JP5516967B2 - 位相同期装置、位相同期方法、およびプログラム - Google Patents

Description

本発明は、位相同期装置、位相同期方法、およびプログラムに関し、特に、シンボル周期と非同期でサンプリングされた受信信号に基づくシンボル同期を、複数シンボル分並列してより迅速に行うことができるようにした位相同期装置、位相同期方法、およびプログラムに関する。

図１は、無線通信システムの構成例を示すブロック図である。

図１に示すように、無線通信システムは送信装置１と受信装置２から構成される。送信装置１は、送信側ベースバンドブロック１１、送信側RF回路１２、およびアンテナ１３から構成される。

送信側ベースバンドブロック１１は、誤り訂正符号化回路２１、ヘッダ・プリアンブル挿入回路２２、変調回路２３、送信フィルタ２４、およびD/A(Digital/Analog)コンバータ２５から構成される。送信対象のデータである送信データは、送信装置１の送信側ベースバンドブロック１１に入力される。

誤り訂正符号化回路２１は、例えば、誤り訂正に用いられるパリティを送信データに基づいて生成し、生成したパリティを送信データに付加することによって誤り訂正符号化を行う。誤り訂正符号化回路２１は、誤り訂正符号化後の送信データをヘッダ・プリアンブル挿入回路２２に出力する。

ヘッダ・プリアンブル挿入回路２２は、誤り訂正符号化回路２１から供給された送信データに対して各種のパラメータを含むヘッダやプリアンブルを挿入し、得られた送信データを変調回路２３に出力する。

変調回路２３は、QPSK(Quadrature Phase Shift Keying)変調、BPSK(Binary Phase Shift Keying)変調等の変調を行い、ヘッダ・プリアンブル挿入回路２２から供給された送信データを、周期Ｔ_ｓの送信シンボルの系列に変換する。変調回路２３は変換して得られたそれぞれの送信シンボルを送信フィルタ２４に出力する。

送信フィルタ２４は、変調回路２３から供給された送信シンボルに対して帯域制限を行うためのフィルタリングを施し、D/Aコンバータ２５に出力する。

D/Aコンバータ２５は、送信フィルタ２４から供給された送信シンボルに対してD/A変換を施し、D/A変換によって得られたアナログベースバンド信号を送信側RF回路１２に出力する。

送信側RF回路１２は、D/Aコンバータ２５から供給されたアナログベースバンド信号を所定の周波数のキャリアに重畳し、アンテナ１３から送信する。

受信装置２は、アンテナ３１、受信側RF回路３２、および受信側ベースバンドブロック３３から構成される。受信側ベースバンドブロック３３は、A/Dコンバータ４１、受信フィルタ４２、位相同期回路４３、復調回路４４、および誤り訂正符号復号回路４５から構成される。送信装置１から送信された送信信号はアンテナ３１を介して受信側RF回路３２に入力される。

受信側RF回路３２は、アンテナ３１から供給されたRF信号をアナログベースバンド信号に変換し、受信側ベースバンドブロック３３に出力する。

受信側ベースバンドブロック３３のA/Dコンバータ４１は、受信側RF回路３２から供給されたアナログベースバンド信号を、シンボル周期Ｔ_ｓと非同期のサンプル周期Ｔ_ｐでサンプリングする。A/Dコンバータ４１は、サンプリングによって得られたデータを受信信号として受信フィルタ４２に出力する。

受信フィルタ４２は、A/Dコンバータ４１から供給された受信信号に対してフィルタリングを施し、位相同期回路４３に出力する。

位相同期回路４３はFIR(Finite Impulse Response)フィルタ等により構成され、受信フィルタ４２から供給された受信信号を元にシンボル同期を実現する。位相同期回路４３は、補間処理を行うことによって受信信号から受信シンボルを求め、求めた受信シンボルを復調回路４４に出力する。

復調回路４４は、QPSK復調、BPSK復調等の、送信装置１における変調方式に対応する方式で受信シンボルを復調し、復調して得られた受信データを誤り訂正符号復号回路４５に出力する。

誤り訂正符号復号回路４５は、復調回路４４から供給された受信データの誤り訂正を行い、誤り訂正後の受信データを外部に出力する。

このように、受信装置２においては、シンボル同期を実現する手法として、シンボル周期Ｔ_ｓと非同期のサンプル周期Ｔ_ｐでサンプリングされた受信信号から、補間FIRフィルタを用いて受信シンボルを求める手法が用いられる。A/Dコンバータ４１においては固定クロックでサンプリングが行われる。なお、無線通信システムの受信側においてシンボル同期を実現する手法には、A/Dコンバータのサンプリング位相を制御し、A/Dコンバータの出力が受信シンボルとなるようにする手法がある。

受信装置２において用いられる前者の手法の利点としては、A/Dコンバータ４１の周波数制御を必要としない点、位相誤差フィードバックの遅延の低減を図ることができる点がある。

また、位相同期回路４３がアナログ信号を扱わないデジタル回路として構成されるため、機能の検証がデジタル回路の検証のみで完結させることができる点がある。例えば、位相同期回路４３がアナログ・デジタル回路混載の回路として構成される場合、特にアナログ回路は温度によって特性が変化することなどから機能の検証が困難になるが、より簡易な手法で機能の検証を行うことが可能になる。

以上のようなシンボル同期の実現方法については例えば特許文献１乃至３に記載されている。

図２は、図１の位相同期回路４３の構成例を示すブロック図である。

図２に示すように、位相同期回路４３は、補間FIRフィルタ６１と信号処理回路６２から構成される。信号処理回路６２は、位相誤差検出回路７１、ループフィルタ７２、およびNCO(Numerical Controlled Oscillator)７３から構成される。受信フィルタ４２から出力された受信信号は端子５１から入力され、補間FIRフィルタ６１に供給される。

補間FIRフィルタ６１は、受信信号と、NCO７３から供給された位相オフセットφ_ｋとを用いて補間処理を行い、受信シンボルｙ_ｋを出力する。補間FIRフィルタ６１から出力された受信シンボルｙ_ｋは、端子５２から復調回路４４に供給されるとともに、信号処理回路６２の位相誤差検出回路７１に供給される。

受信シンボルｙ_ｋを処理対象とするか否かは、NCO７３から出力されたイネーブル信号ｅ_ｋに基づいて例えば後段の回路において判別される。補間FIRフィルタ６１から出力された受信シンボルｙ_ｋは、受信シンボルの候補といえる。

イネーブル信号ｅ_ｋが補間FIRフィルタ６１に供給され、イネーブル信号ｅ_ｋの値が処理対象になることを表している場合にのみ、補間FIRフィルタ６１において受信信号の補間処理が行われるようにしてもよい。

図３は、アナログベースバンド信号、受信信号、受信シンボルの関係を示す図である。

図３の実線で示す波形は、A/Dコンバータ４１に入力されるアナログベースバンド信号を表す。白丸は、A/Dコンバータ４１においてサンプリングが行われることによって得られた受信信号を表す。受信信号に対しては、適宜、受信フィルタ４２においてフィルタリングが施される。黒丸は受信シンボルを表す。２つの白丸の間隔がサンプル周期Ｔ_ｐに対応し、２つの黒丸の間隔がシンボル周期Ｔ_ｓに対応する。

補間FIRフィルタ６１においては、受信信号の位相をNCO７３により求められた位相オフセットに基づいて補正した位相を受信シンボルの位相とし、受信シンボルの値を推定する処理が補間処理として行われる。

図２の説明に戻り、信号処理回路６２の位相誤差検出回路７１は、補間FIRフィルタ６１から出力された受信シンボルｙ_ｋと、NCO７３から供給されたイネーブル信号ｅ_ｋに基づいて位相誤差ｄ_ｋを検出する。位相誤差検出回路７１は、位相誤差ｄ_ｋをループフィルタ７２に出力する。

