JP2693183B2 - エコーキャンセラ - Google Patents
エコーキャンセラInfo
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- JP2693183B2 JP2693183B2 JP63224399A JP22439988A JP2693183B2 JP 2693183 B2 JP2693183 B2 JP 2693183B2 JP 63224399 A JP63224399 A JP 63224399A JP 22439988 A JP22439988 A JP 22439988A JP 2693183 B2 JP2693183 B2 JP 2693183B2
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Description
【発明の詳細な説明】 〔産業上の利用分野〕 本発明はエコーキャンセラに関するものである。例え
ば長距離電話回線では、相手側の２線４線変換ハイブリ
ッドを通して自分の声が遅延されエコーとして戻ってく
るため、通話障害を起こす。これを改善する手段の一つ
がエコーキャンセラであるが、このエコーキャンセラ
は、内部にエコー経路（反響路）のインパルス応答を記
憶するメモリを持ち、このインパルス応答と受信信号と
の畳み込み演算により、受信信号がエコー経路でエコー
化するそのエコーと類似した擬似エコーを作れるので、
これを送信信号（エコーが重畳されている）から差し引
くことによりエコー成分を消去する。ここでエコー経路
（反響路）のインパルス応答は始めから与えられるもの
ではなく、エコー消去結果としての送信信号のフィード
バックによる適応制御を繰り返すことにより、或る初期
値から次第に改善していって同定するに至るようになっ
ている。この同定に至るまでに要する時間を収束時間と
いうが、本発明は、最終的に充分なエコー消去を達成し
ながら、かかる収束時間を短縮することを可能にするエ
コーキャンセラに関するものである。
ば長距離電話回線では、相手側の２線４線変換ハイブリ
ッドを通して自分の声が遅延されエコーとして戻ってく
るため、通話障害を起こす。これを改善する手段の一つ
がエコーキャンセラであるが、このエコーキャンセラ
は、内部にエコー経路（反響路）のインパルス応答を記
憶するメモリを持ち、このインパルス応答と受信信号と
の畳み込み演算により、受信信号がエコー経路でエコー
化するそのエコーと類似した擬似エコーを作れるので、
これを送信信号（エコーが重畳されている）から差し引
くことによりエコー成分を消去する。ここでエコー経路
（反響路）のインパルス応答は始めから与えられるもの
ではなく、エコー消去結果としての送信信号のフィード
バックによる適応制御を繰り返すことにより、或る初期
値から次第に改善していって同定するに至るようになっ
ている。この同定に至るまでに要する時間を収束時間と
いうが、本発明は、最終的に充分なエコー消去を達成し
ながら、かかる収束時間を短縮することを可能にするエ
コーキャンセラに関するものである。
エコーキャンセラは、すでに述べたように、受信信号
と反響信号（エコー）を用いて反響路の特性を適応的に
推定し、得られた反響路特性にもとづき擬似反響信号
（反響信号のレプリカ）を作成し、反響信号から反響信
号のレプリカを差し引くことにより、反響信号を消去す
るものである。そして、電話回線における２線４線変換
回路のインピーダンス不整合によるまわり込みエコー、
あるいは拡声電話機のスピーカ・マイク間の音響結合に
よるまわり込みエコーを消去するのに用いられる。
と反響信号（エコー）を用いて反響路の特性を適応的に
推定し、得られた反響路特性にもとづき擬似反響信号
（反響信号のレプリカ）を作成し、反響信号から反響信
号のレプリカを差し引くことにより、反響信号を消去す
るものである。そして、電話回線における２線４線変換
回路のインピーダンス不整合によるまわり込みエコー、
あるいは拡声電話機のスピーカ・マイク間の音響結合に
よるまわり込みエコーを消去するのに用いられる。
第２図に従来のエコーキャンセラの構成例を示す。同
図において、１は受信信号出力端子、２は送信信号入力
端子、３は送信信号出力端子、４は受信信号入力端子、
５はエコー経路、６は伝送路である。拡声電話機の場合
にはエコー経路５は室内の音響空間であり、受信信号出
力端子１はスピーカ（図示せず）に接続され、受話音声
を室内に放声する。またマイク（図示せず）は送信信号
