JPH09233438A - 位相エラー検出方法及び位相トラッキングループ回路 - Google Patents
位相エラー検出方法及び位相トラッキングループ回路Info
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- JPH09233438A JPH09233438A JP8272744A JP27274496A JPH09233438A JP H09233438 A JPH09233438 A JP H09233438A JP 8272744 A JP8272744 A JP 8272744A JP 27274496 A JP27274496 A JP 27274496A JP H09233438 A JPH09233438 A JP H09233438A
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- H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
- H04L27/00—Modulated-carrier systems
- H04L27/32—Carrier systems characterised by combinations of two or more of the types covered by groups H04L27/02, H04L27/10, H04L27/18 or H04L27/26
- H04L27/34—Amplitude- and phase-modulated carrier systems, e.g. quadrature-amplitude modulated carrier systems
- H04L27/38—Demodulator circuits; Receiver circuits
- H04L27/3818—Demodulator circuits; Receiver circuits using coherent demodulation, i.e. using one or more nominally phase synchronous carriers
- H04L27/3827—Demodulator circuits; Receiver circuits using coherent demodulation, i.e. using one or more nominally phase synchronous carriers in which the carrier is recovered using only the demodulated baseband signals
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- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
- H04L27/00—Modulated-carrier systems
- H04L27/02—Amplitude-modulated carrier systems, e.g. using on-off keying; Single sideband or vestigial sideband modulation
- H04L27/06—Demodulator circuits; Receiver circuits
- H04L27/066—Carrier recovery circuits
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- Signal Processing (AREA)
- Computer Networks & Wireless Communication (AREA)
- Multimedia (AREA)
- Digital Transmission Methods That Use Modulated Carrier Waves (AREA)
- Television Systems (AREA)
- Compression Or Coding Systems Of Tv Signals (AREA)
Abstract
(57)【要約】
【課題】 決定領域に応じて加重値を加えて位相エラー
を検出することにより信頼性を高めうるＶＳＢ受信機及
びＱＡＭ受信機などに適用される位相エラー検出方法及
び回路を提供する。 【解決手段】 位相エラー検出方法は、伝送されるＩチ
ャンネルデータをディジタルフィルタリングしてＱチャ
ンネルデータを復元する段階と、所定の加重された位相
エラー値によりＩチャンネルデータとＱチャンネルデー
タとの位相を補正する位相補正段階と、所定のＩチャン
ネル値のうち、位相補正されたＩチャンネルデータに近
似しているＩチャンネルのレベル値を決める段階と、位
相補正されたＩチャンネルデータと決められたＩチャン
ネルのレベル値との差を求め、差成分の符号に差を乗算
して位相エラー値を求める段階と、求められた位相エラ
ー値を所定の加重関数による加重値を加えて加重された
位相エラー値として出力する段階とを含む。
を検出することにより信頼性を高めうるＶＳＢ受信機及
びＱＡＭ受信機などに適用される位相エラー検出方法及
び回路を提供する。 【解決手段】 位相エラー検出方法は、伝送されるＩチ
ャンネルデータをディジタルフィルタリングしてＱチャ
ンネルデータを復元する段階と、所定の加重された位相
エラー値によりＩチャンネルデータとＱチャンネルデー
タとの位相を補正する位相補正段階と、所定のＩチャン
ネル値のうち、位相補正されたＩチャンネルデータに近
似しているＩチャンネルのレベル値を決める段階と、位
相補正されたＩチャンネルデータと決められたＩチャン
ネルのレベル値との差を求め、差成分の符号に差を乗算
して位相エラー値を求める段階と、求められた位相エラ
ー値を所定の加重関数による加重値を加えて加重された
位相エラー値として出力する段階とを含む。
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明はディジタル復調シス
テムにおける位相エラー検出方法及びその好適な回路に
係り、特にディジタル残留側波帯：（以下、“ＶＳＢ”
と称する）方式や直角振幅変調：（以下、“ＱＡＭ”と
称する）方式の受信機において復調時に発生する位相エ
ラーを検出する方法及びその好適な回路に関する。
テムにおける位相エラー検出方法及びその好適な回路に
係り、特にディジタル残留側波帯：（以下、“ＶＳＢ”
と称する）方式や直角振幅変調：（以下、“ＱＡＭ”と
称する）方式の受信機において復調時に発生する位相エ
ラーを検出する方法及びその好適な回路に関する。
【０００２】
【従来の技術】カラーＴＶの出現後、ＴＶの開発方向は
大型画面、現場感、高解像度を目指している。このよう
な活発な研究開発により、日本はアナログ伝送方式であ
るＭＵＳＥ（Multiple Subnyquist Sampling Encoding
）方式に基づく最初のＨＤＴＶ放送を用意しつつあ
り、米国はＧＡ（Grand Alliance）委員会が提案したＧ
Ａ−ＨＤＴＶシステムを採択している。その他のケーブ
ルＴＶ業体はディジタル伝送方式であるＱＡＭ方式に関
心をもっている。
大型画面、現場感、高解像度を目指している。このよう
な活発な研究開発により、日本はアナログ伝送方式であ
るＭＵＳＥ（Multiple Subnyquist Sampling Encoding
）方式に基づく最初のＨＤＴＶ放送を用意しつつあ
り、米国はＧＡ（Grand Alliance）委員会が提案したＧ
Ａ−ＨＤＴＶシステムを採択している。その他のケーブ
ルＴＶ業体はディジタル伝送方式であるＱＡＭ方式に関
心をもっている。
【０００３】このＧＡ−ＨＤＴＶの変調方法としてはＶ
ＳＢ変調方式が用いられている。ＶＳＢ変調方法は、従
来のＴＶ放送ではアナログ映像信号の変調に用いられて
おり、ＧＡ−ＨＤＴＶではディジタル信号の変調に用い
られる。初期のＤＳＣ（Digital Spectrum Compatible
）−ＨＤＴＶでは二つ及び四つのレベルを用いる２−
ＶＳＢ及び４−ＶＳＢ変調方法を採用したが、ＧＡ−Ｈ
ＤＴＶでは地上放送モードのための八つのレベルを用い
る８−ＶＳＢ及び高速ケーブルモードのための１６個の
レベルを用いる１６−ＶＳＢ変調方法を採用した。
ＳＢ変調方式が用いられている。ＶＳＢ変調方法は、従
来のＴＶ放送ではアナログ映像信号の変調に用いられて
おり、ＧＡ−ＨＤＴＶではディジタル信号の変調に用い
られる。初期のＤＳＣ（Digital Spectrum Compatible
）−ＨＤＴＶでは二つ及び四つのレベルを用いる２−
ＶＳＢ及び４−ＶＳＢ変調方法を採用したが、ＧＡ−Ｈ
ＤＴＶでは地上放送モードのための八つのレベルを用い
る８−ＶＳＢ及び高速ケーブルモードのための１６個の
レベルを用いる１６−ＶＳＢ変調方法を採用した。
【０００４】このようなＶＳＢ信号を復調するため、前
記ＧＡ委員会では受信機の概略構造を提案した。この提
案された受信機は次のような特性がある。まず、提案さ
れた受信機は他のディジタル変調信号の復調機とは異な
り、Ｉチャンネル信号だけでデータを検出して標本化を
シンボルレートで行うということである。それゆえ、Ｖ
ＳＢ受信機はＱチャンネルとＩチャンネルを同時に用い
るＱＡＭなどの受信機に比べ簡単に具現でき、シンボル
レートでデータを処理するので、分数率（fractional r
ate ）の受信機より相対的に処理速度が低くても、デー
タの検出が可能であるという長所がある。
記ＧＡ委員会では受信機の概略構造を提案した。この提
案された受信機は次のような特性がある。まず、提案さ
れた受信機は他のディジタル変調信号の復調機とは異な
り、Ｉチャンネル信号だけでデータを検出して標本化を
シンボルレートで行うということである。それゆえ、Ｖ
ＳＢ受信機はＱチャンネルとＩチャンネルを同時に用い
るＱＡＭなどの受信機に比べ簡単に具現でき、シンボル
レートでデータを処理するので、分数率（fractional r
ate ）の受信機より相対的に処理速度が低くても、デー
タの検出が可能であるという長所がある。
【０００５】そして、前記提案されたＶＳＢ受信機はデ
ィジタルデータを検出するため、受信機で搬送波を復元
して変調信号を復調する同期式検出方式を用いる。前記
同期式検出方式は、非同期式検出方式に比べて同じ信号
対雑音比にさらに低いエラー率で検出し得るという長所
があるが、搬送波復元回路により受信機の構造は複雑に
なる。
ィジタルデータを検出するため、受信機で搬送波を復元
して変調信号を復調する同期式検出方式を用いる。前記
同期式検出方式は、非同期式検出方式に比べて同じ信号
対雑音比にさらに低いエラー率で検出し得るという長所
があるが、搬送波復元回路により受信機の構造は複雑に
なる。
【０００６】前記提案されたＶＳＢ受信機は、同期式検
出のための伝送信号の位相検出をＦＰＬＬ（周波数及び
位相ロックドループ）と位相トラッキングループ（ＰＴ
Ｌ）とを用いる２段階で構成する。前記ＦＰＬＬは送信
されたＶＳＢ信号の位相を推定するために、そのＶＳＢ
信号に含まれたパイロット信号を用いる。このＦＰＬＬ
は従来のＰＬＬ回路の周波数エラー検出回路で容易に具
現することができ、これは１９９４年２月にＧＡ−ＨＤ
ＴＶ委員会で発表したＧＡ−ＨＤＴＶシステムの明細書
に開示されている。ＦＰＬＬの出力はチャンネル等化器
を通して位相トラッキングループ（ＰＴＬ）回路の印加
に入力され、ＰＴＬ回路はＦＰＬＬで取り除かれない位
相の雑音、すなわち、位相のエラーを取り除く機能を果
たす。ＧＡ−ＨＤＴＶ受信機のＰＴＬ回路の構造は、E.
