＾ ₀₁（ｋ）を内積演算部１３２へ
供給する。

【００４１】

【発明の効果】一般に多チャンネル再生系と集音系とで
構成される通信会議システムに適用される反響消去方法
は、集音チャンネルと再生チャンネルの積にほぼ比例し
て処理量が増大することもあり、実時間処理を行なうた
めには、装置規模が大きくなり、コストも高くなるとい
う問題があった。この発明方法においては、多チャンネ
ル通信会議システムへの適用が有効な射影アルゴリズム
を用いた反響消去方法において疑似反響路結合べクトル
に代わる近似疑似反響路結合べクトルの導入、線形予測
手法、ステップサイズ制御手法、あるいは、高速ＦＩＲ
フィルタリング手法の導入により、疑似反響路べクトル
の更新及び計算を少ない演算量で実行するため、多チャ
ンネル反響消去システムを従来よりも小さい規模での実
現を可能とし、装置を低コスト化する効果がある。

【図面の簡単な説明】

【図１】請求項１の発明の実施例を示すブロック図。

【図２】図１中の反響路推定簡略型疑似反響信号生成部
１０８_m の具体例を示すブロック図。

【図３】請求項２の発明の実施例の要部である図１中の
プレフィルタ係数べクトル算出部３１Ａの具体例を示す
ブロック図。

【図４】請求項３の発明の実施例の要部を示すブロック
図。

【図５】請求項５の発明の実施例の要部を示すブロック
図。

【図６】請求項３の発明を適用した場合と、従来法とに
おけるフィルタ係数誤差（反響路推定誤差）の時間経過
のシミュレーション結果を示す図。

【図７】従来の１チャンネル反響消去装置を示すブロッ
ク図。

【図８】多チャンネル反響消去装置システムを示すブロ
ック図。

【図９】従来の多チャンネル反響消去装置を示すブロッ
ク図。

【図１０】ステレオ音声通信系を示すブロック図。

【図１１】Ａは受話信号間に相互相関がある場合の反響
路推定動作を示す図、Ｂは前記相互相関が変動した場合
の反響路推定動作を示す図である。

【図１２】射影アルゴリズムを用いた提案されている多
チャンネル反響消去装置を示すブロック図。

───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (72)発明者 小島 順治 東京都新宿区西新宿三丁目19番２号 日 本電信電話株式会社内 (56)参考文献 特開 平４−284732（ＪＰ，Ａ) 特開 平５−218906（ＪＰ，Ａ) 特開 平５−235807（ＪＰ，Ａ) (58)調査した分野(Int.Cl.⁷，ＤＢ名) H04B 3/00 - 3/44

Claims (5)