入力端子２に接続され、話者の送話音声を伝送路に送出
する。
図において、１は受信信号出力端子、２は送信信号入力
端子、３は送信信号出力端子、４は受信信号入力端子、
５はエコー経路、６は伝送路である。拡声電話機の場合
にはエコー経路５は室内の音響空間であり、受信信号出
力端子１はスピーカ（図示せず）に接続され、受話音声
を室内に放声する。またマイク（図示せず）は送信信号
入力端子２に接続され、話者の送話音声を伝送路に送出
する。
伝送路６は２線４線変換回路を含む電話網であり、送
信信号出力端子３、受信信号入力端子４は２線４線変換
回路のほか、加入者線路、交換機等を含む電話網を経て
図示せざる相手の電話機に接続される。
信信号出力端子３、受信信号入力端子４は２線４線変換
回路のほか、加入者線路、交換機等を含む電話網を経て
図示せざる相手の電話機に接続される。
そのほか、７は減算器、８は畳み込み積分回路、９は
受信信号を取り込み時系列的、離散的なサンプルデータ
として一時記憶し、畳み込み積分回路８に入力データと
して与えるＸレジスタ、10はエコー経路５のインパルス
応答の推定パラメータを格納するＨレジスタ、11は各サ
ンプルデータ毎に新たな修正量をそれまでの推定パラメ
ータに加えてＨレジスタ10に書き込むことにより、その
内容を更新するＨレジスタ修正回路、12は前記の新たな
修正量を生成する修正量生成回路、13はＸレジスタ９の
内容の２乗和を生成する２乗和回路、14は修正量生成回
路12で用いる誤差修正係数値αが記憶されている誤差修
正係数レジスタである。
受信信号を取り込み時系列的、離散的なサンプルデータ
として一時記憶し、畳み込み積分回路８に入力データと
して与えるＸレジスタ、10はエコー経路５のインパルス
応答の推定パラメータを格納するＨレジスタ、11は各サ
ンプルデータ毎に新たな修正量をそれまでの推定パラメ
ータに加えてＨレジスタ10に書き込むことにより、その
内容を更新するＨレジスタ修正回路、12は前記の新たな
修正量を生成する修正量生成回路、13はＸレジスタ９の
内容の２乗和を生成する２乗和回路、14は修正量生成回
路12で用いる誤差修正係数値αが記憶されている誤差修
正係数レジスタである。
修正量生成回路12は、減算器７の出力すなわちエコー
消去の残り成分が含まれている誤差信号出力および誤差
修正係数値αを乗算し、２乗和回路13の出力信号で除算
した結果に、Ｘレジスタ９の出力を乗算して修正量を生
成する。
消去の残り成分が含まれている誤差信号出力および誤差
修正係数値αを乗算し、２乗和回路13の出力信号で除算
した結果に、Ｘレジスタ９の出力を乗算して修正量を生
成する。
畳み込み積分回路８は、Ｘレジスタ９、Ｈレジスタ10
の各内容の畳み込み積分を行い、反響信号のレプリカを
作成し、減算器７でエコー経路５を経た反響信号から差
し引き、反響信号を消去する。
の各内容の畳み込み積分を行い、反響信号のレプリカを
作成し、減算器７でエコー経路５を経た反響信号から差
し引き、反響信号を消去する。
この構成は学習同定法と呼ばれ、エコーキャンセラと
してよく用いられるものである。その動作については、
野田；南雲「システムの学習的同定法」、雑誌「計測と
制御」７−9,P.597〜605,1968年に詳細が示されてお
り、ここでは説明を省く。なお入力端子2,4、出力端子
1,3には各々AD,DA変換器が挿入され、エコーキャンセラ
の動作としてはディジタル処理が行われているものであ
ることは勿論である。
してよく用いられるものである。その動作については、
野田；南雲「システムの学習的同定法」、雑誌「計測と
制御」７−9,P.597〜605,1968年に詳細が示されてお
り、ここでは説明を省く。なお入力端子2,4、出力端子
1,3には各々AD,DA変換器が挿入され、エコーキャンセラ
の動作としてはディジタル処理が行われているものであ
ることは勿論である。
前記学習同定法では、Ｈレジスタ10の内容すなわち推
定インパルス応答を、Ｎ次元ベクトルHj＝｛hj 0,hj 1,…
…,hj k,……hj N-1｝として表わしたとき、hj kを次式で
更新する。
定インパルス応答を、Ｎ次元ベクトルHj＝｛hj 0,hj 1,…
…,hj k,……hj N-1｝として表わしたとき、hj kを次式で
更新する。
hj+1 k＝hj k＋Δhj k（ｋ＝０〜Ｎ） ……（１） ここで、xj-kは時刻ｔ＝jT（Ｔはサンプリング周期）
における入力信号ベクトルXj＝｛xj,xj-1,……,xj-k,x