ループフィルタ７２は、フィードバックループを安定化させる目的で、位相誤差ｄ_ｋの系列に対してフィルタリングを施し、位相誤差補正値ｌ_ｋをNCO７３に出力する。

NCO７３は、位相誤差補正値ｌ_ｋに基づいて受信信号の位相に対する受信シンボルの位相オフセットφ_ｋを計算し、補間FIRフィルタ６１に出力する。また、NCO７３はイネーブル信号ｅ_ｋの値を求め、求めた値を表すイネーブル信号ｅ_ｋを出力する。NCO７３から出力されたイネーブル信号ｅ_ｋは、位相誤差検出回路７１に供給されるとともに、端子５３から外部に出力される。

このように、位相同期回路４３においては、受信シンボルｙ_ｋに基づいて位相オフセットφ_ｋを更新するフィードバック制御が行われ、シンボル同期が確立される。図２の位相同期回路４３は、１つのサンプルである受信信号に対して、１つの受信シンボルｙ_ｋとイネーブル信号ｅ_ｋを各時刻ｋにおいて出力する、いわゆるシリアル構成の補間型位相同期回路である。

サンプル周期Ｔ_ｐ毎に１つの受信信号に対して処理を行い、１つの受信シンボルを出力するシリアル構成の位相同期回路において用いられる代表的なアルゴリズムについては非特許文献１および２に記載されている。以下、これらのアルゴリズムについて説明する。

図２の補間FIRフィルタ６１においては、サンプル時刻である時刻ｋ（ｋは自然数）において、直前の時刻ｋ−１において計算された位相オフセットφ_ｋを用いて受信シンボルｙ_ｋが求められる。位相オフセットφ_ｋはサンプル周期Ｔ_ｐで規格化された値であり、０≦φ_ｋ＜１とする。

位相誤差検出回路７１においては、受信シンボルｙ_ｋとイネーブル信号ｅ_ｋを入力とし、下式（１）に従って位相誤差ｄ_ｋが求められる。式（１）のΔ_ｋは下式（２）により表される。

また、時刻ｋにおいて、イネーブル信号ｅ_ｋが１の場合、求められた位相誤差ｄ_ｋが位相誤差検出回路７１から出力され、イネーブル信号ｅ_ｋが０の場合、０が出力される。位相誤差ｄ_ｋまたは０の出力と同時に、位相誤差検出回路７１の内部変数ｙ’_ｋが下式（３）に従って更新される。

ここで、ｅ_ｋ∈｛０，１｝は、サンプル時刻ｋ−１において求められた、受信シンボルｙ_ｋに対するイネーブル信号である。また、式（１）のＫ_ｄは、位相誤差検出回路７１に設定されたゲインを表し、式（２）のｋ_τは定数である。式（２）において‘―’を上に付して示すｙ_ｋは、受信シンボルｙ_ｋの硬判定値を表す。

ループフィルタ７２においては、位相誤差ｄ_ｋを入力として位相誤差補正値ｌ_ｋが求められる。図２に示す位相同期回路４３が、２次のフィードバック系で構成される場合には、位相誤差補正値ｌ_ｋの更新には例えば下式（４）が用いられる。

ここで、式（４）のＫ_Ｐはループフィルタ７２における比例項の係数であり、Ｋ_Ｉはループフィルタ７２における積分項の係数である。μは、μ≡Ｔ_ｓ／Ｔ_ｐで表され、サンプル周期Ｔ_ｐで規格化されたシンボル周期Ｔ_ｓを表す。一般的に、A/Dコンバータ４１においてはオーバーサンプリングの形でサンプリングが行われるから、μは１以上の実数になる。

NCO７３においては、下式（５）に従って、補間FIRフィルタ６１において時刻ｋ＋１に用いられる位相オフセットφ_ｋ＋１が更新される。

また、NCO７３においては、時刻ｋ＋１に補間FIRフィルタ６１から出力される受信シンボルｙ_ｋ＋１に対するイネーブル信号ｅ_ｋ＋１が下式（６）に従って計算される。イネーブル信号ｅ_ｋ＋１の値が１のとき、受信シンボルｙ_ｋ＋１が処理対処として後段の回路において扱われる。

図４は、図２のNCO７３の回路構成の例を示す図である。

加算回路９１は、NCO７３に対する設定値として端子８１から供給されるμ−１と、ループフィルタ７２から出力され、端子８２に入力された位相誤差補正値ｌ_ｋとを加算する。

選択回路９２は、バッファ９４に保持されている位相オフセットφ_ｋの最上位ビット（MSB）が１であるとき０を選択し、０であるとき、加算回路９１による加算結果を選択する。

加算回路９３は、選択回路９２により選択された値と、位相オフセットφ_ｋを表すビット列のうちの、最上位ビットを除くビットにより表される値とを加算する。加算回路９１、選択回路９２、加算回路９３により、式（５）の計算が実現される。

加算回路９３による加算結果の値は、位相オフセットφ_ｋとしてバッファ９４に保持される。また、加算結果の値を表すビット列のうちの最上位ビットは反転回路９５において反転された後、イネーブル信号ｅ_ｋ＋１として端子８３から出力され、最上位ビットに続くビットは位相オフセットφ_ｋ＋１として端子８４から出力される。

シリアル構成の位相同期回路において以上のようにしてそれぞれの値を求めるアルゴリズムが非特許文献１および２に記載されている。

なお、送信側ベースバンドブロック１１が設けられた記録装置と、記録装置により所定の記録媒体に記録されたデータを再生する、受信側ベースバンドブロック３３が設けられた再生装置によって記録再生システムを構成することも可能である。

ところで、近年、通信システム、記録再生システムにおいては、データ転送速度の高速化の要求が高まり、シンボル周波数が高くなる傾向にある。上述したようなシリアル構成の位相同期回路を用いた場合、回路の動作周波数を上げることで対応可能なシンボル周波数を高くすることはできるが、動作周波数には半導体プロセス等による上限が存在するので、必要なシンボル周波数を達成できない場合がある。

このため、近年、位相同期回路の実現手法として、サンプリング周波数の１／Ｎ(Ｎは２以上の整数)のクロックで動作し、１クロックの期間毎にＮ個の受信信号を処理するＮ並列化の手法が用いられる場合がある。Ｎ並列化の手法が用いられた補間型位相同期回路からは、１クロックの期間毎に、Ｎ個の受信シンボルと、それぞれの受信シンボルに対するイネーブル信号が出力される。

図５は、上述したシリアル構成の位相同期回路において用いられるアルゴリズムと同一のアルゴリズムを用いて実現する場合のＮ並列化位相同期回路の構成例を示す図である。

図５に示すように、Ｎ並列化位相同期回路である位相同期回路４３は、補間FIRフィルタ１１１−１乃至１１１−Ｎと、信号処理回路１１２−１乃至１１２−Ｎがそれぞれ交互に数珠つなぎの形で接続されることによって構成される。信号処理回路１１２−１乃至１１２−Ｎは、それぞれ、図２の信号処理回路６２と同じ構成を有する。受信フィルタ４２から出力された受信信号は、端子１０１に入力され、補間FIRフィルタ１１１−１乃至１１１−Ｎにそれぞれ供給される。

補間FIRフィルタ１１１−１は、信号処理回路１１２−Ｎにより求められた位相オフセットφ_ｋを用いて補間処理を行い、受信シンボルｙ_ｋを出力する。補間FIRフィルタ１１１−１から出力された受信シンボルｙ_ｋは、時刻ｋにおける受信シンボルとして端子１０２から出力されるとともに、信号処理回路１１２−１に供給される。

信号処理回路１１２−１は、図２の信号処理回路６２と同様に、受信シンボルｙ_ｋと、信号処理回路１１２−Ｎにより求められたイネーブル信号ｅ_ｋに基づいて位相オフセットφ_ｋ＋１とイネーブル信号ｅ_ｋ＋１を計算し、出力する。信号処理回路１１２−１から出力された位相オフセットφ_ｋ＋１は補間FIRフィルタ１１１−２に供給され、イネーブル信号ｅ_ｋ＋１は、信号処理回路１１２−２に供給されるとともに端子１０３から出力される。