(57)【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】 離散的時刻ｋ毎にサンプルとして入力さ
   れる各チャンネルｎ（１＜ｎ＜Ｎ）の受話信号ｘ
   _n （ｋ）をチャンネル毎の再生器で音響信号に再生し、
   Ｎは２以上の整数であり、これらＮ個の音響信号が、Ｎ
   個の上記再生器から各チャンネルｍ（１＜ｍ＜Ｍ）の集
   音器に到るＮ×Ｍ個の反響路を経由して集音される反響
   信号ｙ_m （ｋ）（１＜ｍ＜Ｍ）を得、Ｍは、１以上の整
   数であり、上記各チャンネルｎの受話信号のＬ−１時刻
   過去までの系列ｘ_n （ｋ），ｘ_n （ｋ−１），…，ｘ_n
   （ｋ−Ｌ＋１）よりなる入力信号ベクトルｘ_n （ｋ）
   ＝［ｘ_n （ｋ），ｘ_n （ｋ−１），…，ｘ_n （ｋ−Ｌ＋
   １）］^T をＮチャンネルについて結合させた受話信号結
   合ベクトルｘ（ｋ）＝［ｘ₁ ^T （ｋ），ｘ₂
   ^T （ｋ），…，ｘ_N ^T （ｋ）］^T を求め、上記Ｎ×Ｍ
   個の反響路に対するＮ×Ｍ個の各タップ数Ｌの疑似反響
   路ベクトルｈ＾_nm（ｋ）（１＜ｎ＜Ｎ，１＜ｍ＜Ｍ）
   をｎについて結合し疑似反響路結合ベクトルｈ＾
   _m （ｋ）＝［ｈ＾_1m ^T （ｋ），ｈ＾_2m ^T （ｋ），
   …，ｈ＾_Nm ^T （ｋ）］^T （１＜ｍ＜Ｍ）に上記受話信
   号結合ベクトルｘ（ｋ）を入力して得られる疑似反響
   信号ｙ＾_m （ｋ）（１＜ｍ＜Ｍ）を生成し、上記各集音
   器に対する反響信号ｙ_m （ｋ）から上記疑似反響信号ｙ
   ＾_m （ｋ）を差し引いた残留反響信号ｅ_m （ｋ）を求
   め、射影アルゴリズムに基づいて過去ｐ−１（ｐは１以
   上Ｌ×Ｎ以下の整数）時刻まで遡って上記各残留反響信
   号ｅ_m （ｋ）を最小化するように上記疑似反響路結合ベ
   クトルｈ＾_m （ｋ）の修正ベクトルΔｈ＾_m （ｋ）
   を求め、次の時刻で用いる上記疑似反響路結合ベクトル
   をｈ＾_m （ｋ＋１）＝ｈ＾_m （ｋ）＋μ_m Δｈ＾
   _m （ｋ）と更新し、μ_m はｍ番目の集音器へ到る反響路
   を模擬する上記疑似反響路結合ベクトルｈ＾_m （ｋ）
   の修正量を調節するステップサイズ係数である多チャン
   ネル反響消去方法において、 上記疑似反響路結合ベクトルｈ＾_m （ｋ）の代わりに
   近似疑似反響路結合ベクトルｚ_m （ｋ）を用いること
   を特徴とする多チャンネル反響消去方法であり、上記疑
   似反響信号ｙ＾_m （ｋ）（１＜ｍ＜Ｍ）の生成及び近似
   疑似反響路結合ベクトルｚ_m （ｋ）の更新を以下の手
   順（ａ）〜（ｇ）に従って行う： （ａ）ｘ＾_n （ｋ）＝［ｘ_n （ｋ），ｘ_n （ｋ−１），…， ｘ_n （ｋ−ｐ＋２）］^T ，（１＜ｎ＜Ｎ） として、自己相関べクトルｒ（ｋ）を ｒ（ｋ）＝ｒ（ｋ−１）＋Σ_n=1 ^N ｛ｘ_n （ｋ）ｘ＾_n （ｋ−１） −ｘ_n （ｋ−Ｌ）ｘ＾_n （ｋ−Ｌ−１）｝ と更新し、 （ｂ）上記疑似反響記号ｙ＾_m （ｋ）を、受話信号結合
   べクトルｘ（ｋ）、近似疑似反響路結合べクトルｚ
   _m （ｋ）、自己相関べクトルｒ（ｋ）、平滑化係数べ