A. Lee and D. G. Messerschmitt, Digital Communica
tion,Kluwer Academic Publishers，Boston，MA, １９
８８年に開示されたＤＤＣＲ（Decision Directed Carr
ier Recovery) の構造とほぼ同じであるが、Ｉチャンネ
ルだけの標本データを用いて信号点の回転成分を推定し
たのち、位相のエラー値を補償することが相違してい
る。
出のための伝送信号の位相検出をＦＰＬＬ（周波数及び
位相ロックドループ）と位相トラッキングループ（ＰＴ
Ｌ）とを用いる２段階で構成する。前記ＦＰＬＬは送信
されたＶＳＢ信号の位相を推定するために、そのＶＳＢ
信号に含まれたパイロット信号を用いる。このＦＰＬＬ
は従来のＰＬＬ回路の周波数エラー検出回路で容易に具
現することができ、これは１９９４年２月にＧＡ−ＨＤ
ＴＶ委員会で発表したＧＡ−ＨＤＴＶシステムの明細書
に開示されている。ＦＰＬＬの出力はチャンネル等化器
を通して位相トラッキングループ（ＰＴＬ）回路の印加
に入力され、ＰＴＬ回路はＦＰＬＬで取り除かれない位
相の雑音、すなわち、位相のエラーを取り除く機能を果
たす。ＧＡ−ＨＤＴＶ受信機のＰＴＬ回路の構造は、E.
A. Lee and D. G. Messerschmitt, Digital Communica
tion,Kluwer Academic Publishers，Boston，MA, １９
８８年に開示されたＤＤＣＲ（Decision Directed Carr
ier Recovery) の構造とほぼ同じであるが、Ｉチャンネ
ルだけの標本データを用いて信号点の回転成分を推定し
たのち、位相のエラー値を補償することが相違してい
る。
【０００７】Ｉチャンネルのデータには実に伝えようと
する情報が含まれており、Ｑチャンネル（直交上）には
情報伝達の機能はないが、変調信号のスペクトルを低減
させる役割を果たす。ところが、復調時に位相エラーが
発生する場合、Ｉチャンネルの標本データにはＩチャン
ネルのデータのみならず、Ｑチャンネルの信号も含まれ
る。したがって、ＰＴＬ回路で位相エラーを補正するた
めにはＱチャンネルの情報も必要とする。この際、Ｑチ
ャンネルの情報はＩチャンネルデータをヒルベルト変換
フィルターでフィルタリングすることにより求められ
る。
する情報が含まれており、Ｑチャンネル（直交上）には
情報伝達の機能はないが、変調信号のスペクトルを低減
させる役割を果たす。ところが、復調時に位相エラーが
発生する場合、Ｉチャンネルの標本データにはＩチャン
ネルのデータのみならず、Ｑチャンネルの信号も含まれ
る。したがって、ＰＴＬ回路で位相エラーを補正するた
めにはＱチャンネルの情報も必要とする。この際、Ｑチ
ャンネルの情報はＩチャンネルデータをヒルベルト変換
フィルターでフィルタリングすることにより求められ
る。
【０００８】図１はＧＡ−ＨＤＴＶ標準方式のＧＡ−Ｈ
ＤＴＶ受信機の構造を示すブロック図である。図１を参
照して、ＧＡのＶＳＢ方式の受信機について簡略に述べ
る。まず、アンテナから入力された信号はチューナー１
０に入力される。この際、チューナー１０から出力され
るＶＳＢ信号ｙ（ｔ）は下記の式（１）のように表わさ
れる。
ＤＴＶ受信機の構造を示すブロック図である。図１を参
照して、ＧＡのＶＳＢ方式の受信機について簡略に述べ
る。まず、アンテナから入力された信号はチューナー１
０に入力される。この際、チューナー１０から出力され
るＶＳＢ信号ｙ（ｔ）は下記の式（１）のように表わさ
れる。
【０００９】
【数１１】
【００１０】前記の式において、
【００１１】
【外１】
【００１２】は複素指数搬送波、ωc ，θ（ｔ）はそれ
ぞれ搬送波の周波数及び位相であり、
ぞれ搬送波の周波数及び位相であり、
【００１３】
【外２】
【００１４】は複素信号であり、
【００１５】
【外３】
【００１６】は実数成分ｘr と虚数成分ｘi より構成さ
れて下記の式（２）のように表わされる。
れて下記の式（２）のように表わされる。
【００１７】
【数１２】
【００１８】ＦＰＬＬ２０はチューナー１０から入力さ
れるＶＳＢ信号に含まれたパイロット信号を用いて搬送
波
れるＶＳＢ信号に含まれたパイロット信号を用いて搬送
波
【００１９】
【外４】
【００２０】を復元し、搬送波
【００２１】
【外５】
【００２２】をＶＳＢ信号に乗算して基底帯域の信号ｉ
（ｔ）に変換して下記の式（３）のように出力する。 ｉ（ｔ）＝ｘr (t) cos θ(t) −ｘi (t) sin θ(t) （３） この際、Ｑチャンネル成分ｑ（ｔ）は下記の式（４）の
ように表わされる。 ｑ（ｔ）＝ｘr (t) sin θ(t) ＋ｘi (t) cos θ(t) （４） 式（３）、（４）におけるθ(t) はＦＰＬＬ２０で推定
した位相のエラー値である。上述したように、受信信号
の搬送波と復元された搬送波との位相エラーによる残留
位相成分が存在し、前記残留位相成分は復調信号を歪ま
せる。ＧＡのＶＳＢ方式の受信機では、前記信号のうち
Ｉチャンネルの信号だけが用いられる。
（ｔ）に変換して下記の式（３）のように出力する。 ｉ（ｔ）＝ｘr (t) cos θ(t) −ｘi (t) sin θ(t) （３） この際、Ｑチャンネル成分ｑ（ｔ）は下記の式（４）の
ように表わされる。 ｑ（ｔ）＝ｘr (t) sin θ(t) ＋ｘi (t) cos θ(t) （４） 式（３）、（４）におけるθ(t) はＦＰＬＬ２０で推定
した位相のエラー値である。上述したように、受信信号
の搬送波と復元された搬送波との位相エラーによる残留
位相成分が存在し、前記残留位相成分は復調信号を歪ま
せる。ＧＡのＶＳＢ方式の受信機では、前記信号のうち
Ｉチャンネルの信号だけが用いられる。
【００２３】ＳＴＲ４０（Symbol Timing Recovery）は
ＦＰＬＬ２０の出力信号ｉ（ｔ）を受けて入力信号のシ
ンボルタイミングを復元し、Ａ／Ｄ変換器３０の動作タ
イミングを制御する。Ａ／Ｄ変換器３０ではＦＰＬＬ２
０により出力された信号ｉ（ｔ）を入力してＳＴＲ４０
の制御下にシンボルレートに応じてディジタル信号InT
に変換する。
ＦＰＬＬ２０の出力信号ｉ（ｔ）を受けて入力信号のシ
ンボルタイミングを復元し、Ａ／Ｄ変換器３０の動作タ
イミングを制御する。Ａ／Ｄ変換器３０ではＦＰＬＬ２
０により出力された信号ｉ（ｔ）を入力してＳＴＲ４０
の制御下にシンボルレートに応じてディジタル信号InT
に変換する。
【００２４】等化器５０から出力されるディジタル信号
は下記の式（５）のように表現され得る。 I nT ＝ｘr nT cos( θ nT ) −ｘi nT sin (θ nT ) （５） ここで、等化の特性は全通過特性を有すると仮定する。
前記式（５）において、θ nT の変化が充分に遅いと仮
定すれば、数シンボル時間の間に定数値を有する。前記
式（５）は位相エラーがθである搬送波により復調した
信号のＩチャンネル成分である。この信号が等化器５０
を通してＰＴＬ回路６０に入力される。ＰＴＬ回路６０
では位相エラーθを推定してその値を補償させる機能を
行う。
は下記の式（５）のように表現され得る。 I nT ＝ｘr nT cos( θ nT ) −ｘi nT sin (θ nT ) （５） ここで、等化の特性は全通過特性を有すると仮定する。
前記式（５）において、θ nT の変化が充分に遅いと仮
定すれば、数シンボル時間の間に定数値を有する。前記
式（５）は位相エラーがθである搬送波により復調した
信号のＩチャンネル成分である。この信号が等化器５０
を通してＰＴＬ回路６０に入力される。ＰＴＬ回路６０
では位相エラーθを推定してその値を補償させる機能を
行う。
【００２５】しかしながら、ＶＳＢ変調方式においては
ｘr 及びｘi 値のいずれも０でない値を有するため、前
記式（５）のＩチャンネル信号だけでは位相エラーθ n
を推定することができない。したがって、Ｑチャンネ
ル成分であるＱ nT が位相エラーの推定のために必要と
される。しかしながら、ＰＴＬ回路６０にはＩチャンネ
ルの信号だけが入力されるので、ＰＴＬ回路６０ではデ
ィジタルフィルタを通してＩチャンネル成分Ｉ nT から
Ｑチャンネル成分を推定しなければならない。
ｘr 及びｘi 値のいずれも０でない値を有するため、前
記式（５）のＩチャンネル信号だけでは位相エラーθ n
を推定することができない。したがって、Ｑチャンネ
ル成分であるＱ nT が位相エラーの推定のために必要と
される。しかしながら、ＰＴＬ回路６０にはＩチャンネ
ルの信号だけが入力されるので、ＰＴＬ回路６０ではデ
ィジタルフィルタを通してＩチャンネル成分Ｉ nT から
Ｑチャンネル成分を推定しなければならない。
【００２６】チャンネル復号化器７０は、ＰＴＬ回路６
０の出力をトレリス復号化し、そのトレリス復号化され
たデータをデインターリービング処理し、パリティを用
いてクロス乗算されたデータをエラー訂正復号化する。
ソース復号化器８０は、チャンネル復号化器７０から出
力されるエラー訂正復号化されたデータを可変長復号化
し、可変長復号化されたデータを符号化時に用いられた