j-N+1｝すなわちＸレジスタ内のｋサンプル遅れた内容
であり、ejは減算器７の出力すなわち誤差出力（消去残
り成分を含む信号）であり、αは誤差修正係数と呼ばれ
る係数値すなわち誤差修正係数レジスタ14の内容であ
る。上記（１）式の動作を行うのがＨレジスタの修正回
路11であり、上記（２）式の演算を行うのが修正量生成
回路12である。
における入力信号ベクトルXj＝｛xj,xj-1,……,xj-k,x
j-N+1｝すなわちＸレジスタ内のｋサンプル遅れた内容
であり、ejは減算器７の出力すなわち誤差出力（消去残
り成分を含む信号）であり、αは誤差修正係数と呼ばれ
る係数値すなわち誤差修正係数レジスタ14の内容であ
る。上記（１）式の動作を行うのがＨレジスタの修正回
路11であり、上記（２）式の演算を行うのが修正量生成
回路12である。
この従来のエコーキャンセラの構成では、誤差修正係
数αは一定の定数として与えられている。またαはエコ
ーキャンセラの適応動作を保証するために次の条件が課
せられている。
数αは一定の定数として与えられている。またαはエコ
ーキャンセラの適応動作を保証するために次の条件が課
せられている。
０＜α＜２ ……（３） 通常、安全を見込み、αを ０＜α≦１ ……（４） に設定する。
上記従来技術では適応動作を繰り返して最終的に到達
するエコー消去量と、その時点に達する迄に要する時間
としての収束時間が一定の誤差修正係数αに対して、相
反する関係にある。つまり最終的に到達するエコー消去
量を増加するためには、αを小さく選んで適応制御動作
をその分だけ頻繁に繰り返す必要があるから収束時間は
長くなる。収束時間を短くするためには上記（３）式の
範囲でなるべくαを大きくして適応制御動作の繰り返し
数を減らす必要があり、そうすると必然的に最終的に到
達するエコー消去量も相対的に小さくなる。
するエコー消去量と、その時点に達する迄に要する時間
としての収束時間が一定の誤差修正係数αに対して、相
反する関係にある。つまり最終的に到達するエコー消去
量を増加するためには、αを小さく選んで適応制御動作
をその分だけ頻繁に繰り返す必要があるから収束時間は
長くなる。収束時間を短くするためには上記（３）式の
範囲でなるべくαを大きくして適応制御動作の繰り返し
数を減らす必要があり、そうすると必然的に最終的に到
達するエコー消去量も相対的に小さくなる。
このように従来のエコーキャンセラでは、一定の誤差
修正係数αに対してエコー消去量と収束時間を同時には
改善し得ないという欠点があった。
修正係数αに対してエコー消去量と収束時間を同時には
改善し得ないという欠点があった。
本発明の目的は、前記の欠点を除き、収束時間が短
く、かつ所要のエコー消去量の得られるエコーキャンセ
ラを提供することにある。
く、かつ所要のエコー消去量の得られるエコーキャンセ
ラを提供することにある。
上記目的は、誤差修正係数αを遅れ時間ｋに比例して
減少する誤差修正係数として関数形式で演算により生成
する誤差修正係数生成回路を設け、かつ該生成回路が、
複数の誤差修正係数値を格納する誤差修正係数テーブル
と、インパルス応答の遅れ時間ｋを入力信号として、前
記誤差修正係数テーブル内の１つの値を読み出して出力
するためのアドレスを発生するアドレス発生回路と、か
ら成るものとし、これにより、ｋの値が大になるのに比
例して誤差修正係数が小さくなるように各ｋ毎に誤差修
正係数を生成し、先の修正量Δhj kを求めて更新動作を
行うことにより達成される。つまり、誤差修正係数をｋ
の関数として与えることにより達成される。
減少する誤差修正係数として関数形式で演算により生成
する誤差修正係数生成回路を設け、かつ該生成回路が、
複数の誤差修正係数値を格納する誤差修正係数テーブル
と、インパルス応答の遅れ時間ｋを入力信号として、前
記誤差修正係数テーブル内の１つの値を読み出して出力
するためのアドレスを発生するアドレス発生回路と、か
ら成るものとし、これにより、ｋの値が大になるのに比
例して誤差修正係数が小さくなるように各ｋ毎に誤差修
正係数を生成し、先の修正量Δhj kを求めて更新動作を
行うことにより達成される。つまり、誤差修正係数をｋ
の関数として与えることにより達成される。
一般に室内の実際のインパルス応答は遅れ時間が小さ
い程、その絶対値は大きくそこから指数関数的に遅れ時
間に比例して減少する。上記（１）式のΔhj kは修正過
程の修正量のキザミ幅であり、上記（２）式からその値