補間FIRフィルタ１１１−２は、信号処理回路１１２−１により求められた位相オフセットφ_ｋ＋１を用いて補間処理を行い、受信シンボルｙ_ｋ＋１を出力する。補間FIRフィルタ１１１−２から出力された受信シンボルｙ_ｋ＋１は、時刻ｋ＋１における受信シンボルとして端子１０２から出力されるとともに、信号処理回路１１２−２に供給される。

信号処理回路１１２−２は、受信シンボルｙ_ｋ＋１と、信号処理回路１１２−１により求められたイネーブル信号ｅ_ｋ＋１に基づいて位相オフセットφ_ｋ＋２とイネーブル信号ｅ_ｋ＋２を計算し、出力する。信号処理回路１１２−２から出力された位相オフセットφ_ｋ＋２は後段の補間FIRフィルタに供給され、イネーブル信号ｅ_ｋ＋２は後段の信号処理回路に供給されるとともに端子１０３から出力される。

後段の補間FIRフィルタと信号処理回路においても同様の処理が行われる。補間FIRフィルタ１１１−Ｎは、前段の信号処理回路により求められた位相オフセットφ_{ｋ＋Ｎ−１}を用いて受信信号の補間処理を行い、受信シンボルｙ_{ｋ＋Ｎ−１}を出力する。補間FIRフィルタ１１１−Ｎから出力された受信シンボルｙ_{ｋ＋Ｎ−１}は、時刻ｋ＋Ｎ−１における受信シンボルとして端子１０２から出力されるとともに、信号処理回路１１２−Ｎに供給される。

信号処理回路１１２−Ｎは、受信シンボルｙ_{ｋ＋Ｎ−１}と、補間FIRフィルタ１１１−Ｎの前段に設けられる、図示せぬ信号処理回路１１２−Ｎ−１により求められたイネーブル信号ｅ_{ｋ＋Ｎ−１}に基づいて位相オフセットφ_ｋとイネーブル信号ｅ_ｋを計算し、出力する。信号処理回路１１２−２から出力された位相オフセットφ_ｋは補間FIRフィルタ１１１−１に供給され、イネーブル信号ｅ_ｋは信号処理回路１１２−１に供給されるとともに端子１０３から出力される。

このような構成を用いた場合、回路規模がシリアル構成の位相同期回路と比べて約Ｎ倍となり、非常に大きくなってしまう。また、１クロックあたりの計算量もシリアル構成の位相同期回路のＮ倍になるので、最大動作周波数をシリアル構成時の最大動作周波数の１／Ｎ以上にする事は困難である。

より小さな回路規模でＮ並列化位相同期回路を実現するアルゴリズムとして特許文献１に記載されているものがある。以下、特許文献１に記載されているアルゴリズムについて説明する。

特許文献１に記載されているアルゴリズムを用いたＮ並列化位相同期回路の構成自体は、図２に示す位相同期回路４３の構成と同様の構成である。各回路において処理されるデータの単位がＮ個単位になる。

補間FIRフィルタ６１、位相誤差検出回路７１、ループフィルタ７２においては、シリアル構成の位相同期回路４３のそれぞれの回路で用いられるアルゴリズムと同じアルゴリズムで処理が行われる。

一方、NCO７３は、Ｎ個の位相オフセットとイネーブル信号の更新を下式（７）、（８）に従って時刻ｋにおいて行う。

式（７）、（８）において、ｉは１以上、Ｎ以下の整数である。なお、式（７）、（８）は、特許文献１に記載されている位相オフセットとイネーブル信号の更新を式で表したものである。

式（５）と式（７）を比較して分かるように、シリアル構成の位相同期回路においては、位相誤差補正値ｌ_ｋが、時刻ｋ＋１における受信シンボルの補間処理に用いられる位相オフセットφ_ｋの計算に用いられるのに対して、特許文献１に記載されているＮ並列化補間型位相同期回路においては、時刻ｋ＋Ｎおける受信シンボルの補間処理に用いられる位相オフセットφ_ｋ＋Ｎの計算に用いられている。

一般的に、フィードバック制御を用いた位相同期回路においては、出力結果から得られた情報が反映されるまでの遅延量が大きくなると、同期可能なシンボル周波数の範囲が狭くなるといったような性能の劣化が見られる。

特許文献１に記載されているアルゴリズムを用いて位相オフセットの更新を行うNCO７３の回路構成を図６に示す。図６に示すNCO７３の構成は、図４に示す構成が４個（Ｎ＝４）並列して設けられる構成になっている。重複する説明については適宜省略する。ループフィルタ７２から４個のデータ単位で出力された位相誤差補正値ｌ_ｋ，ｌ_ｋ−１，ｌ_ｋ−２，ｌ_ｋ−３は、それぞれ端子１２２−１乃至１２２−４に入力される。

位相誤差補正値ｌ_ｋと端子１２１から供給されたμ−１が加算回路１４１−１により加算され、加算結果の値と０のうちのいずれかが、位相誤差補正値ｌ_ｋ−１に基づいて求められたビット列の最上位ビットに基づいて選択回路１４２−１により選択される。

選択回路１４２−１により選択された値と、位相誤差補正値ｌ_ｋ−１に基づいて求められたビット列の最上位ビットに続くビット列が加算回路１４３−１により加算され、加算結果の値がバッファ１４５に保持される。バッファ１４５に保持された値は位相オフセットφ_ｋ＋１とイネーブル信号ｅ_ｋ＋１の計算に用いられる。

加算回路１４３−１による加算結果の最上位ビットが反転回路１４４−１により反転された後、イネーブル信号ｅ_ｋ＋４として端子１３１−１から出力される。また、加算回路１４３−１による加算結果のうち、最上位ビットに続くビットが位相オフセットφ_ｋ＋４として端子１３２−１から出力される。

図６の回路構成を有するNCO７３においては、４個の受信信号の補間処理に用いる位相オフセットを計算することができるものの、その計算自体はシリアルで行われるために動作速度の向上が困難である。

例えば、位相オフセットφ_ｋ＋４の計算には、位相誤差補正値ｌ_ｋ−１に基づいて求められた値が必要になり、位相オフセットφ_ｋ＋３の計算には、位相誤差補正値ｌ_ｋ−２に基づいて求められた値が必要になる。また、位相オフセットφ_ｋ＋２の計算には、位相誤差補正値ｌ_ｋ−３に基づいて求められた値が必要になり、位相オフセットφ_ｋ＋１の計算には、位相誤差補正値ｌ_ｋに基づいて求められた値が必要になる。

Ｎ並列化位相同期回路において動作速度を改善するアルゴリズムとして、特許文献２に記載されているアルゴリズムについて説明する。

特許文献２には、２並列化された補間型位相同期回路の構成と、Ｎが３以上の場合の回路構成の拡張方法が記載されている。また、位相誤差補正値ｌ_ｋを用いてμを補正した値であるμ＋ｌ_ｋを推定シンボル周期とし、下式（９）に従って、Ｎ個の補間FIRフィルタで用いられる位相オフセットφ’_ｋ＋ｉ（１≦ｉ≦Ｎ）を計算するアルゴリズムが記載されている。

特許文献２に記載されているアルゴリズムは、Ｎ個の位相オフセットを同時に、それぞれ独立に計算するアルゴリズムになっている。Ｎ個の位相オフセットφ’_ｋ＋ｉの計算には、全て同じ推定シンボル周期であるμ＋ｌ_ｋが用いられる。

例えば、３個の位相オフセットを同時に計算する場合において、図７に示すように、位相オフセットを計算する対象のシンボル間隔として間隔ｎ，ｎ＋１，ｎ＋２があるとき、それぞれの間隔のシンボル周期μが同じ周期μ＋ｌ_ｋになるようにして補正され、それぞれの位相オフセットの計算に用いられる。図７の白丸は受信シンボルを表す。