量子化ステップ寸法により逆量子化し、その逆量子化さ
れたデータをＩＤＣＴ（Inverse Discrete Cosine Tran
sformation）過程を通して元のデータを復元する。
０の出力をトレリス復号化し、そのトレリス復号化され
たデータをデインターリービング処理し、パリティを用
いてクロス乗算されたデータをエラー訂正復号化する。
ソース復号化器８０は、チャンネル復号化器７０から出
力されるエラー訂正復号化されたデータを可変長復号化
し、可変長復号化されたデータを符号化時に用いられた
量子化ステップ寸法により逆量子化し、その逆量子化さ
れたデータをＩＤＣＴ（Inverse Discrete Cosine Tran
sformation）過程を通して元のデータを復元する。
【００２７】図２は従来のＰＴＬ回路のブロック構成図
である。図２を参照するに、ヒルベルト変換フィルター
であるディジタルフィルタ６３は乗算器６１から出力さ
れるＩチャンネル信号をディジタルフィルタリングして
Ｑチャンネル信号の復元値であるＱ′を出力する。実に
ＶＳＢ信号のＩチャンネル成分とＱチャンネル成分は次
のような関係にある。
である。図２を参照するに、ヒルベルト変換フィルター
であるディジタルフィルタ６３は乗算器６１から出力さ
れるＩチャンネル信号をディジタルフィルタリングして
Ｑチャンネル信号の復元値であるＱ′を出力する。実に
ＶＳＢ信号のＩチャンネル成分とＱチャンネル成分は次
のような関係にある。
【００２８】 ｘr ＊ｈVSb ＝ｘi （６） 前記式（６）のｈVSb はヒルベルト変換フィルターとハ
イパスフィルターとを直列に連結したフィルターのイン
パルス応答と同じである。ハイパスフィルタはＶＳＢ変
調信号のスペクトルで残留側波帯域を存在せしめる機能
を果たす。ＧＡ−ＨＤＴＶで採択したＶＳＢ信号のスペ
クトルでは残留側波帯域を０．３１ＭＨｚとした。か
つ、基底帯域におけるＶＳＢ信号の帯域は５．５９ＭＨ
ｚであった。したがって、残留側波帯域は実にごく微細
な領域を占めると言える。このようなＶＳＢ信号のスペ
クトルをＳＳＢ（単側波帯）信号のスペクトルに近似さ
せてもあまり問題はないと判断される。この場合、ｈ
VSb はヒルベルト変換フィルターのインパルス応答ｈH
に近似化される。ヒルベルト変換は信号の位相を９０度
シフティングさせるので、ｘr ，ｘi は次のような関係
にある。
イパスフィルターとを直列に連結したフィルターのイン
パルス応答と同じである。ハイパスフィルタはＶＳＢ変
調信号のスペクトルで残留側波帯域を存在せしめる機能
を果たす。ＧＡ−ＨＤＴＶで採択したＶＳＢ信号のスペ
クトルでは残留側波帯域を０．３１ＭＨｚとした。か
つ、基底帯域におけるＶＳＢ信号の帯域は５．５９ＭＨ
ｚであった。したがって、残留側波帯域は実にごく微細
な領域を占めると言える。このようなＶＳＢ信号のスペ
クトルをＳＳＢ（単側波帯）信号のスペクトルに近似さ
せてもあまり問題はないと判断される。この場合、ｈ
VSb はヒルベルト変換フィルターのインパルス応答ｈH
に近似化される。ヒルベルト変換は信号の位相を９０度
シフティングさせるので、ｘr ，ｘi は次のような関係
にある。
【００２９】 ｘr ＊ｈH ＝ｘi （７） ｘi ＊ｈH ＝−ｘr （８） θ nT の変化がごく遅い場合には式（５）は次の式を満
足する。 ｘr cos θ＊ｈH ＝ｘi cos θ （９） ｘi sin θ＊ｈH ＝−ｘr sin θ （10） したがって、次のような結果が得られる。
足する。 ｘr cos θ＊ｈH ＝ｘi cos θ （９） ｘi sin θ＊ｈH ＝−ｘr sin θ （10） したがって、次のような結果が得られる。
【００３０】 Ｉ＊ｈH ＝ｘi cos θ＋ｘr sin θ ＝Ｑ （11） 一方、伝送された信号ｘr ＋ｊｘi と位相エラーの含ま
れた信号Ｉ＋ｊＱとの間には次のような関係がある。
れた信号Ｉ＋ｊＱとの間には次のような関係がある。
【００３１】
【数１３】
【００３２】前記式（１２）から次のような関係が得ら
れる。
れる。
【００３３】
【数１４】
【００３４】前記式（１３）から虚数部分のみを考慮す
れば、下記の式（１４）のようになる。
れば、下記の式（１４）のようになる。
【００３５】
【数１５】
【００３６】したがって、θ nT 値の小さい場合、位相
エラーは下記の式（１５）のようになる。
エラーは下記の式（１５）のようになる。
【００３７】
【数１６】
【００３８】しかしながら、受信側では送信された
ｘr ，ｘi の真値を知らないため、この推定値を用い
る。前記式（５）において、θ値が小さい場合にＩ信号
の値はｘrの値に近似するので、Ｉ信号の決定値をｘr
の推定値とする。一方、前記式（５）及び式（１１）を
自乗すれば、θに無関する下記の式（１６）で表れる関
係が得られる。
ｘr ，ｘi の真値を知らないため、この推定値を用い
る。前記式（５）において、θ値が小さい場合にＩ信号
の値はｘrの値に近似するので、Ｉ信号の決定値をｘr
の推定値とする。一方、前記式（５）及び式（１１）を
自乗すれば、θに無関する下記の式（１６）で表れる関
係が得られる。
【００３９】 Ｉ2 ＋Ｑ2 ＝ｘr 2 ＋ｘi 2 （16） したがって、ｘi の推定値、すなわち、
【００４０】
【外６】
【００４１】は下記の式（１７）のように得られる。
【００４２】
【数１７】
【００４３】前記式（１７）において、θ値が小さい場
合にＱ値は
合にＱ値は
【００４４】
【外７】
【００４５】値に近似する。一方、
【００４６】
【外８】
【００４７】の符号はＱの符号と同じものを選択する。
すなわち、
すなわち、
【００４８】
【数１８】
【００４９】
【数１９】
【００５０】したがって、前記式（１５）を用いて位相
エラー信号を求めることができる。位相エラー信号は累
積機６７で累積され、サイン及びコサインテーブルＲＯ
Ｍ６８は累積された位相エラー信号の平均値に対応する
サイン値及びコサイン値を出力し、上述した過程を繰り
返して残留位相成分を取り除く。上述したＰＴＬ回路６
０の性能を左右する最も大事な部分は入力信号とＰＴＬ
回路６０で発生させた信号との位相差を検出する方法で
ある。しかしながら、ＧＡ−ＨＤＴＶがマルチレベルの
ＶＳＢ変調方式（地上放送の場合に８レベル、ケーブル
放送の場合に１６レベル）を採択しているので、ＰＴＬ
回路はＤＤ（Decision Direct ）方式で動作し、決定の
正確度によりＰＴＬ回路の線形動作範囲が限られる。す
なわち、ＰＴＬ回路はｘr 値を決めるにおいてＩチャン
ネル信号のみを用いるので、決められるエラーに応じて
位相検出の線形動作範囲が限られる。前記決定が間違え
ると、ＰＴＬ回路の動作は不安定になる。
エラー信号を求めることができる。位相エラー信号は累
積機６７で累積され、サイン及びコサインテーブルＲＯ
Ｍ６８は累積された位相エラー信号の平均値に対応する
サイン値及びコサイン値を出力し、上述した過程を繰り
返して残留位相成分を取り除く。上述したＰＴＬ回路６
０の性能を左右する最も大事な部分は入力信号とＰＴＬ
回路６０で発生させた信号との位相差を検出する方法で
ある。しかしながら、ＧＡ−ＨＤＴＶがマルチレベルの
ＶＳＢ変調方式（地上放送の場合に８レベル、ケーブル
放送の場合に１６レベル）を採択しているので、ＰＴＬ
回路はＤＤ（Decision Direct ）方式で動作し、決定の
正確度によりＰＴＬ回路の線形動作範囲が限られる。す
なわち、ＰＴＬ回路はｘr 値を決めるにおいてＩチャン
ネル信号のみを用いるので、決められるエラーに応じて
位相検出の線形動作範囲が限られる。前記決定が間違え
ると、ＰＴＬ回路の動作は不安定になる。
【００５１】言い換えれば、Ｉチャンネル信号だけを用
いてｘr 値を決めるので、ＰＴＬ回路の残留位相値が増
えるにつれて決められた各信号点で傾きが減りつつ、斜
めになる。したがって、図３の点線で示された決定領域
では正しい決定が行われない。この問題点を解決しつ
つ、最適の決定のためにＩチャンネルのみならず、Ｑチ
ャンネル信号を用いて図３の斜線で示した傾斜の決定領
域による適応的ＤＤ方式のＰＴＬ回路が提案された。
いてｘr 値を決めるので、ＰＴＬ回路の残留位相値が増
えるにつれて決められた各信号点で傾きが減りつつ、斜
めになる。したがって、図３の点線で示された決定領域
では正しい決定が行われない。この問題点を解決しつ
つ、最適の決定のためにＩチャンネルのみならず、Ｑチ
ャンネル信号を用いて図３の斜線で示した傾斜の決定領
域による適応的ＤＤ方式のＰＴＬ回路が提案された。
【００５２】提案された適応的ＤＤ方式のＰＴＬ回路は
下記の式（２０）及び（２１）により位相エラーを検出
する。 θ＝ arctan （Ｉe ／Ｑ″） （20）
下記の式（２０）及び（２１）により位相エラーを検出
する。 θ＝ arctan （Ｉe ／Ｑ″） （20）
【００５３】
【数２０】
【００５４】ここで、Ｉ″は位相補正されたＩチャンネ
ルデータであり、
ルデータであり、
【００５５】
【外９】
【００５６】は決められたＩチャンネルのレベル値であ