は誤差修正係数に比例する。Ｈレジスタ10の内容すなわ
ち推定インパルス応答も最終的には室内の実際のインパ
ルス応答にほぼ等しくなる。そしてその値も遅れ時間が
小さい程、その絶対値は大きく、そこから指数関数的に
遅れ時間に比例して減少するはずである。絶対値の大き
な値をキザミ幅Δで修正し推定するためにはΔとして大
きなキザミ幅を用いて行えば早く最終推定値に達成でき
る。
い程、その絶対値は大きくそこから指数関数的に遅れ時
間に比例して減少する。上記（１）式のΔhj kは修正過
程の修正量のキザミ幅であり、上記（２）式からその値
は誤差修正係数に比例する。Ｈレジスタ10の内容すなわ
ち推定インパルス応答も最終的には室内の実際のインパ
ルス応答にほぼ等しくなる。そしてその値も遅れ時間が
小さい程、その絶対値は大きく、そこから指数関数的に
遅れ時間に比例して減少するはずである。絶対値の大き
な値をキザミ幅Δで修正し推定するためにはΔとして大
きなキザミ幅を用いて行えば早く最終推定値に達成でき
る。
本発明によって設ける誤差修正係数生成回路は、遅れ
ｋが小さい時は大きな誤差修正係数値を、遅れｋが大き
い時は小さな誤差修正係数値を生成する。そしてこのｋ
の関数である誤差修正係数をもって上記（１），（２）
式でのインパルス推定を行うため、小さな一定のキザミ
幅で推定を行っていた従来技術に比し、早く室内のイン
パルス応答（最終的なインパルス応答）を推定できる。
ｋが小さい時は大きな誤差修正係数値を、遅れｋが大き
い時は小さな誤差修正係数値を生成する。そしてこのｋ
の関数である誤差修正係数をもって上記（１），（２）
式でのインパルス推定を行うため、小さな一定のキザミ
幅で推定を行っていた従来技術に比し、早く室内のイン
パルス応答（最終的なインパルス応答）を推定できる。
以下、本発明の概念を第１図により説明する。第１図
において、第２図におけるのと同一符号は同一物を示
す。15は誤差修正係数生成回路である。
において、第２図におけるのと同一符号は同一物を示
す。15は誤差修正係数生成回路である。
誤差修正係数生成回路15は、修正量生成回路12からの
遅れ時間ｋをもとに、その遅れ時間に対応する誤差修正
係数αｋを出力する。
遅れ時間ｋをもとに、その遅れ時間に対応する誤差修正
係数αｋを出力する。
αｋ＝ｆ（ｋ） ……（５） すなわち上記（５）式に示すようなｋの関数値として
のαｋを誤差修正係数生成回路15は出力する。例えば関
数ｆとしては単調減少の指数関数 ｆ（０）＝a0 ｆ（ｋ）＝a0e-bk（ｋ≠０） ……（６） とすることができる。但し、a0,bは定数とする。
のαｋを誤差修正係数生成回路15は出力する。例えば関
数ｆとしては単調減少の指数関数 ｆ（０）＝a0 ｆ（ｋ）＝a0e-bk（ｋ≠０） ……（６） とすることができる。但し、a0,bは定数とする。
第３図に室内の実際のインパルス応答例を示す。図示
するごとく、一般に室内のインパルス応答は遅れ時間が
小さい時程その絶対値は大きく、そこから遅れ時間に比
例して、単調に指数関数的にその絶対値は減少する。ｋ
がこの遅れ時間に対応する。
するごとく、一般に室内のインパルス応答は遅れ時間が
小さい時程その絶対値は大きく、そこから遅れ時間に比
例して、単調に指数関数的にその絶対値は減少する。ｋ
がこの遅れ時間に対応する。
第１図におけるＨレジスタ10の内容すなわち推定イン
パルス応答も適応推定動作（上記（１），（２）式によ
る修正動作）を繰り返してゆくと、最終的にはほぼ室内
の実際のインパルス応答に近いものとなる。
パルス応答も適応推定動作（上記（１），（２）式によ
る修正動作）を繰り返してゆくと、最終的にはほぼ室内
の実際のインパルス応答に近いものとなる。
上記（１）式のΔhj kは修正過程における修正量のキ
ザミ幅であり、上記（２）式からその値は誤差修正係数
に比例する。
ザミ幅であり、上記（２）式からその値は誤差修正係数
に比例する。
時間遅れが小さいところの絶対値の大きなインパルス
応答値を修正するには、大きなキザミ幅で修正を繰り返
せば早く最終の値にもってゆける。つまり、従来のよう
に遅れ時間に関係のない一定の誤差修正係数てすべての
遅れ時間に対するインパルス応答値の修正動作を行うよ
りは、第１図の場合のように遅れ時間に比例した誤差修
正係数でそれぞれの遅れ時間に対応するインパルス応答
値の修正動作を行った場合の方がより早く最終のインパ
ルス応答に到達できる。言い換えれば短い時間で所要の
エコー消去量が得られる。