すなわち、式（９）を用いた位相オフセットφ’_ｋ＋ｉの計算においては、位相誤差補正値ｌ_ｋをシンボル間隔の数Ｎに比例させて（時間に比例させて）補正したシンボル位相と、受信信号の位相との比較が行われる。

また、非特許文献１に記載されているアルゴリズムは、受信シンボルｙ_ｋとそれ以降の受信シンボルとの位相オフセットを推定するものであるのに対して、特許文献２に記載されているアルゴリズムは、受信シンボルｙ_ｋとそれ以前の受信シンボルとの位相オフセットを推定するものになっている。

２並列化とした場合のイネーブル信号ｅ_ｋ＋１，ｅ_ｋ＋２の計算については、それぞれ下式（１０）、（１１）に従って行われる。式（１０）、（１１）は、特許文献２に記載されているアルゴリズムによる計算を式で表したものである。

式（１１）ではイネーブル信号ｅ_ｋ＋２の計算にｅ_ｋ＋１（φ’_ｋ＋ｉ＞μ＋ｌ_ｋの判定結果）が必要であることから、Ｎが３以上の場合、イネーブル信号ｅ_ｋ＋ｉ（１＜ｉ≦Ｎ）を計算するには、ｅ_ｋ＋１からｅ_{ｋ＋ｉ−１}までの計算結果が必要になると推定される。

特開２００６−３３８７２６号公報 特開２００７−２６５９６号公報 米国特許第５３０９４８４号明細書

Floyd M.Gardner, "Interpolation in digital modems-I： Fundamentals," IEEE Trans. Commun., vol 41, pp. 501-507, Mar. 1993. Zi-Ning Wu and Jhon M. Cioffi, ‘’A MMSE Interpolated Timing Recovery Scheme for The Magnnetic Recording Channel,’’IEEE International Conference on Communications 1977, pp.1625-1629,1997

特許文献２に記載の位相同期方法においては、上述したように、Ｎ個の位相オフセットの更新に用いられるループフィルタの出力値（位相誤差補正値）が、全てシンボル間隔の数に比例する補正値として用いられる。

ところが、位相オフセットの計算に際して考慮する必要がある補正値としては、シンボル間隔の数、すなわち時間に比例する補正値と比例しない補正値とが存在する。時間に比例する補正値は、図７に示すようにシンボル間隔を変える補正値であり、時間に比例しない補正値とは、間隔自体はそのままに、シンボル間隔の位置をずらす補正値である。

シリアル構成の位相同期回路の場合、受信信号の位相補正を１つずつ逐次行い、かつ、その補正量も最大で１シンボル分であるため、これらの補正値を分離して考える必要は無い。しかしながら、１度に２シンボル分以上の位相補正を行うＮ並列化位相同期回路の場合には、これらを分離しなければ位相補正に誤差が生じてしまう。

特許文献２に記載の位相同期方法においては時間に比例する補正値だけを用いて位相オフセットの更新を行っていることから、位相が収束するまでの時間が長くなってしまう。これまで、Ｎ並列化位相同期回路において、時間に比例する補正値と比例しない補正値とを分離して位相オフセットの更新を行う方法については知られていない。

さらに、特許文献１，２に記載の位相同期方法においては、各シンボル候補の判別に用いられるイネーブル信号を求める際に、その１サンプル前の位相オフセットが利用される。そのため、それを実現する回路構成は、図６を参照して説明したように、Ｎ個の回路が順次シリアル接続される構成になってしまい、並列度Ｎを上げると、最大動作速度が低く制限されてしまう。また、特許文献２には、Ｎが３以上である場合のイネーブル信号の生成方法については記載されていない。

本発明はこのような状況に鑑みてなされたものであり、シンボル周期と非同期でサンプリングされた受信信号に基づくシンボル同期を、複数シンボル分並列してより迅速に行うことができるようにするものである。

本発明の第１の側面の位相同期装置は、他の装置から出力されたデータを表すアナログベースバンド信号の離散サンプルを周期Ｔ_ｐで行うサンプリング手段と、前記離散サンプルを行うことによって得られたＮ（Ｎは２以上の整数）個の受信信号の位相の、推定される、周期Ｔ_ｓのＭ（Ｍは０以上、Ｎ以下の整数）個の受信シンボルの位相に対する誤差である位相誤差を検出する位相誤差検出手段と、前記位相誤差検出手段により検出された前記位相誤差に基づいて、Ｎ個の受信信号の位相誤差の和に比例する値であるｍ_ｐ，ｋと、受信された全ての受信信号の位相誤差の和に比例する値であるｍ_Ｉ，ｋとを求める第１の計算手段と、Ｎ個のそれぞれの受信信号の位相の補正量を表す位相オフセットφ_ｋ＋ｉ（ｉは１以上、Ｎ以下の整数）を、φ_ｋに、前記第１の計算手段により求められたｍ_ｐ，ｋと、前記第１の計算手段により求められたｍ_Ｉ，ｋにμ≡Ｔ_ｓ／Ｔ_ｐを加算した値のｉ倍の値とを加算し、加算結果からｉを減算し、減算結果をμ＋ｍ_Ｉ，ｋで割って得られた剰余に基づいて求める第２の計算手段と、前記第２の計算手段により求められた位相オフセットφ_ｋ＋ｉに基づいて前記Ｎ個の受信信号を補間することによって前記Ｍ個の受信シンボルをＮ・Ｔ_ｐ時刻毎に一括して求める補間手段とを備える。

前記補間手段には、前記受信信号の位相の補正を、前記第２の計算手段により求められた位相オフセットφ_ｋ＋ｉが、時間Ｔ_ｒ（−Ｔ_ｐ≦Ｔ_ｒ≦０）以上、時間Ｔ_ｒ＋Ｔ_ｐ未満に相当する補正量である場合、もしくは、時間Ｔ_ｒより大きく、時間Ｔ_ｒ＋Ｔ_ｐ以下に相当する補正量である場合に行わせることができる。

本発明の第１の側面の位相同期方法は、他の装置から出力されたデータを表すアナログベースバンド信号の離散サンプルを周期Ｔ_ｐで行い、前記離散サンプルを行うことによって得られたＮ（Ｎは２以上の整数）個の受信信号の位相の、推定される、周期Ｔ_ｓのＭ（Ｍは０以上、Ｎ以下の整数）個の受信シンボルの位相に対する誤差である位相誤差を検出し、検出した前記位相誤差に基づいて、Ｎ個の受信信号の位相誤差の和に比例する値であるｍ_ｐ，ｋと、受信された全ての受信信号の位相誤差の和に比例する値であるｍ_Ｉ，ｋとを求め、Ｎ個のそれぞれの受信信号の位相の補正量を表す位相オフセットφ_ｋ＋ｉ（ｉは１以上、Ｎ以下の整数）を、φ_ｋに、求めたｍ_ｐ，ｋと、求めたｍ_Ｉ，ｋにμ≡Ｔ_ｓ／Ｔ_ｐを加算した値のｉ倍の値とを加算し、加算結果からｉを減算し、減算結果をμ＋ｍ_Ｉ，ｋで割って得られた剰余に基づいて求め、求めた位相オフセットφ_ｋ＋ｉに基づいて前記Ｎ個の受信信号を補間することによって前記Ｍ個の受信シンボルをＮ・Ｔ_ｐ時刻毎に一括して求めるステップを含む。