る。固定されたＤＤ方式のＰＴＬ回路はその決定領域が
固定されているので、小さい残留位相誤差にも決定エラ
ーを誘発しやすいが、この適応型ＤＤ方式のＰＴＬ回路
は式（２０）から得られた傾きを用いて従来の固定され
た決定領域を越えるシンボルのレベルを適応的に決める
ことにより、間違いによる誤動作を減らすことができ
る。しかしながら、正確な傾きを求めなければ、誤差を
誘発させ、傾きを求めるためには複雑な処理を行うべき
問題点がある。
る。固定されたＤＤ方式のＰＴＬ回路はその決定領域が
固定されているので、小さい残留位相誤差にも決定エラ
ーを誘発しやすいが、この適応型ＤＤ方式のＰＴＬ回路
は式（２０）から得られた傾きを用いて従来の固定され
た決定領域を越えるシンボルのレベルを適応的に決める
ことにより、間違いによる誤動作を減らすことができ
る。しかしながら、正確な傾きを求めなければ、誤差を
誘発させ、傾きを求めるためには複雑な処理を行うべき
問題点がある。
【００５７】かつ、入力されるシンボルが雑音などの影
響により広く分布したり、位相エラー値がきわめて大き
いときは正確な傾きを求めることができないことがあっ
た。したがって、前記適応的ＤＤ方式によるＰＴＬ回路
はＱ値を推定するためのディジタルフィルターが精巧で
なければならなく、arctan等の処理のための構成または
アルゴリズムが加わるなどの実質的な具現に多い制約が
伴われる問題点があった。
響により広く分布したり、位相エラー値がきわめて大き
いときは正確な傾きを求めることができないことがあっ
た。したがって、前記適応的ＤＤ方式によるＰＴＬ回路
はＱ値を推定するためのディジタルフィルターが精巧で
なければならなく、arctan等の処理のための構成または
アルゴリズムが加わるなどの実質的な具現に多い制約が
伴われる問題点があった。
【００５８】
【発明が解決しようとする課題】上述した問題点を克服
するため、本発明の目的は決め領域に応じて加重値を変
更して位相エラーを検出する方法を提供することにあ
る。本発明の他の目的はＶＳＢ受信機において伝送され
る学習シーケンスを用いることにより求められた位相エ
ラーに加わる加重関数を調整してエラー検出の信頼性を
高める位相エラー検出方法を提供することにある。
するため、本発明の目的は決め領域に応じて加重値を変
更して位相エラーを検出する方法を提供することにあ
る。本発明の他の目的はＶＳＢ受信機において伝送され
る学習シーケンスを用いることにより求められた位相エ
ラーに加わる加重関数を調整してエラー検出の信頼性を
高める位相エラー検出方法を提供することにある。
【００５９】本発明のさらに他の目的はＱＡＭ受信機に
おいて決定領域に応じて加重値を変更して位相エラーを
検出する方法を提供することにある。かつ、本発明のさ
らに他の目的は前記方法により具現されるＶＳＢ受信機
の位相トラッキングループ回路を提供することにある。
おいて決定領域に応じて加重値を変更して位相エラーを
検出する方法を提供することにある。かつ、本発明のさ
らに他の目的は前記方法により具現されるＶＳＢ受信機
の位相トラッキングループ回路を提供することにある。
【００６０】
【課題を達成するための手段】上述した目的を達成する
ために、本発明による位相エラー検出方法は、ディジタ
ル残留側波帯変調通信装置の位相エラー検出方法におい
て、（ａ）伝送されるＩチャンネルデータをディジタル
フィルタリングしてＱチャンネルデータを復元する段階
と、（ｂ）所定の加重された位相エラー値により前記Ｉ
チャンネルデータとＱチャンネルデータの位相を補正す
る位相補正段階と、（ｃ）所定のＩチャンネルレベル値
のうち、前記位相補正されたＩチャンネルデータに最も
近似したＩチャンネルのレベル値を決める段階と、
（ｄ）前記位相補正されたＩチャンネルデータと前記決
められたＩチャンネル値との差を求め、前記差成分の符
号を前記差に乗算して位相エラー値を求める段階と、
（ｅ）前記位相エラー値に所定の加重関数による加重値
を乗算して前記加重された位相エラー値を前記（ｂ）段
階にフィードバックする段階とを含むことを特徴とす
る。
ために、本発明による位相エラー検出方法は、ディジタ
ル残留側波帯変調通信装置の位相エラー検出方法におい
て、（ａ）伝送されるＩチャンネルデータをディジタル
フィルタリングしてＱチャンネルデータを復元する段階
と、（ｂ）所定の加重された位相エラー値により前記Ｉ
チャンネルデータとＱチャンネルデータの位相を補正す
る位相補正段階と、（ｃ）所定のＩチャンネルレベル値
のうち、前記位相補正されたＩチャンネルデータに最も
近似したＩチャンネルのレベル値を決める段階と、
（ｄ）前記位相補正されたＩチャンネルデータと前記決
められたＩチャンネル値との差を求め、前記差成分の符
号を前記差に乗算して位相エラー値を求める段階と、
（ｅ）前記位相エラー値に所定の加重関数による加重値
を乗算して前記加重された位相エラー値を前記（ｂ）段
階にフィードバックする段階とを含むことを特徴とす
る。
【００６１】本発明による位相トラッキングループ回路
は、ディジタル残留側波帯変調通信装置の位相トラッキ
ングループ回路において、伝送されるＩチャンネルデー
タをディジタルフィルタリングしてＱチャンネルデータ
を復元する復元手段と、所定の加重位相エラー値により
前記ＩチャンネルデータとＱチャンネルデータとの位相
を補正する位相補正手段と、所定のＩチャンネルのレベ
ル値のうち、前記位相補正されたＩチャンネルデータに
最も近似したＩチャンネルのレベル値を推定する推定手
段と、前記位相補正されたＩチャンネルと前記推定され
たＩチャンネルのレベル値との差を検出し、前記差成分
の符号を前記差に乗算して位相エラー値を求め、この位
相エラー値に所定の加重関数による加重値を加えて前記
加重された位相エラー値を前記位相補正手段にフィード
バックする検出手段とを含むことを特徴とする。
は、ディジタル残留側波帯変調通信装置の位相トラッキ
ングループ回路において、伝送されるＩチャンネルデー
タをディジタルフィルタリングしてＱチャンネルデータ
を復元する復元手段と、所定の加重位相エラー値により
前記ＩチャンネルデータとＱチャンネルデータとの位相
を補正する位相補正手段と、所定のＩチャンネルのレベ
ル値のうち、前記位相補正されたＩチャンネルデータに
最も近似したＩチャンネルのレベル値を推定する推定手
段と、前記位相補正されたＩチャンネルと前記推定され
たＩチャンネルのレベル値との差を検出し、前記差成分
の符号を前記差に乗算して位相エラー値を求め、この位
相エラー値に所定の加重関数による加重値を加えて前記
加重された位相エラー値を前記位相補正手段にフィード
バックする検出手段とを含むことを特徴とする。
【００６２】
【発明の実施の形態】以下、添付した図面に基づき本発
明の実施の形態を詳細に説明する。図４は本発明の望ま
しい一実施例によるＰＴＬ回路のブロック構成図であ
る。このＰＴＬ回路は、入力されるＩチャンネルデータ
をヒルベルト変換フィルタリングしてＱ′チャンネルデ
ータを出力するディジタルフィルター３１０と、入力さ
れるＩチャンネルデータをディジタルフィルター３１０
のフィルターリング時間だけ遅延してＩ′チャンネルデ
ータを出力する遅延器３２０と、遅延器３２０とディジ
タルフィルター３１０から出力されるＩ′チャンネルデ
ータ及びＱ′チャンネルデータに位相トラッキングルー
プから検出された位相エラーに対応するサイン及びコサ
イン値をそれぞれ複素乗算して位相補正されたＩ″チャ
ンネルデータとＱ″チャンネルデータを出力する複素乗
算器３３０と、Ｉ″チャンネルデータに累算制限器４０
０から出力される所定の累算制限値を乗算してデータ列
に出力する乗算器３４０と、Ｑ″チャンネルデータと乗
算器３４０で補正されたＩ″チャンネルデータとを受け
てＩ″チャンネルデータに近似した
明の実施の形態を詳細に説明する。図４は本発明の望ま
しい一実施例によるＰＴＬ回路のブロック構成図であ
る。このＰＴＬ回路は、入力されるＩチャンネルデータ
をヒルベルト変換フィルタリングしてＱ′チャンネルデ
ータを出力するディジタルフィルター３１０と、入力さ
れるＩチャンネルデータをディジタルフィルター３１０
のフィルターリング時間だけ遅延してＩ′チャンネルデ
ータを出力する遅延器３２０と、遅延器３２０とディジ
タルフィルター３１０から出力されるＩ′チャンネルデ
ータ及びＱ′チャンネルデータに位相トラッキングルー
プから検出された位相エラーに対応するサイン及びコサ
イン値をそれぞれ複素乗算して位相補正されたＩ″チャ
ンネルデータとＱ″チャンネルデータを出力する複素乗
算器３３０と、Ｉ″チャンネルデータに累算制限器４０
０から出力される所定の累算制限値を乗算してデータ列
に出力する乗算器３４０と、Ｑ″チャンネルデータと乗
算器３４０で補正されたＩ″チャンネルデータとを受け
てＩ″チャンネルデータに近似した
【００６３】
【外１０】
【００６４】を推定し、推定された値
【００６５】
【外１１】
【００６６】チャンネルデータ及びＱ″チャンネルデー
タを出力する推定器３５０と、
タを出力する推定器３５０と、
【００６７】
【外１２】
【００６８】チャンネルデータ及びＱ″チャンネルデー