応答値を修正するには、大きなキザミ幅で修正を繰り返
せば早く最終の値にもってゆける。つまり、従来のよう
に遅れ時間に関係のない一定の誤差修正係数てすべての
遅れ時間に対するインパルス応答値の修正動作を行うよ
りは、第１図の場合のように遅れ時間に比例した誤差修
正係数でそれぞれの遅れ時間に対応するインパルス応答
値の修正動作を行った場合の方がより早く最終のインパ
ルス応答に到達できる。言い換えれば短い時間で所要の
エコー消去量が得られる。
以上に述べた以外の他の動作は第２図に示す従来例の
それと同様であるから、説明を省く。
それと同様であるから、説明を省く。
第４図に第１図の場合のコンピュータシミュレーショ
ン結果を従来のそれと比較して示す。横軸に経過時間を
とり、縦軸にエコー消去量をとって両者の関係を示す。
従来の特性（ａ）に比べ、第１図の場合の特性（ｂ）の
方が所要のエコー消去量をうるまでに要する収束時間が
短縮され、改善されている様子がわかるであろう。
ン結果を従来のそれと比較して示す。横軸に経過時間を
とり、縦軸にエコー消去量をとって両者の関係を示す。
従来の特性（ａ）に比べ、第１図の場合の特性（ｂ）の
方が所要のエコー消去量をうるまでに要する収束時間が
短縮され、改善されている様子がわかるであろう。
以上、第１図に示す本発明の概念によれば、収束時間
が短く、かつ所要のエコー消去量の得られるエコーキャ
ンセラを実現することができる。
が短く、かつ所要のエコー消去量の得られるエコーキャ
ンセラを実現することができる。
第５図に本発明の一実施例を示す。第１図におけるの
と同一符号は同一物を示す。16はｋの値に対応した複数
の誤差修正係数を格納してある誤差修正係数テーブル、
17はｋの値に応じたアドレスを発生させて、誤差修正係
数テーブル16内の１つの内容（誤差修正係数）を選択し
て出力させるアドレス発生回路である。
と同一符号は同一物を示す。16はｋの値に対応した複数
の誤差修正係数を格納してある誤差修正係数テーブル、
17はｋの値に応じたアドレスを発生させて、誤差修正係
数テーブル16内の１つの内容（誤差修正係数）を選択し
て出力させるアドレス発生回路である。
第５図の実施例は、第１図に示す誤差修正係数生成回
路15を、誤差修正係数テーブル16とアドレス発生回路17
に置き換えたものである。上記（６）式に示す関数値を
うるための演算量、ハードウエアの規模は大きく負担と
なるため、これを予じめ計算しておき、得られた値のテ
ーブル（誤差修正係数テーブル16）として用意する。そ
してｋの値をもとにアドレス発生回路17でアドレスを発
生させることにより、その一つを選択し修正量生成回路
12に向けて出力する。この構成によれば単なるテーブル
引きであるため、高速かつ簡略なハードウエアで先の誤
差修正係数生成回路の機能を実現することができる。
路15を、誤差修正係数テーブル16とアドレス発生回路17
に置き換えたものである。上記（６）式に示す関数値を
うるための演算量、ハードウエアの規模は大きく負担と
なるため、これを予じめ計算しておき、得られた値のテ
ーブル（誤差修正係数テーブル16）として用意する。そ
してｋの値をもとにアドレス発生回路17でアドレスを発
生させることにより、その一つを選択し修正量生成回路
12に向けて出力する。この構成によれば単なるテーブル
引きであるため、高速かつ簡略なハードウエアで先の誤
差修正係数生成回路の機能を実現することができる。
なおテーブルの値としては、ｋの値の各々毎にもつ必
要はなく、例えば０≦ｋ＜l1のときは、α1,l1≦ｋ＜l2
のときはα2,……のごとく簡略化してもよいことは明ら
かである。
要はなく、例えば０≦ｋ＜l1のときは、α1,l1≦ｋ＜l2
のときはα2,……のごとく簡略化してもよいことは明ら
かである。
以上説明した以外の他の動作は第２図のそれと同様な
ためここでは説明を省略する。
ためここでは説明を省略する。
以上、本実施例によれば、高速かつ簡略なハードウエ
アの追加のみで、収束時間が短く、かつ所要のエコー消
去量の得られるエコーキャンセラを実現することができ
る。
アの追加のみで、収束時間が短く、かつ所要のエコー消
去量の得られるエコーキャンセラを実現することができ
る。
第６図に本発明の更に別の一実施例を示す。第５図に
おけるのと同一符号は同一物を示す。18,19はそれぞれ
電力算出回路、20は電力算出回路の出力からエコー消去
量を算出するエコー消去量算出回路、21はエコー消去量
算出回路20の出力と、しきい値レジスタ22の値とを比例