本発明の第１の側面のプログラムは、他の装置から出力されたデータを表すアナログベースバンド信号の離散サンプルを周期Ｔ_ｐで行い、前記離散サンプルを行うことによって得られたＮ（Ｎは２以上の整数）個の受信信号の位相の、推定される、周期Ｔ_ｓのＭ（Ｍは０以上、Ｎ以下の整数）個の受信シンボルの位相に対する誤差である位相誤差を検出し、検出した前記位相誤差に基づいて、Ｎ個の受信信号の位相誤差の和に比例する値であるｍ_ｐ，ｋと、受信された全ての受信信号の位相誤差の和に比例する値であるｍ_Ｉ，ｋとを求め、Ｎ個のそれぞれの受信信号の位相の補正量を表す位相オフセットφ_ｋ＋ｉ（ｉは１以上、Ｎ以下の整数）を、φ_ｋに、求めたｍ_ｐ，ｋと、求めたｍ_Ｉ，ｋにμ≡Ｔ_ｓ／Ｔ_ｐを加算した値のｉ倍の値とを加算し、加算結果からｉを減算し、減算結果をμ＋ｍ_Ｉ，ｋで割って得られた剰余に基づいて求め、求めた位相オフセットφ_ｋ＋ｉに基づいて前記Ｎ個の受信信号を補間することによって前記Ｍ個の受信シンボルをＮ・Ｔ_ｐ時刻毎に一括して求めるステップを含む処理をコンピュータに実行させる。

本発明の第２の側面の位相同期装置は、他の装置から出力されたデータを表すアナログベースバンド信号の離散サンプルを周期Ｔ_ｐで行うサンプリング手段と、前記離散サンプルを行うことによって得られたＮ（Ｎは２以上の整数）個の受信信号の位相の、推定される、周期Ｔ_ｓのＭ（Ｍは０以上、Ｎ以下の整数）個の受信シンボルの位相に対する誤差である位相誤差を検出する位相誤差検出手段と、前記位相誤差検出手段により検出された前記位相誤差に基づいて、Ｎ個の受信信号の位相誤差の和に比例する値であるｍ_ｐ，ｋと、受信された全ての受信信号の位相誤差の和に比例する値であるｍ_Ｉ，ｋとを求める第１の計算手段と、Ｎ個のそれぞれの受信信号の位相の補正量を表す位相オフセットφ_ｋ＋ｉ（ｉは１以上、Ｎ以下の整数）を、φ_ｋに、ｉを加算し、加算結果から、前記第１の計算手段により求められたｍ_ｐ，ｋを減算し、減算結果を、前記第１の計算手段により求められたｍ_Ｉ，ｋにμ≡Ｔ_ｓ／Ｔ_ｐを加算した値で割って得られた剰余に基づいて求める第２の計算手段と、前記第２の計算手段により求められた位相オフセットφ_ｋ＋ｉに基づいて前記Ｎ個の受信信号を補間することによって前記Ｍ個の受信シンボルをＮ・Ｔ_ｐ時刻毎に一括して求める補間手段とを備える。

本発明の第２の側面の位相同期方法は、他の装置から出力されたデータを表すアナログベースバンド信号の離散サンプルを周期Ｔ_ｐで行い、前記離散サンプルを行うことによって得られたＮ（Ｎは２以上の整数）個の受信信号の位相の、推定される、周期Ｔ_ｓのＭ（Ｍは０以上、Ｎ以下の整数）個の受信シンボルの位相に対する誤差である位相誤差を検出し、検出した前記位相誤差に基づいて、Ｎ個の受信信号の位相誤差の和に比例する値であるｍ_ｐ，ｋと、受信された全ての受信信号の位相誤差の和に比例する値であるｍ_Ｉ，ｋとを求め、Ｎ個のそれぞれの受信信号の位相の補正量を表す位相オフセットφ_ｋ＋ｉ（ｉは１以上、Ｎ以下の整数）を、φ_ｋに、ｉを加算し、加算結果から、求めたｍ_ｐ，ｋを減算し、減算結果を、求めたｍ_Ｉ，ｋにμ≡Ｔ_ｓ／Ｔ_ｐを加算した値で割って得られた剰余に基づいて求め、求めた位相オフセットφ_ｋ＋ｉに基づいて前記Ｎ個の受信信号を補間することによって前記Ｍ個の受信シンボルをＮ・Ｔ_ｐ時刻毎に一括して求めるステップを含む。

本発明の第２の側面のプログラムは、他の装置から出力されたデータを表すアナログベースバンド信号の離散サンプルを周期Ｔ_ｐで行い、前記離散サンプルを行うことによって得られたＮ（Ｎは２以上の整数）個の受信信号の位相の、推定される、周期Ｔ_ｓのＭ（Ｍは０以上、Ｎ以下の整数）個の受信シンボルの位相に対する誤差である位相誤差を検出し、検出した前記位相誤差に基づいて、Ｎ個の受信信号の位相誤差の和に比例する値であるｍ_ｐ，ｋと、受信された全ての受信信号の位相誤差の和に比例する値であるｍ_Ｉ，ｋとを求め、Ｎ個のそれぞれの受信信号の位相の補正量を表す位相オフセットφ_ｋ＋ｉ（ｉは１以上、Ｎ以下の整数）を、φ_ｋに、ｉを加算し、加算結果から、求めたｍ_ｐ，ｋを減算し、減算結果を、求めたｍ_Ｉ，ｋにμ≡Ｔ_ｓ／Ｔ_ｐを加算した値で割って得られた剰余に基づいて求め、求めた位相オフセットφ_ｋ＋ｉに基づいて前記Ｎ個の受信信号を補間することによって前記Ｍ個の受信シンボルをＮ・Ｔ_ｐ時刻毎に一括して求めるステップを含む処理をコンピュータに実行させる。

本発明の第１の側面においては、他の装置から出力されたデータを表すアナログベースバンド信号の離散サンプルが周期Ｔ_ｐで行われ、前記離散サンプルが行われることによって得られたＮ（Ｎは２以上の整数）個の受信信号の位相の、推定される、周期Ｔ_ｓのＭ（Ｍは０以上、Ｎ以下の整数）個の受信シンボルの位相に対する誤差である位相誤差が検出される。また、検出された前記位相誤差に基づいて、Ｎ個の受信信号の位相誤差の和に比例する値であるｍ_ｐ，ｋと、受信された全ての受信信号の位相誤差の和に比例する値であるｍ_Ｉ，ｋとが求められ、Ｎ個のそれぞれの受信信号の位相の補正量を表す位相オフセットφ_ｋ＋ｉ（ｉは１以上、Ｎ以下の整数）が、φ_ｋに、求められたｍ_ｐ，ｋと、求められたｍ_Ｉ，ｋにμ≡Ｔ_ｓ／Ｔ_ｐを加算した値のｉ倍の値とを加算し、加算結果からｉを減算し、減算結果をμ＋ｍ_Ｉ，ｋで割って得られた剰余に基づいて求められる。求められた位相オフセットφ_ｋ＋ｉに基づいて前記Ｎ個の受信信号を補間することによって前記Ｍ個の受信シンボルがＮ・Ｔ_ｐ時刻毎に一括して求められる。

本発明の第２の側面においては、他の装置から出力されたデータを表すアナログベースバンド信号の離散サンプルが周期Ｔ_ｐで行われ、前記離散サンプルが行われることによって得られたＮ（Ｎは２以上の整数）個の受信信号の位相の、推定される、周期Ｔ_ｓのＭ（Ｍは０以上、Ｎ以下の整数）個の受信シンボルの位相に対する誤差である位相誤差が検出される。また、検出された前記位相誤差に基づいて、Ｎ個の受信信号の位相誤差の和に比例する値であるｍ_ｐ，ｋと、受信された全ての受信信号の位相誤差の和に比例する値であるｍ_Ｉ，ｋとが求められ、Ｎ個のそれぞれの受信信号の位相の補正量を表す位相オフセットφ_ｋ＋ｉ（ｉは１以上、Ｎ以下の整数）が、φ_ｋに、ｉを加算し、加算結果から、求められたｍ_ｐ，ｋを減算し、減算結果を、求められたｍ_Ｉ，ｋにμ≡Ｔ_ｓ／Ｔ_ｐを加算した値で割って得られた剰余に基づいて求められる。求められた位相オフセットφ_ｋ＋ｉに基づいて前記Ｎ個の受信信号を補間することによって前記Ｍ個の受信シンボルがＮ・Ｔ_ｐ時刻毎に一括して求められる。