タを受けて残留位相値θを検出し、この検出された残留
位相値θに所定の加重関数から導出された加重値を加え
て出力する残留位相検出器３６０と、前記加重値の乗算
された残留位相値θを受けて位相トラッキングループが
発散しないように、所定の除数Ｍで除算して位相エラー
値として出力する除算器３７０と、除算器３７０から出
力される位相エラー値を累算してその累算値を出力する
累算器３８０と、累算器３８０から出力される累算値に
対応するサイン及びコサイン値を複素乗算器３３０に出
力するサイン及びコサインテーブルＲＯＭ３９０と、推
定器３５０から
タを受けて残留位相値θを検出し、この検出された残留
位相値θに所定の加重関数から導出された加重値を加え
て出力する残留位相検出器３６０と、前記加重値の乗算
された残留位相値θを受けて位相トラッキングループが
発散しないように、所定の除数Ｍで除算して位相エラー
値として出力する除算器３７０と、除算器３７０から出
力される位相エラー値を累算してその累算値を出力する
累算器３８０と、累算器３８０から出力される累算値に
対応するサイン及びコサイン値を複素乗算器３３０に出
力するサイン及びコサインテーブルＲＯＭ３９０と、推
定器３５０から
【００６９】
【外１３】
【００７０】チャンネルデータを受けて
【００７１】
【外１４】
【００７２】の演算値を累算制限値として生成し、Ｉ″
チャンネルデータの絶対値が所定の値以上のとき（通
常、最大レベルと判定されるとき）、累算制限値を所定
の制限範囲（０．８〜１．２）内の近似値に制限して乗
算器３４０に出力する累算制限器４００とから構成され
る。上述した図４の構成に対する動作を図１を参照して
説明する。一般にＧＡ−ＨＤＴＶでは受信信号を図１に
示したようにＦＰＬＬ回路２０を用いて１次復調する。
前記復調された信号はＳＴＲ４０により駆動されるＡ／
Ｄ変換器３０によりデータシンボルレートでディジタル
信号に変換され、ディジタル信号は等化器５０を通して
図４に示したＰＴＬ回路に入力される。
チャンネルデータの絶対値が所定の値以上のとき（通
常、最大レベルと判定されるとき）、累算制限値を所定
の制限範囲（０．８〜１．２）内の近似値に制限して乗
算器３４０に出力する累算制限器４００とから構成され
る。上述した図４の構成に対する動作を図１を参照して
説明する。一般にＧＡ−ＨＤＴＶでは受信信号を図１に
示したようにＦＰＬＬ回路２０を用いて１次復調する。
前記復調された信号はＳＴＲ４０により駆動されるＡ／
Ｄ変換器３０によりデータシンボルレートでディジタル
信号に変換され、ディジタル信号は等化器５０を通して
図４に示したＰＴＬ回路に入力される。
【００７３】図４において、前記ディジタル信号中のＩ
チャンネル信号だけが入力されるので、位相情報を抽出
し位相エラーを補正するためにＱチャンネル情報が必要
とされる。したがって、Ｉチャンネル信号を用いてヒル
ベルト変換フィルターであるディジタルフィルター３１
０でＱチャンネル信号を復元する。すなわち、ディジタ
ルフィルター３１０は、等化器５０から入力されるＩチ
ャンネルデータをヒルベルト変換フィルタリングして
Ｑ′チャンネルデータを復元して出力する。遅延器３２
０は、等化器５０から入力されるＩチャンネルデータを
ディジタルフィルター３１０のフィルタリング時間ほど
遅延してＩ′チャンネルデータに出力させる。
チャンネル信号だけが入力されるので、位相情報を抽出
し位相エラーを補正するためにＱチャンネル情報が必要
とされる。したがって、Ｉチャンネル信号を用いてヒル
ベルト変換フィルターであるディジタルフィルター３１
０でＱチャンネル信号を復元する。すなわち、ディジタ
ルフィルター３１０は、等化器５０から入力されるＩチ
ャンネルデータをヒルベルト変換フィルタリングして
Ｑ′チャンネルデータを復元して出力する。遅延器３２
０は、等化器５０から入力されるＩチャンネルデータを
ディジタルフィルター３１０のフィルタリング時間ほど
遅延してＩ′チャンネルデータに出力させる。
【００７４】複素乗算器３３０は、遅延器３２０及びデ
ィジタルフィルター３１０からそれぞれ出力されるＩ′
チャンネルデータ及びＱ′チャンネルデータに残留位相
検出器３６０で検出された位相エラーに対応するサイン
及びコサイン値をそれぞれ複素乗算して位相補正された
Ｉ″チャンネルデータ及びＱ″チャンネルデータを出力
する。すなわち、複素乗算器３３０は、Ｑ′チャンネル
データを用いて遅延器３２０を通過したＩチャンネル入
力信号とＰＴＬ回路で発生されたサイン及びコサイン値
の位相を減算して位相補正を行う。
ィジタルフィルター３１０からそれぞれ出力されるＩ′
チャンネルデータ及びＱ′チャンネルデータに残留位相
検出器３６０で検出された位相エラーに対応するサイン
及びコサイン値をそれぞれ複素乗算して位相補正された
Ｉ″チャンネルデータ及びＱ″チャンネルデータを出力
する。すなわち、複素乗算器３３０は、Ｑ′チャンネル
データを用いて遅延器３２０を通過したＩチャンネル入
力信号とＰＴＬ回路で発生されたサイン及びコサイン値
の位相を減算して位相補正を行う。
【００７５】乗算器３４０は、Ｉ″チャンネルデータに
累算制限器４００から入力される累算制限値を乗算して
補正されたＩ″チャンネルデータ列を、図１に示したチ
ャンネル復号化器７０に出力する。推定器３５０は、
Ｑ″チャンネルデータと乗算器３４０から補正された
Ｉ″チャンネルデータとを受けて所定の残留位相誤差の
比例値からＩ″チャンネルデータに近似するＩチャンネ
ルのレベル値である
累算制限器４００から入力される累算制限値を乗算して
補正されたＩ″チャンネルデータ列を、図１に示したチ
ャンネル復号化器７０に出力する。推定器３５０は、
Ｑ″チャンネルデータと乗算器３４０から補正された
Ｉ″チャンネルデータとを受けて所定の残留位相誤差の
比例値からＩ″チャンネルデータに近似するＩチャンネ
ルのレベル値である
【００７６】
【外１５】
【００７７】を推定して
【００７８】
【外１６】
【００７９】チャンネルデータ及びＱ″チャンネルデー
タを出力する。残留位相検出器３６０は、
タを出力する。残留位相検出器３６０は、
【００８０】
【外１７】
【００８１】チャンネルデータ及びＱ″チャンネルデー
タを受けて残留位相値θを検出し、検出されたθを入力
信号レベル決定の信頼度に応じて所定の加重関数による
加重値を加えて出力する。ここで、残留位相検出器３６
０で行われる本発明の一実施例による位相エラー検出方
法について説明する。
タを受けて残留位相値θを検出し、検出されたθを入力
信号レベル決定の信頼度に応じて所定の加重関数による
加重値を加えて出力する。ここで、残留位相検出器３６
０で行われる本発明の一実施例による位相エラー検出方
法について説明する。
【００８２】本発明においては、Ｑ″チャンネル値の方
向性、すなわち、Ｑ″チャンネルの符号値のみを用いる
ので、ディジタルフィルター３２０が精巧でなくても性
能には影響を及ぼさない。すなわち、本発明では次の式
により位相エラーを求める。
向性、すなわち、Ｑ″チャンネルの符号値のみを用いる
ので、ディジタルフィルター３２０が精巧でなくても性
能には影響を及ぼさない。すなわち、本発明では次の式
により位相エラーを求める。
【００８３】
【数２１】
【００８４】前記の式（２２）はＩ信号の判定値に対す
るエラーとＱ″チャンネルデータの方向性だけで位相エ
ラーを求める。即ち、前記の式（２２）はさらに単純化
させ得る。
るエラーとＱ″チャンネルデータの方向性だけで位相エ
ラーを求める。即ち、前記の式（２２）はさらに単純化
させ得る。
【００８５】
【数２２】
【００８６】したがって、Ｉ″、Ｑ″チャンネルデータ
の方向性だけを用いるので、ハードウェアの構成は非常
に簡単になる。前記残留位相検出器３６０は、前記の式
（２２）や式（２３）から求められた位相エラーθの信
頼度に応じて、本発明の加重関数による加重値を乗算し
てその結果を出力する。
の方向性だけを用いるので、ハードウェアの構成は非常
に簡単になる。前記残留位相検出器３６０は、前記の式
（２２）や式（２３）から求められた位相エラーθの信
頼度に応じて、本発明の加重関数による加重値を乗算し
てその結果を出力する。
【００８７】図５は本発明で提案している加重関数の例
を示す。図５において、入力信号Ｉ値の位置に応じてＩ
のレベルをシンボルレベルＡやＢと判定する。従来の固
定型ＤＤ方式による判定は入力されたＩ値を中央点線を
境界にしてＡやＢと判定し、位相エラー値はこの判定に
基づいて求められる。この場合、大きい位相エラーが存
在すると、入力された信号レベルは、隣接するシンボル
レベルと誤判定されることがある。このような誤判定に
よる位相エラー値が得られ、これによりＰＴＬ回路の動
作に悪影響を及ぼす。
を示す。図５において、入力信号Ｉ値の位置に応じてＩ
のレベルをシンボルレベルＡやＢと判定する。従来の固
定型ＤＤ方式による判定は入力されたＩ値を中央点線を
境界にしてＡやＢと判定し、位相エラー値はこの判定に
基づいて求められる。この場合、大きい位相エラーが存
在すると、入力された信号レベルは、隣接するシンボル