し、切り換えスイッチ23を制御する比較回路、24は固定
の誤差修正係数値を格納している固定誤差修正係数値レ
ジスタである。
おけるのと同一符号は同一物を示す。18,19はそれぞれ
電力算出回路、20は電力算出回路の出力からエコー消去
量を算出するエコー消去量算出回路、21はエコー消去量
算出回路20の出力と、しきい値レジスタ22の値とを比例
し、切り換えスイッチ23を制御する比較回路、24は固定
の誤差修正係数値を格納している固定誤差修正係数値レ
ジスタである。
本実施例は減算器７の入出力間の電力比すなわちエコ
ー消去量を電力算出回路18,19およびエコー消去量算出
回路20で得、このエコー消去量をあらかじめ設定したし
きい値（しきい値レジスタ22の内容）と比較回路21で比
較し、所定のしきい値に達した場合、切り換えスイッチ
23の接点を固定誤差修正係数値レジスタ24に切り換え
る。
ー消去量を電力算出回路18,19およびエコー消去量算出
回路20で得、このエコー消去量をあらかじめ設定したし
きい値（しきい値レジスタ22の内容）と比較回路21で比
較し、所定のしきい値に達した場合、切り換えスイッチ
23の接点を固定誤差修正係数値レジスタ24に切り換え
る。
所定のしきい値に達しない場合には、第５図における
のと同様に修正量生成回路12には誤差修正係数テーブル
16からの値ｋの関数である誤差修正係数値が出力され
る。
のと同様に修正量生成回路12には誤差修正係数テーブル
16からの値ｋの関数である誤差修正係数値が出力され
る。
この動作により、エコー消去量が所定のレベル以下す
なわち高速に収束すべき時点ではｋの値に比例した誤差
修正係数を用い、所定のレベル以上ではｋの値に関係の
ない固定誤差修正係数αconstを用いる。このαconstの
値は先のαｋに比べ小さい値が好ましい。
なわち高速に収束すべき時点ではｋの値に比例した誤差
修正係数を用い、所定のレベル以上ではｋの値に関係の
ない固定誤差修正係数αconstを用いる。このαconstの
値は先のαｋに比べ小さい値が好ましい。
これは定常状態でのエコー消去量は誤差修正係数に逆
比例して増加するためである。誤差修正係数は小さい
程、大きなエコー消去量に達することができる。
比例して増加するためである。誤差修正係数は小さい
程、大きなエコー消去量に達することができる。
以上説明した以外の他の動作は第２図、第５図におけ
るのと同様なためここでは説明を省略する。
るのと同様なためここでは説明を省略する。
以上、本実施例によれば、収束時間が短くかつ大きな
エコー消去量の得られるエコーキャンセラを実現するこ
とができる。
エコー消去量の得られるエコーキャンセラを実現するこ
とができる。
第７図に本発明の更に他の一実施例を示す。第６図に
おけるのと同一符号は同一物を示す。25は誤差修正係数
テーブル16の出力である誤差修正係数αｋを減衰させる
減衰器である。第６図においては、エコー消去量がある
レベル以上となった場合、固定誤差修正係数値レジスタ
24に格納されている誤差修正係数αconstをｋの値に関
係なく修正量生成回路12に供給したが、本実施例では、
誤差修正係数αｋに減衰器25で減衰を与え、ｋの値の遅
れ具合に比例するＣ・αｋ（Ｃは減衰定数）を供給する
ものである。
おけるのと同一符号は同一物を示す。25は誤差修正係数
テーブル16の出力である誤差修正係数αｋを減衰させる
減衰器である。第６図においては、エコー消去量がある
レベル以上となった場合、固定誤差修正係数値レジスタ
24に格納されている誤差修正係数αconstをｋの値に関
係なく修正量生成回路12に供給したが、本実施例では、
誤差修正係数αｋに減衰器25で減衰を与え、ｋの値の遅
れ具合に比例するＣ・αｋ（Ｃは減衰定数）を供給する
ものである。
こうすることにより、第６図の実施例に比べエコー消
去量があるレベル以上の場合でも、収束時間を短縮させ
ることが可能となる。
去量があるレベル以上の場合でも、収束時間を短縮させ
ることが可能となる。
以上説明した以外の他の動作は第６図の実施例のそれ
と同様なため説明を省略する。
と同様なため説明を省略する。
以上、本実施例によれば、収束時間が短くかつ大きな
エコー消去量の得られるエコーキャンセラを実現するこ
とができる。
エコー消去量の得られるエコーキャンセラを実現するこ
とができる。
なお、第６図、第７図の各実施例ではしきい値レジス
タ22の内容を１つとして、これをエコー消去量と比較し
て、２接点をもつ切り換えスイッチ23を制御したが、こ