本発明によれば、シンボル周期と非同期でサンプリングされた受信信号に基づくシンボル同期を、複数シンボル分並列してより迅速に行うことができる。

無線通信システムの構成例を示すブロック図である。 位相同期回路の構成例を示すブロック図である。 アナログベースバンド信号、受信信号、受信シンボルの関係を示す図である。 図２のNCOの回路構成の例を示す図である。 Ｎ並列化位相同期回路の構成例を示す図である。 NCOの回路構成を示す図である。 シンボル間隔の例を示す図である。 本発明の一実施形態に係る受信装置に設けられる位相同期回路の構成例を示す図である。 図８のNCOの回路構成の例を示す図である。 受信信号、受信シンボル、位相オフセット、位相誤差補正値、周波数誤差補正値のそれぞれの位相の関係を示す図である。 受信装置の処理について説明するフローチャートである。 シミュレーション結果を示す図である。 シミュレーション結果を示す他の図である。 コンピュータの構成例を示す図である。

［位相同期回路の構成例］
図８は、本発明の一実施形態に係る受信装置に設けられる位相同期回路の構成例を示す図である。

図８の位相同期回路４３が、図１の受信側ベースバンドブロック３３に設けられる。本発明の一実施形態に係る受信装置の他の構成は、図１を参照して説明した構成と同じである。重複する説明については適宜省略する。

図８の位相同期回路４３を有する受信装置２は、アンテナ３１、受信側RF回路３２、および受信側ベースバンドブロック３３から構成される。受信側ベースバンドブロック３３は、A/Dコンバータ４１、受信フィルタ４２、位相同期回路４３、復調回路４４、および誤り訂正符号復号回路４５から構成される。送信装置１から送信された送信信号はアンテナ３１を介して受信側RF回路３２に入力される。

受信側RF回路３２は、アンテナ３１から供給されたRF信号をアナログベースバンド信号に変換し、A/Dコンバータ４１に出力する。

A/Dコンバータ４１は、受信側RF回路３２から供給されたアナログベースバンド信号を、シンボル周期Ｔ_ｓと非同期のサンプル周期Ｔ_ｐでサンプリングし、サンプリングして得られたデータを受信信号として受信フィルタ４２に出力する。A/Dコンバータ４１は、他の装置である送信装置１から出力されたデータを表すアナログベースバンド信号の離散サンプルを周期Ｔ_ｐで行うサンプリング手段として機能する。

受信フィルタ４２は、A/Dコンバータ４１から供給された受信信号に対してフィルタリングを施し、位相同期回路４３に出力する。

位相同期回路４３は、受信フィルタ４２から供給された受信信号を元にシンボル同期を実現する。すなわち、位相同期回路４３は、補間処理を行うことによって受信信号から受信シンボルを求め、求めた受信シンボルを復調回路４４に出力する。

復調回路４４は、送信装置１における変調方式に対応する方式で受信シンボルを復調し、復調して得られた受信データを誤り訂正符号復号回路４５に出力する。

誤り訂正符号復号回路４５は、復調回路４４から供給された受信データの誤り訂正を行い、誤り訂正後の受信データを外部に出力する。

図８に示すように、位相同期回路４３は、補間FIRフィルタ２１１、位相誤差検出回路２１２、ループフィルタ２１３、およびNCO２１４から構成される。受信フィルタ４２から出力されたＮ個の受信信号は端子２０１から入力され、補間FIRフィルタ２１１に供給される。図８の位相同期回路４３は、Ｎ個の受信信号の処理を並列に行うＮ並列化位相同期回路である。

補間FIRフィルタ２１１は、各時刻におけるＮ個の受信信号と、それぞれの受信信号用のものとしてNCO２１４から供給された位相オフセットとを用いて補間処理を行うことによって、Ｍ個の受信シンボルを一括して求める。

すなわち、補間FIRフィルタ２１１は、位相オフセットφ_ｋを用いて補間処理を行うことによって、時刻ｋにおける受信信号から受信シンボルｙ_ｋを求める。また、補間FIRフィルタ２１１は、位相オフセットφ_{ｋ−Ｎ−２}を用いて補間処理を行うことによって、時刻ｋ−Ｎ−２における受信信号から受信シンボルｙ_{ｋ−Ｎ−２}を求める。補間FIRフィルタ２１１は、位相オフセットφ_{ｋ−Ｎ−１}を用いて補間処理を行うことによって、時刻ｋ−Ｎ−１における受信信号から受信シンボルｙ_{ｋ−Ｎ−１}を求める。補間FIRフィルタ２１１においては、受信シンボルｙ_k-N-1〜ｙ_kのN個の受信シンボルについて同様の処理が行われる。

補間FIRフィルタ２１１は、受信シンボルｙ_ｋ，・・・，ｙ_{ｋ−Ｎ−２}，ｙ_{ｋ−Ｎ−１}を一括して出力する。補間FIRフィルタ２１１から出力された受信シンボルは、端子２０２から復調回路４４に供給されるとともに、位相誤差検出回路２１２に供給される。

補間FIRフィルタ２１１から出力されたそれぞれの受信シンボルを処理対象とするか否かは、NCO２１４から出力されたイネーブル信号に基づいて例えば後段の回路において判別される。補間FIRフィルタ２１１から出力された受信シンボルは、受信シンボルの候補といえる。

イネーブル信号が補間FIRフィルタ２１１に供給され、イネーブル信号の値が処理対象になることを表している場合（１である場合）にのみ、補間FIRフィルタ２１１において補間処理が行われるようにしてもよい。この場合において、サンプル周期Ｔ_ｐがシンボル周期Ｔ_ｓ以下であるとき、補間FIRフィルタ２１１においては、Ｎ個の受信信号から、Ｍ（０以上、Ｎ以下の整数）個の受信シンボルがＮ・Ｔ_ｐ時刻毎に一括して求められることになる。補間FIRフィルタ２１１は、位相オフセットφ_ｋ＋ｉに基づいて補間することによって、Ｎ個の受信信号からＭ個の受信シンボルをＮ・Ｔ_ｐ時刻毎に一括して求める補間手段として機能する。

位相誤差検出回路２１２は、補間FIRフィルタ２１１から出力された受信シンボルと、NCO２１４から供給されたイネーブル信号に基づいて位相誤差を検出する。それぞれの受信信号の位相誤差の検出は、例えば、上式（１）乃至（３）に従って行われる。

位相誤差検出回路２１２は、補間FIRフィルタ２１１から出力された受信シンボルｙ_ｋと、NCO２１４から供給されたイネーブル信号ｅ_ｋに基づいて位相誤差ｄ_ｋを検出する。また、位相誤差検出回路２１２は、補間FIRフィルタ２１１から出力された受信シンボルｙ_{ｋ−Ｎ−２}と、NCO２１４から供給されたイネーブル信号ｅ_{ｋ−Ｎ−２}に基づいて位相誤差ｄ_ｋ−_Ｎ−２を検出する。位相誤差検出回路２１２は、補間FIRフィルタ２１１から出力された受信シンボルｙ_{ｋ−Ｎ−１}と、NCO２１４から供給されたイネーブル信号ｅ_{ｋ−Ｎ−１}に基づいて位相誤差ｄ_{ｋ−Ｎ−１}を検出する。位相誤差検出回路２１２においては、位相誤差ｄ_{ｋ−Ｎ−１}〜ｄ_ｋのN個の位相誤差について同様の処理が行われる。

位相誤差検出回路２１２は、離散サンプルを行うことによって得られたＮ個の受信信号の位相の、推定される、周期Ｔ_ｓのＭ個の受信シンボルの位相に対する誤差である位相誤差を検出する位相誤差検出手段として機能する。