レベルと誤判定されることがある。このような誤判定に
よる位相エラー値が得られ、これによりＰＴＬ回路の動
作に悪影響を及ぼす。
【００８８】本発明においては、この場合に安定的にＰ
ＴＬ回路を動作させるために従来のＤＤ方式により得ら
れた位相エラー値に加重関数を加える。すなわち、シン
ボルＡとＢとの間でＩの位置に応じて加重値を与えて誤
判定による位相エラー値の発生を減らしている。図５の
加重関数は、それぞれ図６（Ａ）〜（Ｄ）に示されてい
る。この加重関数は定数や一次式、一次以上の高次式な
どへ変形も容易にできる。かつ、示した加重関数は一例
に過ぎず、シンボル間の隣接領域で発生する判定エラー
による位相エラーの誤検出を軽減させ得る加重関数を適
用すれば、いかなる関数も適用することができる。
ＴＬ回路を動作させるために従来のＤＤ方式により得ら
れた位相エラー値に加重関数を加える。すなわち、シン
ボルＡとＢとの間でＩの位置に応じて加重値を与えて誤
判定による位相エラー値の発生を減らしている。図５の
加重関数は、それぞれ図６（Ａ）〜（Ｄ）に示されてい
る。この加重関数は定数や一次式、一次以上の高次式な
どへ変形も容易にできる。かつ、示した加重関数は一例
に過ぎず、シンボル間の隣接領域で発生する判定エラー
による位相エラーの誤検出を軽減させ得る加重関数を適
用すれば、いかなる関数も適用することができる。
【００８９】図６（Ａ）〜（Ｄ）に示された加重関数を
簡単に数式で表すと、次のとおりである。
簡単に数式で表すと、次のとおりである。
【００９０】
【数２３】
【００９１】
【数２４】
【００９２】
【数２５】
【００９３】
【数２６】
【００９４】加重関数（１）〜（４）において、
【００９５】
【外１８】
【００９６】は決められた値であり、ｋは０と１との間
の実数である。
の実数である。
【００９７】
【外１９】
【００９８】は二つの判定レベル間の中央の右側は−、
右側は＋で動作する。加えて、従来のＤＤ判定を関数で
表すと、Ｗ（Ｉ）は＝１である。図７（Ａ）は図６
（Ｂ）に示された加重関数２をＧＡ−ＶＳＢに適用した
ものを示している。かつ、図７（Ｂ）は最大シンボルレ
ベル以上では誤判定の可能性が少ないため、＋７以上ま
たは−７以下のシンボルレベルでは加重値が１となるよ
うに加えた加重関数であって、図７（Ａ）の加重関数を
改善した形態である。その後、除算器３７０は、式（２
２）及び式（２３）により求められた位相エラーに加重
関数値の乗算された結果（以下、“加重された位相エラ
ー”という）を受けて位相トラッキングループを発散し
ないように所定の除数Ｍ（例えば、３０）で加重された
位相エラーを除算して出力する。累算器３８０は、除算
器３７０から出力される除算された位相エラー値を累算
してサイン及びコサインテーブルＲＯＭに出力する。
右側は＋で動作する。加えて、従来のＤＤ判定を関数で
表すと、Ｗ（Ｉ）は＝１である。図７（Ａ）は図６
（Ｂ）に示された加重関数２をＧＡ−ＶＳＢに適用した
ものを示している。かつ、図７（Ｂ）は最大シンボルレ
ベル以上では誤判定の可能性が少ないため、＋７以上ま
たは−７以下のシンボルレベルでは加重値が１となるよ
うに加えた加重関数であって、図７（Ａ）の加重関数を
改善した形態である。その後、除算器３７０は、式（２
２）及び式（２３）により求められた位相エラーに加重
関数値の乗算された結果（以下、“加重された位相エラ
ー”という）を受けて位相トラッキングループを発散し
ないように所定の除数Ｍ（例えば、３０）で加重された
位相エラーを除算して出力する。累算器３８０は、除算
器３７０から出力される除算された位相エラー値を累算
してサイン及びコサインテーブルＲＯＭに出力する。
【００９９】サイン及びコサインテーブルＲＯＭ３９０
は各位相に対応するサイン及びコサイン値を備え、累算
器３８０の出力に対応するサイン及びコサイン値を複素
乗算器３３０に出力する。一方、累算器３８０は、除算
器３７０から加重された位相エラーを受けて下記２４の
ように適切な利得α（α≦１）を乗算し、以前の出力値
θ′n-1 にその結果を加える。
は各位相に対応するサイン及びコサイン値を備え、累算
器３８０の出力に対応するサイン及びコサイン値を複素
乗算器３３０に出力する。一方、累算器３８０は、除算
器３７０から加重された位相エラーを受けて下記２４の
ように適切な利得α（α≦１）を乗算し、以前の出力値
θ′n-1 にその結果を加える。
【０１００】 θ′n ＝ θ′n-1 ＋αＷ（Ｉn ）θn （24） ここで、αは位相補正のための帯域幅と関する。θ′は
最終残留位相エラー値であり、θは決定による位相エラ
ー値である。かつ、ｎは現在のシンボル区間であり、ｎ
−１は以前のシンボル区間を示す。その結果、Ｗ
（Ｉn ）はＩ値に応じる値を位相エラーに乗算するフィ
ルターとして作用する。これにより、残留位相エラーの
収斂特性は、まるで低域通過フィルターを通過するよう
にスムーズになる。言い換えれば、このフィルターは決
定の信頼度に応じて位相エラーのポストフィルタリング
を行う。
最終残留位相エラー値であり、θは決定による位相エラ
ー値である。かつ、ｎは現在のシンボル区間であり、ｎ
−１は以前のシンボル区間を示す。その結果、Ｗ
（Ｉn ）はＩ値に応じる値を位相エラーに乗算するフィ
ルターとして作用する。これにより、残留位相エラーの
収斂特性は、まるで低域通過フィルターを通過するよう
にスムーズになる。言い換えれば、このフィルターは決
定の信頼度に応じて位相エラーのポストフィルタリング
を行う。
【０１０１】累算制限器４００は、推定器３５０から
【０１０２】
【外２０】
【０１０３】チャンネルデータを受けて
【０１０４】
【外２１】
【０１０５】チャンネルの差値を累算制限値として生成
する。前記Ｉ″チャンネルデータの絶対値が所定の値以
上のとき（通常、最大レベルと判定されるとき）、すな
わち、６レベル以上のとき、前記累算制限値を所定の制
限範囲（０．８〜１．２）内の近似値に制限して乗算器
３４０に出力する。かつ、累算制限器４００はＩ″チャ
ンネルデータの絶対値が所定の値より小さいとき、
する。前記Ｉ″チャンネルデータの絶対値が所定の値以
上のとき（通常、最大レベルと判定されるとき）、すな
わち、６レベル以上のとき、前記累算制限値を所定の制
限範囲（０．８〜１．２）内の近似値に制限して乗算器
３４０に出力する。かつ、累算制限器４００はＩ″チャ
ンネルデータの絶対値が所定の値より小さいとき、
【０１０６】
【外２２】
【０１０７】の差値を累算制限として乗算器３４０に出
力する。図４では提案された位相エラー検出方法による
ＰＴＬ回路の動作を説明するため、最も簡単な一次ルー
プの場合を説明した。しかしながら、ループが高次の場
合は単純累積器が高次のフィルターに取り替えられる。
さらに、本発明の加重関数はチャンネルの状態に応じて
適応的に適用され得る。すなわち、ＧＡ−ＶＳＢのよう
にフレーム当たり二つのセグメント（フィールドシンク
セグメント）に該当する学習シーケンスを伝送する場合
は、学習シーケンスを用いて決定の信頼度を求めること
ができる。得られた信頼度により加重関数を調整するこ
とによりチャンネル状況に適応的に適用できるので、性
能を向上させ得る。
力する。図４では提案された位相エラー検出方法による
ＰＴＬ回路の動作を説明するため、最も簡単な一次ルー
プの場合を説明した。しかしながら、ループが高次の場
合は単純累積器が高次のフィルターに取り替えられる。
さらに、本発明の加重関数はチャンネルの状態に応じて
適応的に適用され得る。すなわち、ＧＡ−ＶＳＢのよう
にフレーム当たり二つのセグメント（フィールドシンク
セグメント）に該当する学習シーケンスを伝送する場合
は、学習シーケンスを用いて決定の信頼度を求めること
ができる。得られた信頼度により加重関数を調整するこ
とによりチャンネル状況に適応的に適用できるので、性
能を向上させ得る。
【０１０８】たとえば、図６（Ａ）に示した関数（１）
を適用する場合、学習シーケンスの決定エラー率が高ま
ると、決定信頼が不可能になるので、図６（Ｅ）に示さ
れたように、△Ｉを小として二つのシンボルＡとＢとの
境界部を大とすることが望ましい。図８は本発明の他の
実施例によるＱＡＭ受信機の構成ブロック図である。従
来のＱＡＭ受信機の構成及び動作の詳細な説明は R.L.
Cupo and R.D.Gitlin, "Adaptive carrier recovery sy
stems for digital data communications receivers",
IEEE Journal on selected areas in Communications,
vol. 7, no, 9, pp.1328-1339 , Dec. 1989に開示され
ているので、ここでは簡略に説明する。
を適用する場合、学習シーケンスの決定エラー率が高ま
ると、決定信頼が不可能になるので、図６（Ｅ）に示さ
れたように、△Ｉを小として二つのシンボルＡとＢとの
境界部を大とすることが望ましい。図８は本発明の他の
実施例によるＱＡＭ受信機の構成ブロック図である。従
来のＱＡＭ受信機の構成及び動作の詳細な説明は R.L.