   クトルｓ_m （ｋ−１）を用いて、 ｙ＾_m （ｋ）＝ｘ^T （ｋ）ｚ_m （ｋ）＋ｒ^T （ｋ）ｓ_m （ｋ−１） と求め、 （ｃ）上記残留反響信号ｅ_m （ｋ）を ｅ_m （ｋ）＝ｙ_m （ｋ）−ｙ＾_m （ｋ） と求め、 （ｄ）残留反響信号べクトルｅ_m （ｋ）を 【数１】 と更新し、 （ｅ）受話信号行列Ｘ（ｋ）を Ｘ（ｋ）＝［ｘ（ｋ），ｘ（ｋ−１），…，ｘ（ｋ−ｐ＋１）］ として、ｐ元連立１次方程式 ［Ｘ^T （ｋ）Ｘ（ｋ）＋δＩ］ｇ_m （ｋ）＝ｅ_m （ｋ） を満たすｐ次元のプレフィルタ係数べクトルｇ
   _m （ｋ）を求め、δは安定化係数で０以上の値をとり、
   Ｉは単位行列であり、 （ｆ）平滑化係数べクトルｓ_m （ｋ）および平滑化係
   数ｓ_mp（ｋ）を 【数２】 更新し、 （ｇ）近似疑似反響路結合べクトルｚ_m （ｋ）を ｚ_m （ｋ＋１）＝ｚ_m （ｋ）＋ｘ（ｋ−ｐ＋１）ｓ_mp（ｋ） と更新する。
2. 【請求項２】 請求項１記載の多チャンネル反響消去方
   法において、 上記の手順（ｅ）のｐ次元のプレフィルタ係数べクトル
   ｇ_m （ｋ）の算出を以下の手順（ａ）〜（ｃ）に従い
   再帰的に行う： （ａ）［Ｘ^T （ｋ）Ｘ（ｋ）＋δＩ］ａ（ｋ）＝［Ｆ（ｋ），０， …，０］^T ［Ｘ^T （ｋ）Ｘ（ｋ）＋δＩ］ｂ（ｋ）＝［０，０，…， Ｂ（ｋ）］^T を満たすｐ次元の前向き線形予測係数べクトルａ
   （ｋ）と、その最小２乗予測誤差和Ｆ（ｋ）、ｐ次元の
   後向き線形予測係数べクトルｂ（ｋ）と、その最小２
   乗予測誤差和Ｂ（ｋ）を求め、 （ｂ）ｐ次元のプレフィルタ係数べクトルｇ_m （ｋ）
   を１時刻前に求めた（ｐ−１）次元のプレフィルタ誘導
   係数べクトルｆ_m （ｋ−１）を用いて 【数３】 と更新し、 （ｃ）１時刻後に用いる上記プレフィルタ誘導係数べク
   トルｆ_m （ｋ）を 【数４】 と更新する。
3. 【請求項３】 請求項１又は２記載の多チャンネル反響
   消去方法において、上記ステップサイズ係数μ_m を時間
   変化可能として、μ_m （ｋ）と表し、上記疑似反響路結
   合ベクトルｈ＾_m （ｋ）の更新時に、各時刻につい
   て、少なくとも、あるＭ₀ （１＜Ｍ₀ ＜Ｍ）個の集音側
   チャンネルに対して上記ステップサイズ係数μ_m （ｋ）
   を０に設定して、上記疑似反響路結合ベクトル ｈ ＾ _m
   （ｋ＋１）＝ ｈ ＾ _m （ｋ）＋μ _m Ｘ（ｋ）ｇ _m （ｋ）
   の更新計算を省略することを特徴とする。
4. 【請求項４】 請求項３記載の多チャンネル反響消去方
   法において、 各時刻について、上記Ｍ₀ ＝Ｍ−１とし、各集音側チャ
   ンネルに順不同に１からＭまでの番号を与え、与えられ
   た番号順にＭを周期として上記ステップサイズ係数μ_m
   （ｋ）の各設定の際に、μ_m （ｋ）を０としなくてもよ
   い残りの１集音側チャンネルを選ぶことを特徴とする。
5. 【請求項５】 請求項３記載の多チャンネル反響消去方
   法において、 上記ステップサイズ係数μ_m （ｋ）が時刻ｋ−１から過
   去のｋ−ｋ₀ （ｋ₀ ＞１）まで遡って連続して０であっ
   た場合、対応する集音側チャンネルの時刻ｋにおける上
   記疑似反響路べクトルｈ＾_m （ｋ）としてｈ＾
   _m （ｋ−ｋ₀ ）を用いて上記疑似反響信号ｙ＾_m （ｋ）
   を演算することを特徴とする。