位相誤差検出回路２１２は、検出した位相誤差ｄ_ｋ，・・・，ｄ_{ｋ−Ｎ−２}，ｄ_{ｋ−Ｎ−１}をループフィルタ２１３に出力する。

ループフィルタ２１３は、位相誤差検出回路２１２から供給された位相誤差に基づいて、位相誤差補正値ｍ_Ｐ，ｋと、周波数誤差補正値ｍ_Ｉ，ｋとを計算する。ループフィルタ２１３においては、図２のループフィルタ７２とは異なり、位相オフセットの計算（更新）に用いられる補正値として、位相誤差補正値ｍ_Ｐ，ｋと周波数誤差補正値ｍ_Ｉ，ｋの２つの補正値が計算される。

位相誤差補正値ｍ_Ｐ，ｋは、図２のループフィルタ７２が位相誤差補正値ｌ_ｋの計算に用いる式（４）の比例項（μＫ_Ｐｄ_ｋ）に対応し、時間に依存しない補正値として用いられる。位相誤差補正値ｍ_Ｐ，ｋは下式（１２）により求められる。

なお、式（４）の比例項において積分計算が行われないのは、図２の位相同期回路４３がシリアル型の回路であり１個の受信信号を逐次処理する回路であるためである。図８の位相同期回路４３はＮ個の受信信号を並列して処理する回路であるから、式（１２）の比例項にはＮ個の積分計算が含まれる。

周波数誤差補正値ｍ_Ｉ，ｋは、式（４）の積分項（μＫ_ＩΣｄ_ｉ）に対応し、時間に依存する補正値として用いられる。周波数誤差補正値ｍ_Ｉ，ｋは下式（１３）により求められる。

ループフィルタ２１３は、比例項の値である位相誤差補正値ｍ_Ｐ，ｋと、積分項の値である周波数誤差補正値ｍ_Ｉ，ｋとをそれぞれNCO２１４に出力する。ループフィルタ２１３からは、位相オフセットの更新に用いられる補正値として、時間に依存しない補正値と、時間に依存する補正値とが、それぞれ分離して出力されることになる。ループフィルタ２１３は、位相誤差に基づいて、Ｎ個の受信信号の位相誤差の和に比例する値である位相誤差補正値ｍ_ｐ，ｋと、受信された全ての受信信号の位相誤差の和に比例する値である周波数誤差補正値ｍ_Ｉ，ｋとを求める計算手段として機能する。

NCO２１４は、ループフィルタ２１３から供給された位相誤差補正値ｍ_Ｐ，ｋと周波数誤差補正値ｍ_Ｉ，ｋに基づいて、下式（１４）に従って位相オフセットφ_ｋ＋１を計算する。ｉは、１以上、Ｎ未満の整数である。

NCO２１４は、計算した位相オフセットφ_ｋ，・・・，φ_{ｋ−Ｎ−２}，φ_{ｋ−Ｎ−１}を一括して補間FIRフィルタ２１１に出力する。NCO２１４は、位相オフセットφ_ｋ＋ｉを、φ_ｋに、位相誤差補正値ｍ_ｐ，ｋと、周波数誤差補正値ｍ_Ｉ，ｋにμ≡Ｔ_ｓ／Ｔ_ｐを加算した値のｉ倍の値とを加算し、加算結果からｉを減算し、減算結果をμ＋ｍ_Ｉ，ｋで割って得られた剰余に基づいて求める計算手段として機能する。

また、NCO２１４は、受信シンボルｙ_ｋ，・・・，ｙ_{ｋ−Ｎ−２}，ｙ_{ｋ−Ｎ−１}に対するイネーブル信号ｅ_ｋ，・・・，ｅ_{ｋ−Ｎ−２}，ｅ_{ｋ−Ｎ−１}を下式（１５）に従ってそれぞれ求め、出力する。NCO２１４から出力されたイネーブル信号ｅ_ｋ，・・・，ｅ_{ｋ−Ｎ−２}，ｅ_{ｋ−Ｎ−１}は位相誤差検出回路２１２に供給されるとともに、端子２０３から外部に出力される。

式（１４）と（１５）によって表されるアルゴリズムは、任意の正の整数Ｎにおいて成り立ち、位相オフセットとイネーブル信号を共に並列に計算することができるアルゴリズムになっている。イネーブル信号の値は、推定される受信シンボルの位相に対する受信信号の位相の差が、０以上１未満のサンプル周期Ｔ_ｐに相当する範囲にある場合に１になる。

式（１５）を用いたイネーブル信号の値の計算は、任意の正の整数Ｎにおいて、位相オフセットの計算式として式（９）を用いた場合にも適用することが可能である。

図９は、図８のNCO２１４の回路構成の例を示す図である。

ループフィルタ２１３から出力された周波数誤差補正値ｍ_Ｉ，ｋは端子２２２に入力され、加算回路２５１−１乃至２５１−Ｎにそれぞれ供給される。加算回路２５１−１乃至２５１−Ｎには、NCO２１４に対する設定値であるμ−１も端子２２１から供給される。位相誤差補正値ｍ_Ｐ，ｋは端子２２３に入力され、加算回路２５２に供給される。

加算回路２５１−１乃至２５１−Ｎは、それぞれ、周波数誤差補正値ｍ_Ｉ，ｋとμ−１を加算し、加算結果を表すＭ−１ビットを出力する。加算回路２５１−１乃至２５１−Ｎによる加算結果は、それぞれ信号処理回路２５３−１乃至２５３−Ｎに供給される。

加算回路２５２は、位相誤差補正値ｍ_Ｐ，ｋと、バッファ２５４に保持されているφ_ｋを加算し、加算結果を表すＭビットを出力する。加算回路２５２による加算結果は信号処理回路２５３−１乃至２５３−Ｎに供給される。

信号処理回路２５３−１は、ｉを１として、加算回路２５１−１による加算結果と加算回路２５２による加算結果に基づいて式（１４）の計算を行い、計算結果としての剰余を表すＭビットを出力する。加算回路２５１−１による加算結果が式（１４）のｉ・（ｍ_Ｉ，ｋ＋μ）−ｉの値を表し、加算回路２５２による加算結果が式（１４）のφ_ｋ＋ｍ_Ｐ，ｋの値を表す。

信号処理回路２５３−１から出力されたＭビットのうちの最上位ビットは反転回路２５５−１において反転された後、イネーブル信号ｅ_ｋ＋１として端子２４１−１から出力される。また、最上位ビットに続くＭ−１ビットは、位相オフセットφ_ｋ＋１として端子２４２−１から出力される。

信号処理回路２５３−２は、ｉを２として、加算回路２５１−２による加算結果と加算回路２５２による加算結果に基づいて式（１４）の計算を行い、計算結果としての剰余を表すＭビットを出力する。

信号処理回路２５３−２から出力されたＭビットのうちの最上位ビットは反転回路２５５−２において反転された後、イネーブル信号ｅ_ｋ＋２として端子２４１−２から出力される。また、最上位ビットに続くＭ−１ビットは、位相オフセットφ_ｋ＋２として端子２４２−２から出力される。

同様に、信号処理回路２５３−Ｎは、ｉをＮとして、加算回路２５１−Ｎによる加算結果と加算回路２５２による加算結果に基づいて式（１４）の計算を行い、計算結果としての剰余を表すＭビットを出力する。

信号処理回路２５３−Ｎから出力されたＭビットはバッファ２５４に供給され、保持される。また、信号処理回路２５３−Ｎから出力されたＭビットのうちの最上位ビットは反転回路２５５−Ｎにおいて反転された後、イネーブル信号ｅ_ｋ＋Ｎとして端子２４１−Ｎから出力され、最上位ビットに続くＭ−１ビットは、位相オフセットφ_ｋ＋Ｎとして端子２４２−Ｎから出力される。