Cupo and R.D.Gitlin, "Adaptive carrier recovery sy
stems for digital data communications receivers",
IEEE Journal on selected areas in Communications,
vol. 7, no, 9, pp.1328-1339 , Dec. 1989に開示され
ているので、ここでは簡略に説明する。
【０１０９】図８において、受信されたＱＡＭ信号は実
はＩチャンネルデータなので、ヒルベルト変換フィルタ
ー５１０でＩチャンネルデータをフィルタリングしてＱ
チャンネルデータを復元してＩチャンネルデータとＱチ
ャンネルデータとを出力する。適応型等化器５２０はパ
スバンド型等化器であり、ヒルベルト変換フィルター５
１０の出力に含まれているゴーストやノイズを取り除
き、その出力ｘ nT は次の式（２５）で表せる。
はＩチャンネルデータなので、ヒルベルト変換フィルタ
ー５１０でＩチャンネルデータをフィルタリングしてＱ
チャンネルデータを復元してＩチャンネルデータとＱチ
ャンネルデータとを出力する。適応型等化器５２０はパ
スバンド型等化器であり、ヒルベルト変換フィルター５
１０の出力に含まれているゴーストやノイズを取り除
き、その出力ｘ nT は次の式（２５）で表せる。
【０１１０】
【数２７】
【０１１１】ここで、ａ nT ＝ａr nT ＋ｊａi nT
はｎ番目に伝送されたシンボルであって、同位相ａr n
T と直角位相ａi nT データであり、ω0 は伝送キャリ
ア周波数であり、Ｔはシンボル周期であり、θ nT は受
信機で補正されないキャリア位相であり、ｖ nT はホワ
イトガウシアンノイズである。ここで、キャリアエラー
θ nT は通常の位相ジッタ、周波数オフセット、位相オ
フセットの３種の成分を有する。
はｎ番目に伝送されたシンボルであって、同位相ａr n
T と直角位相ａi nT データであり、ω0 は伝送キャリ
ア周波数であり、Ｔはシンボル周期であり、θ nT は受
信機で補正されないキャリア位相であり、ｖ nT はホワ
イトガウシアンノイズである。ここで、キャリアエラー
θ nT は通常の位相ジッタ、周波数オフセット、位相オ
フセットの３種の成分を有する。
【０１１２】復調器５３０は乗算器より構成され、適応
型等化器５２０を経た信号とキャリア復元器５６０の出
力とを乗算してスライサ５４０に出力する。ここで、受
信信号の搬送波と復元された搬送波との間には位相エラ
ーが存在する。したがって、スライサ５４０と位相エラ
ー計算機５５０とはこの位相エラーを推定する。
型等化器５２０を経た信号とキャリア復元器５６０の出
力とを乗算してスライサ５４０に出力する。ここで、受
信信号の搬送波と復元された搬送波との間には位相エラ
ーが存在する。したがって、スライサ５４０と位相エラ
ー計算機５５０とはこの位相エラーを推定する。
【０１１３】従来の固定型ＤＤ方式の決定領域を有する
スライサ５４０の場合は、基準位相値（±４５°、±１
３５°）のうち、復調器５３０の出力信号に含まれてい
る位相差情報に最も近似している基準位相を変調された
信号の伝送位相として決める。しかしながら、本発明で
はスライサ５４０の決定領域を図６（Ｅ）の加重関数を
用いて加重値を加えた決定領域を用いる。
スライサ５４０の場合は、基準位相値（±４５°、±１
３５°）のうち、復調器５３０の出力信号に含まれてい
る位相差情報に最も近似している基準位相を変調された
信号の伝送位相として決める。しかしながら、本発明で
はスライサ５４０の決定領域を図６（Ｅ）の加重関数を
用いて加重値を加えた決定領域を用いる。
【０１１４】すなわち、スライサ５４０は復調器５３０
の出力信号に含まれている位相差情報に所定の加重関数
による加重値を乗算して加重値の乗算された位相差情報
に最も近似している基準位相を伝送位相として決める。
位相エラー計算機５５０ではスライサ５４０から出力さ
れる基準位相情報に応じて位相エラー推定値ε（ｎ）を
出力する。
の出力信号に含まれている位相差情報に所定の加重関数
による加重値を乗算して加重値の乗算された位相差情報
に最も近似している基準位相を伝送位相として決める。
位相エラー計算機５５０ではスライサ５４０から出力さ
れる基準位相情報に応じて位相エラー推定値ε（ｎ）を
出力する。
【０１１５】キャリア復元器５６０はＰＬＬ回路より構
成され、この推定値ε（ｎ）により変調されたキャリア
周波数と同じ局部搬送波α′を発生して元の信号が検波
し得るように局部搬送波α′を復調器５３０と再変調／
エラー計算機５７０とに出力する。再変調／エラー計算
機５７０では適応型等化器５２０がパスバンド型の等化
器なので、スライサ５４０から出力される信号とキャリ
ア復元器５６０の出力信号とを乗算して適応型の等化器
５２０に供給する。
成され、この推定値ε（ｎ）により変調されたキャリア
周波数と同じ局部搬送波α′を発生して元の信号が検波
し得るように局部搬送波α′を復調器５３０と再変調／
エラー計算機５７０とに出力する。再変調／エラー計算
機５７０では適応型等化器５２０がパスバンド型の等化
器なので、スライサ５４０から出力される信号とキャリ
ア復元器５６０の出力信号とを乗算して適応型の等化器
５２０に供給する。
【０１１６】図８では本発明の位相エラー検出方法をＱ
ＡＭ受信機に適用する例を説明したが、ＭＰＳＫ（Mult
iple Phase Shift Keying ）にも適用できる。図９は４
５°の位相エラーを有する場合、図２に示された回路に
より行われる従来の固定型のＤＤ方式による残留位相エ
ラーの収斂特性Ｂと図４に示された回路により本発明の
位相エラーに加重値を加えた残留位相エラーの収斂特性
Ａとを比べた図面である。
ＡＭ受信機に適用する例を説明したが、ＭＰＳＫ（Mult
iple Phase Shift Keying ）にも適用できる。図９は４
５°の位相エラーを有する場合、図２に示された回路に
より行われる従来の固定型のＤＤ方式による残留位相エ
ラーの収斂特性Ｂと図４に示された回路により本発明の
位相エラーに加重値を加えた残留位相エラーの収斂特性
Ａとを比べた図面である。
【０１１７】図１０は４５°の位相エラーを有する場合
に対して図８に示されたＱＡＭ受信機で従来の固定型の
ＤＤ方式により位相補正した収斂特性Ｂと本発明の位相
エラーに加重値を加えて位相補正した収斂特性Ａとを比
べた図面である。図９及び図１０の加重関数は図６
（Ｂ）に示された加重関数（２）である。図９及び図１
０からわかるように、従来の方法よりは本発明の位相エ
ラー検出方法による残留位相エラーの収斂特性の結果が
振動が極めて少ない。
に対して図８に示されたＱＡＭ受信機で従来の固定型の
ＤＤ方式により位相補正した収斂特性Ｂと本発明の位相
エラーに加重値を加えて位相補正した収斂特性Ａとを比
べた図面である。図９及び図１０の加重関数は図６
（Ｂ）に示された加重関数（２）である。図９及び図１
０からわかるように、従来の方法よりは本発明の位相エ
ラー検出方法による残留位相エラーの収斂特性の結果が
振動が極めて少ない。
【０１１８】
【発明の効果】本発明の位相エラー検出方法とＰＴＬ回
路は加重関数の特性により多様な残留位相値に対応する
ように容易に変形され得る。特に、ＧＡ−ＨＤＴＶ受信
機において、伝送されるフレーム当たり二つのセグメン
トに該当する学習シーケンスを用いてチャンネルの状態
を検出することができ、これを用いてチャンネル特性に
より加重関数を調整してエラー検出の信頼性を高める。
路は加重関数の特性により多様な残留位相値に対応する
ように容易に変形され得る。特に、ＧＡ−ＨＤＴＶ受信
機において、伝送されるフレーム当たり二つのセグメン
トに該当する学習シーケンスを用いてチャンネルの状態
を検出することができ、これを用いてチャンネル特性に
より加重関数を調整してエラー検出の信頼性を高める。
【０１１９】かつ、本発明の位相エラー検出方法はすべ
てのＰＴＬ回路の決定に使用されることができ、ハード
ウェアの具現も簡単である。本発明はＱＡＭ、ＭＰＳＫ
方式を用いる受信機へも容易に応用可能である。
てのＰＴＬ回路の決定に使用されることができ、ハード
ウェアの具現も簡単である。本発明はＱＡＭ、ＭＰＳＫ
方式を用いる受信機へも容易に応用可能である。
【図１】一般のＧＡ−ＨＤＴＶ受信機のブロック構成図
である。
である。
【図２】図１に示された従来の位相トラッキングループ
回路のブロック構成図である。
回路のブロック構成図である。
【図３】従来の位相トラッキングループ回路の入力信号
の分布図である。
の分布図である。
【図４】本発明による位相トラッキングループ回路のブ
ロック構成図である。
ロック構成図である。
【図５】本発明の加重関数の例である。
【図６】（Ａ）乃至（Ｅ）は本発明の加重関数の例であ
る。
る。
【図７】（Ａ）及び（Ｂ）はＶＳＢ信号に適用された加
重関数の例である。
重関数の例である。
【図８】本発明によるＱＡＭ受信機のブロック構成図で
ある。
ある。
【図９】従来の方法と本発明の方法とによる残留位相エ
ラーの収斂特性を示す図である。
ラーの収斂特性を示す図である。
【図１０】従来の方法と本発明の方法とによる残留位相
エラーの収斂特性を示す図である。
エラーの収斂特性を示す図である。
３１０ ディジタルフィルター ３２０ 遅延器 ３３０ 複素乗算器 ３５０ 推定器 ３６０ 残留位相検出器 ３７０ 除算器 ３８０ 累算器 ３９０ サイン及びコサインテーブルＲＯＭ ４００ 累算制限器 ５１０ ヒルベルト変換フィルター ５２０ 適応型等化器 ５３０ 復調器 ５４０ スライサ ５５０ 位相エラー計算器 ５６０ キャリア復元器 ５７０ 再変調／エラー計算器
Claims (18)
- 【請求項１】 ディジタル残留側波帯変調通信方式の位
相エラー検出方法において、 （ａ）伝送されるＩチャンネルデータをディジタルフィ
ルタリングしてＱチャンネルデータを復元する段階と、 （ｂ）所定の加重された位相エラー値により前記Ｉチャ
ンネルデータとＱチャンネルデータの位相を補正する位
相補正段階と、 （ｃ）所定のＩチャンネルレベル値のうち、前記位相補
正されたＩチャンネルデータに最も近似したＩチャンネ
ルのレベル値を決める段階と、 （ｄ）前記位相補正されたＩチャンネルデータと前記決
められたＩチャンネル値との差を求め、前記差成分の符
号を前記差に乗算して位相エラー値を求める段階と、 （ｅ）前記位相エラー値に所定の加重関数による加重値
を乗算して前記加重された位相エラー値を前記（ｂ）段
階にフィードバックする段階とを含むことを特徴とする
位相エラー検出方法。 - 【請求項２】 前記（ｅ）段階においては、下記の式、 【数１】 による加重関数Ｗ（Ｉ）から求められる加重値を前記位
相エラー値に乗算することを特徴とする請求項１に記載
の位相エラー検出方法。 - 【請求項３】 前記（ｅ）段階においては、下記の式、 【数２】 による加重関数Ｗ（Ｉ）から求められる加重値を前記位
相エラー値に乗算することを特徴とする請求項１に記載
の位相エラー検出方法。 - 【請求項４】 前記（ｅ）段階においては、下記の式、 【数３】 による加重関数Ｗ（Ｉ）から求められる加重値を前記位
相エラー値に乗算することを特徴とする請求項１に記載
の位相エラー検出方法。 - 【請求項５】 前記（ｅ）段階では下記の式、 【数４】 による加重関数Ｗ（Ｉ）により求められる加重値を前記
位相エラー値に乗算することを特徴とする請求項１に記
載の位相エラー検出方法。 - 【請求項６】 前記（ｅ）段階においては、 （ｅ１）伝送されるＩチャンネルデータに含まれている
学習シーケンスを用いて決定の信頼度を求める段階と、 （ｅ２）前記求められた信頼度に応じて加重関数を調整
する段階と、 （ｅ３）前記調整された加重関数による加重値に前記
（ｄ）段階で得られた位相エラーを乗算して前記加重さ
れた位相エラー値を前記（ｂ）段階にフィードバックす
る段階とを含むことを特徴とする請求項１に記載の位相
エラー検出方法。 - 【請求項７】 位相変調された信号を復調する復調装置
の位相エラー検出方法において、 （ａ）伝送される位相変調された信号をディジタルフィ
ルタリングして復元する段階と、 （ｂ）前記復元された信号に含まれている位相差情報に
所定の加重関数による加重値を乗算して加重された位相
差情報を発生する段階と、 （ｃ）所定の基準位相値のうち、前記加重された位相差
値情報に最も近似した基準位相値を、前記位相変調され
た信号の伝送位相情報として決める段階と、 （ｄ）前記加重された位相差情報と前記決められた伝送
位相情報との位相差により前記復元された信号の位相を
補正する段階とを含むことを特徴とする位相エラー検出
方法。 - 【請求項８】 ディジタル残留側波帯変調通信装置の位
相トラッキングループ回路において、 伝送されるＩチャンネルデータをディジタルフィルタリ
ングしてＱチャンネルデータを復元する復元手段と、 所定の加重位相エラー値により前記Ｉチャンネルデータ
とＱチャンネルデータとの位相を補正する位相補正手段
と、 所定のＩチャンネルのレベル値のうち、前記位相補正さ
れたＩチャンネルデータに最も近似したＩチャンネルの
レベル値を推定する推定手段と、 前記位相補正されたＩチャンネルと前記推定されたＩチ
ャンネルのレベル値との差を検出し、前記差成分の符号
を前記差に乗算して位相エラー値を求め、この位相エラ
ー値に所定の加重関数による加重値を加えて前記加重さ
れた位相エラー値を前記位相補正手段にフィードバック
する検出手段とを含むことを特徴とする位相トラッキン