れに限ることはない。たとえば複数のしきい値を格納し
たしきい値レジスタ、複数の接点をもつ切り換えスイッ
チ、複数の固定誤差修正係数値レジスタ（第６図の場
合）、複数の異なる減衰量をもつ減衰器（第７図の場
合）を用意し、切り換えスイッチの制御をより細かく行
い、誤差修正係数の修正量生成回路12への供給をより詳
細に行ってもよい。
タ22の内容を１つとして、これをエコー消去量と比較し
て、２接点をもつ切り換えスイッチ23を制御したが、こ
れに限ることはない。たとえば複数のしきい値を格納し
たしきい値レジスタ、複数の接点をもつ切り換えスイッ
チ、複数の固定誤差修正係数値レジスタ（第６図の場
合）、複数の異なる減衰量をもつ減衰器（第７図の場
合）を用意し、切り換えスイッチの制御をより細かく行
い、誤差修正係数の修正量生成回路12への供給をより詳
細に行ってもよい。
また、２乗和回路13を除いた構成もあるが、基本的に
は本発明の実施例の説明で用いた学習同定法と同じであ
り、これにも本発明を適用できる。
は本発明の実施例の説明で用いた学習同定法と同じであ
り、これにも本発明を適用できる。
本発明によれば、収束時間が短くかつ大きなエコー消
去量の得られるエコーキャンセラを提供できるので、こ
れを組み込んだ装置の性能向上を期待することができ
る。
去量の得られるエコーキャンセラを提供できるので、こ
れを組み込んだ装置の性能向上を期待することができ
る。
第１図は本発明の概念を示すブロック図、第２図は従来
のエコーキャンセラを示すブロック図、第３図は室内の
インパルス応答例を示す波形図、第４図は本発明による
エコーキャンセラのシミュレーション結果を従来のそれ
と比較して示した特性図、第５図乃至第７図はそれぞれ
本発明の一実施例を示すブロック図、である。 符号の説明 ７……減算器、８……畳み込み積分回路、９……Ｘレジ
スタ、10……Ｈレジスタ、11……Ｈレジスタ修正回路、
12……修正量生成回路、14……誤差修正係数レジスタ、
15……誤差修正係数生成回路、16……誤差修正係数テー
ブル、17……アドレス発生回路、18,19……電力算出回
路、20……エコー消去量算出回路、21……比較回路、23
……切り換えスイッチ、25……減衰器。
のエコーキャンセラを示すブロック図、第３図は室内の
インパルス応答例を示す波形図、第４図は本発明による
エコーキャンセラのシミュレーション結果を従来のそれ
と比較して示した特性図、第５図乃至第７図はそれぞれ
本発明の一実施例を示すブロック図、である。 符号の説明 ７……減算器、８……畳み込み積分回路、９……Ｘレジ
スタ、10……Ｈレジスタ、11……Ｈレジスタ修正回路、
12……修正量生成回路、14……誤差修正係数レジスタ、
15……誤差修正係数生成回路、16……誤差修正係数テー
ブル、17……アドレス発生回路、18,19……電力算出回
路、20……エコー消去量算出回路、21……比較回路、23
……切り換えスイッチ、25……減衰器。
Claims (3)
- 【請求項１】受信信号を取り込み時系列的、離散的なサ
ンプルデータとして格納するＸレジスタと、エコー経路
のインパルス応答の適応的推定パラメータを格納するＨ
レジスタとを持ち、受信信号が前記エコー経路を経るこ
とによりエコー即ち反響信号と化し、送信信号に重畳さ
れて送信される際、前記エコーに対応する擬似反響信号
を、前記Ｘレジスタに格納された受信信号のサンプルデ
ータと前記Ｈレジスタに格納されたインパルス応答の適
応的推定パラメータとから畳み込み演算により作成し、
前記重畳信号から差し引くことによりキャンセルして、
キャンセル後の信号を出力すると共に、受信信号の各サ
ンプルデータ毎に前記Ｈレジスタの内容に新たな修正量
を加えてその内容の更新を行うＨレジスタ修正回路と、
誤差修正係数とキャンセル後の前記信号とを与えられて
前記の新たな修正量を生成して前記Ｈレジスタ修正回路
に供給する修正量生成回路とを持ち、受信信号の各サン
プルデータ毎に上記の手順を繰り返して、キャンセル後
の前記信号に含まれる残留エコー成分を次第に減少させ
るようにしたエコーキャンセラにおいて、 前記修正量生成回路に供給する誤差修正係数を、インパ
ルス応答の遅れ時間ｋに比例して減少する誤差修正係数
として関数形式で演算により生成する誤差修正係数の生
成回路を具備し、かつ該生成回路が、複数の誤差修正係
数値を格納するテーブルと、インパルス応答の遅れ時間
ｋを入力信号として、前記誤差修正係数テーブル内の１