グループ回路。 - 【請求項９】 ディジタル残留側波帯変調通信装置の位
相トラッキングループ回路において、 伝送されるＩチャンネルデータをフィルタリングして第
１のＱチャンネルデータを復元するディジタルフィルタ
リング手段と、 前記Ｉチャンネルデータを前記ディジタルフィルタリン
グ手段のフィルタリング時間だけ遅延して第１のＩチャ
ンネルデータとして出力する遅延手段と、 前記第１のＩチャンネルデータ及び第１のＱチャンネル
データに所定のサイン及びコサイン値をそれぞれ複素乗
算して第２のＩチャンネル及び第２のＱチャンネルデー
タとして出力する第１乗算手段と、 前記第２のＩチャンネルデータに所定の累算制限値を乗
算して出力する第２乗算手段と、 前記第２のＱチャンネルデータと前記第２乗算手段の出
力とを受けて所定の残留位相エラーに対応して前記第２
のＩチャンネルデータに最も近似したＩレベル値を推定
する推定手段と、 前記Ｉレベルの推定値、第２のＩチャンネルデータ及び
第２のＱチャンネルデータを入力して前記第２のＱチャ
ンネルデータの方向性に応じて前記第２のＩチャンネル
データと前記Ｉレベルの推定値との差に所定の加重関数
による加重値を加えて位相エラー値を決める位相エラー
決め手段と、 前記位相エラー決め手段の出力を所定の値で除算して、
その除算された位相エラー値を出力する除算手段と、 前記除算された位相エラー値を所定の数で累算する累算
手段と、 前記累算された位相エラー値に対応する既貯蔵されたサ
イン及びコサイン値を前記第１乗算手段に出力するサイ
ン及びコサインテーブル貯蔵手段と、 前記Ｉレベルの推定値と第２Ｉチャンネルデータとを受
けて前記第２のＩチャンネルデータから前記推定された
Ｉレベル値を減算して、その差値を累算制限値として前
記第２乗算手段に出力する累算制限手段とから構成する
ことを特徴とする位相トラッキングループ回路。 - 【請求項１０】 前記位相エラー決め手段は下記の式、 【数５】 に応じて位相エラー値を決めることを特徴とする請求項
９に記載の位相トラッキングループ回路。 - 【請求項１１】 前記位相エラー決め手段は下記の式、 【数６】 に応じて位相エラー値を決めることを特徴とする請求項
９に記載の位相トラッキングループ回路。 - 【請求項１２】 前記位相エラー決め手段は下記の式、 【数７】 による加重関数Ｗ（Ｉ）から求められる加重値を前記位
相エラー値に乗算することを特徴とする請求項９に記載
の位相トラッキングループ回路。 - 【請求項１３】 前記位相エラー決め手段は下記の式、 【数８】 による加重関数Ｗ（Ｉ）から求められる加重値を前記位
相エラー値に乗算することを特徴とする請求項９に記載
の位相トラッキングループ回路。 - 【請求項１４】 前記位相エラー決め手段は下記の式、 【数９】 による加重関数Ｗ（Ｉ）から求められる加重値を前記位
相エラー値に乗算することを特徴とする請求項９に記載
の位相トラッキングループ回路。 - 【請求項１５】 前記位相エラー決め手段は下記の式、 【数１０】 による加重関数Ｗ（Ｉ）から求められる加重値を前記位
相エラー値に乗算することを特徴とする請求項９に記載
の位相トラッキングループ回路。 - 【請求項１６】 前記累算制限手段は、 所定の累算範囲と基準値を有し、前記Ｉレベルの推定値
及び第２Ｉチャンネルデータを受けて前記第２のＩチャ
ンネルデータからＩレベルの推定値を減算してその減算
値を求め、前記第２のＩチャンネルデータの絶対値が前
記基準値以上の際、前記減算値に最も近似した前記累算
範囲内の値を累算制限値として出力し、前記第２のＩチ
ャンネルデータの絶対値が前記基準値より小さいとき、
前記減算値を累算制限値として出力する累算制限手段で
あることを特徴とする請求項９に記載の位相トラッキン
グループ回路。 - 【請求項１７】 前記位相エラー決め手段は前記所定の
加重関数に対応する応答を有するフィルターを含むこと
を特徴とする請求項９に記載の位相トラッキングループ
回路。 - 【請求項１８】 前記加重関数が高次の場合、前記累算
手段は高次フィルターで構成されることを特徴とする請
求項１７に記載の位相トラッキングループ回路。
Applications Claiming Priority (2)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| KR36047/1995 | 1995-10-18 | ||
| KR1019950036047A KR0155900B1 (ko) | 1995-10-18 | 1995-10-18 | 위상에러검출방법 및 위상 트래킹 루프회로 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH09233438A true JPH09233438A (ja) | 1997-09-05 |
| JP3423547B2 JP3423547B2 (ja) | 2003-07-07 |
Family
ID=19430595
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP27274496A Expired - Lifetime JP3423547B2 (ja) | 1995-10-18 | 1996-10-15 | 位相エラー補正方法及び位相トラッキングループ回路 |
Country Status (6)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US5796786A (ja) |
| EP (1) | EP0769364B1 (ja) |
| JP (1) | JP3423547B2 (ja) |
| KR (1) | KR0155900B1 (ja) |
| CN (1) | CN1079619C (ja) |
| DE (1) | DE69633969T2 (ja) |
Families Citing this family (101)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| GB2314489B (en) * | 1995-04-19 | 1998-03-25 | Samsung Electronics Co Ltd | Phase detecting method of a digital vestigial sideband modulation communication device |
| US6115431A (en) * | 1995-04-19 | 2000-09-05 | Samsung Electronics Co., Ltd. | Phase detecting method and phase tracking loop circuit for a digital vestigial sideband modulation communication device |
| KR0163729B1 (ko) * | 1995-04-19 | 1999-01-15 | 김광호 | 디지탈 잔류 측파대 변조 통신 시스템의 위상 검출 방법 및 위상 트랙킹 루프 회로 |
| KR100200589B1 (ko) * | 1996-06-12 | 1999-06-15 | 윤종용 | 고해상도 텔레비젼 수신기의 디지털 복조회로 및 방법 |
| KR100194937B1 (ko) * | 1996-08-30 | 1999-06-15 | 윤종용 | 디지탈 변조방식의 변조시스템의 디지탈 신호 적응판정 에러회로 및 방법 |
| US6084642A (en) * | 1996-10-07 | 2000-07-04 | Zenith Electronics Corporation | Receiver for adjusting sync levels in VSB systems |
| US5987073A (en) * | 1997-03-27 | 1999-11-16 | Thomson Consumer Electronics, Inc. | Symbol timing recovery network for a carrierless amplitude phase (CAP) signal |
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| KR100217361B1 (ko) * | 1997-06-30 | 1999-09-01 | 김영환 | Vsb 디지털 복조기 |
| DE59709234D1 (de) | 1997-07-31 | 2003-03-06 | Micronas Semiconductor Holding | Trägerregelkreis für einen Empfänger von digital übertragenen Signalen |
| US6298085B1 (en) * | 1997-10-23 | 2001-10-02 | Sony Corporation | Source encoding using shuffling of data to provide robust error recovery in a burst error-environment |
| US6282684B1 (en) | 1997-10-23 | 2001-08-28 | Sony Corporation | Apparatus and method for recovery of data in a lossy transmission environment |
| US6581170B1 (en) | 1997-10-23 | 2003-06-17 | Sony Corporation | Source coding to provide for robust error recovery during transmission losses |
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|---|---|
| DE69633969D1 (de) | 2005-01-05 |
| DE69633969T2 (de) | 2005-04-21 |
| EP0769364B1 (en) | 2004-12-01 |
| JP3423547B2 (ja) | 2003-07-07 |
| CN1079619C (zh) | 2002-02-20 |
| EP0769364A3 (en) | 2000-08-30 |
| CN1154027A (zh) | 1997-07-09 |
| EP0769364A2 (en) | 1997-04-23 |
| US5796786A (en) | 1998-08-18 |
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| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
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Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R250 |
|
| R250 | Receipt of annual fees |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R250 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20090425 Year of fee payment: 6 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20090425 Year of fee payment: 6 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20100425 Year of fee payment: 7 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20110425 Year of fee payment: 8 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20120425 Year of fee payment: 9 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20130425 Year of fee payment: 10 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20140425 Year of fee payment: 11 |
|
| R250 | Receipt of annual fees |
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|
| R250 | Receipt of annual fees |
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|
| R250 | Receipt of annual fees |
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|
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