つの値を読み出して出力するためのアドレスを発生する
アドレス発生回路と、から成ることを特徴とするエコー
キャンセラ。 - 【請求項２】請求項１に記載のエコーキャンセラにおい
て、前記誤差修正係数テーブルからの読み出し出力を前
記修正量生成回路に供給するルートに切換スイッチを設
けると共に、固定誤差修正係数値レジスタを設けて、該
スイッチの切り換えによって前記誤差修正係数テーブル
からの読み出し出力と前記固定誤差修正係数値レジスタ
からの出力の何れか一方を前記修正量生成回路に供給す
るようにしておき、 更に、送信信号にエコーの重畳された重畳信号と該重畳
信号から擬似反響信号を差し引いたキャンセル後の信号
即ち誤差信号のそれぞれの電力からエコー消去量を算出
して出力するエコー消去量算出回路と、しきい値と前記
エコー消去量算出回路出力信号とを比較し、エコー消去
量がしきい値以上のとき、制御信号を出力する比較回路
と、を具備し該制御信号によって前記スイッチの切り換
えを制御することを特徴とするエコーキャンセラ。 - 【請求項３】請求項１に記載のエコーキャンセラにおい
て、前記誤差修正係数テーブルからの読み出し出力を前
記修正量生成回路に供給するルートに切換スイッチを設
けると共に、前記誤差修正係数テーブルからの読み出し
出力を入力され減衰させて出力する減衰器を設けて、該
スイッチの切り換えによって前記誤差修正係数テーブル
からの読み出し出力と前記減衰器からの出力の何れか一
方を前記修正量生成回路に供給するようにしておき、 更に、送信信号にエコーの重畳された重畳信号と該重畳
信号から擬似反響信号を差し引いたキャンセル後の信号
即ち誤差信号のそれぞれの電力からエコー消去量を算出
して出力するエコー消去量算出回路と、しきい値と前記
エコー消去量算出回路出力信号とを比較し、エコー消去
量がしきい値以上のとき、制御信号を出力する比較回路
と、を具備し該制御信号によって前記スイッチの切り換
えを制御することを特徴とするエコーキャンセラ。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP63224399A JP2693183B2 (ja) | 1988-09-09 | 1988-09-09 | エコーキャンセラ |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP63224399A JP2693183B2 (ja) | 1988-09-09 | 1988-09-09 | エコーキャンセラ |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH0273730A JPH0273730A (ja) | 1990-03-13 |
| JP2693183B2 true JP2693183B2 (ja) | 1997-12-24 |
Family
ID=16813142
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP63224399A Expired - Fee Related JP2693183B2 (ja) | 1988-09-09 | 1988-09-09 | エコーキャンセラ |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP2693183B2 (ja) |
Family Cites Families (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2533353B2 (ja) * | 1988-02-26 | 1996-09-11 | 日本電信電話株式会社 | 反響消去装置 |
-
1988
- 1988-09-09 JP JP63224399A patent/JP2693183B2/ja not_active Expired - Fee Related
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPH0273730A (ja) | 1990-03-13 |
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Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| LAPS | Cancellation because of no payment of annual fees |