イネーブル信号の値として、推定される受信シンボルの位相に対する受信信号の位相の差が−１より大きく０以下のサンプル周期Ｔ_ｐに相当する範囲にある場合に１が出力されるようにすることも可能である。この場合、位相オフセットφ’_ｋ＋ｉは下式（１６）に従って求められ、イネーブル信号ｅ_ｋ＋１は下式（１７）に従って求められる。

この場合のNCO２１４の回路構成は、位相オフセットφ’_ｋ＋ｉを式（１６）に従って求め、イネーブル信号ｅ_ｋ＋１を式（１７）に従って求める構成になる。

図１０は、受信信号、受信シンボル、位相オフセット、位相誤差補正値、周波数誤差補正値のそれぞれの位相の関係を示す図である。

図１０の横軸は位相を表す。白丸は受信信号の位相を表し、バツ印は推定される受信シンボルの位相を表す。φ_ｋは、推定される受信シンボルの位相に対する、受信信号の位相の正方向の位相差を表し、φ’_ｋは、推定される受信シンボルの位相に対する、受信信号の位相の逆方向の位相差を表す。

また、実数ａ（−１≦ａ≦０）と、位相オフセットφ_ｋ＋ｉとを用いて、イネーブル信号ｅ_ｋ＋１が下式（１８）に従って、または下式（１９）に従って更新されるようにすることも可能である。

例えば、式（１８）または（１９）に従って求められたイネーブル信号ｅ_ｋ＋１が補間FIRフィルタ２１１に供給される場合、補間FIRフィルタ２１１による補間処理は、イネーブル信号ｅ_ｋ＋１の値が１である場合にのみ行われる。

すなわち、式（１９）が用いられる場合には、位相オフセットφ_ｋ＋ｉが、ａ（時間Ｔ_ｒ（−Ｔ_ｐ≦Ｔ_ｒ≦０））以上、１＋ａ（時間Ｔ_ｒ＋Ｔ_ｐ）未満に相当する補正量であるときに補間処理が行われる。また、式（１８）が用いられる場合には、位相オフセットφ_ｋ＋ｉが、ａより大きく、１＋ａ以下に相当する補正量であるときに補間処理が行われる。

［受信装置の動作］
ここで、図１１のフローチャートを参照して、図８の位相同期回路４３を有する受信装置２の処理について説明する。

図１１の処理は、受信側RF回路３２からA/Dコンバータ４１にアナログベースバンド信号が供給されたときに開始される。図１１に示す各ステップの処理は、適宜、他のステップの処理と並行して、または順序を変えて行われる。

ステップＳ１において、A/Dコンバータ４１は、受信側RF回路３２から供給されたアナログベースバンド信号のサンプリングをサンプル周期Ｔ_ｐで行う。

ステップＳ２において、受信フィルタ４２は、A/Dコンバータ４１から供給された受信信号に対してフィルタリングを施す。

ステップＳ３において、位相同期回路４３の補間FIRフィルタ２１１は、それぞれの受信信号用のものとしてNCO２１４から供給された位相オフセットを用いて補間処理を行い、Ｎ個の受信信号からＭ個の受信シンボルを求める。

ステップＳ４において、位相誤差検出回路２１２は、補間FIRフィルタ２１１から出力された受信シンボルと、NCO２１４から供給されたイネーブル信号に基づいてそれぞれの受信信号の位相誤差を検出する。

ステップＳ５において、ループフィルタ２１３は、位相誤差検出回路２１２により検出された位相誤差に基づいて、式（１２）に従って位相誤差補正値ｍ_Ｐ，ｋを求め、式（１３）に従って周波数誤差補正値ｍ_Ｉ，ｋを求める。

ステップＳ６において、NCO２１４は、位相誤差補正値ｍ_Ｐ，ｋと周波数誤差補正値ｍ_Ｉ，ｋに基づいて、式（１４）に従って位相オフセットφ_ｋ＋１を求め、式（１５）に従ってイネーブル信号を求める。NCO２１４は、位相オフセットφ_ｋ，・・・，φ_{ｋ−Ｎ−２}，φ_{ｋ−Ｎ−１}を補間FIRフィルタ２１１に出力するとともに、イネーブル信号ｅ_ｋ，・・・，ｅ_{ｋ−Ｎ−２}，ｅ_{ｋ−Ｎ−１}を出力する。

ステップＳ７において、復調回路４４は、受信シンボルを復調し、受信データを誤り訂正符号復号回路４５に出力する。

ステップＳ８において、誤り訂正符号復号回路４５は、受信データの誤り訂正を行い、誤り訂正後の受信データを外部に出力する。その後、ステップＳ１に戻り、以上の処理が繰り返される。

以上の処理により、Ｎを２以上の任意の整数として、Ｎ並列化位相同期回路において位相オフセットとイネーブル信号をそれぞれ並列に求めることが可能になる。

［シミュレーション結果］
図９に示す回路構成を有するNCO２１４により更新される位相オフセットを用いて受信信号の位相同期を行った場合（本手法で位相同期を行った場合）のシミュレーション結果について説明する。

図１２は、周波数誤差の無い状態で、サンプル周期Ｔ_ｐで規格化した値で0.5の初期位相誤差を与え、各時刻における位相補正値（位相オフセット）の累積値をプロットしたグラフである。

図１２の横軸は受信シンボル時刻を表し、縦軸は位相補正値の累積値を表す。「×」は、特許文献２に記載の技術を用いて位相同期を行った場合（従来手法で位相同期を行った場合）の結果を示し、「＋」は、本手法で位相同期を行った場合の結果を示す。

初期位相誤差に追従するのに要する時間は、位相補正値の累積値が-0.5に収束する時間となる。図１２に示すように、本手法で位相同期を行った場合には45受信シンボル周期目で収束しているのに対して、従来手法で位相同期を行った場合には90受信シンボル周期目で収束している。本手法によれば、従来手法に較べてほぼ半分の時間で収束し、追従性能が改善されていることがわかる。

なお、図１２において、本手法で位相同期を行った場合に位相補正値の累積値が連続的に変化していないことは、ループフィルタ２１３から出力される比例項の位相誤差補正値ｍ_Ｐ，ｋに基づいて、瞬時的に変化するように位相オフセットが更新されていることを表す。

図１３は、周波数誤差に対する追従性能を示すグラフである。

図１３の横軸は周波数誤差を表し、縦軸は収束するまでにかかったシンボル数を表す。収束するまでにかかったシンボル数nは、n以降の2n個の受信シンボルの出力値が、正しい受信シンボルの値から20%以内の範囲に収まる数とする。

50000シンボル以内で収束させることが可能な周波数誤差の範囲に注目した場合、従来手法によって収束させることが可能な周波数誤差の範囲は約3.6%の範囲であり、本手法によって収束させることが可能な周波数誤差の範囲は約6.1%の範囲である。本手法の方が、収束させることが可能な周波数誤差の範囲が約69%拡大していることになる。

以上のように、Ｎ並列化位相同期回路である図８の位相同期回路４３においては、シンボル周期と非同期でサンプリングされた受信信号の位相の補正をＮシンボル分並列して行うことができ、より迅速に位相を同期させることが可能になる。

以上においては、図８の位相同期回路４３が、無線通信システムを構成する受信装置２に設けられるものとしたが、記録装置によりデータが記録された記録媒体を再生する再生装置に設けられるようにしてもよい。

［コンピュータの構成例］
上述した一連の処理は、ハードウェアにより実行することもできるし、ソフトウェアにより実行することもできる。一連の処理をソフトウェアにより実行する場合には、そのソフトウェアを構成するプログラムが、専用のハードウェアに組み込まれているコンピュータ、または汎用のパーソナルコンピュータなどに、プログラム記録媒体からインストールされる。

図１４は、上述した一連の処理をプログラムにより実行するコンピュータのハードウェアの構成例を示すブロック図である。

CPU(Central Processing Unit)３０１、ROM(Read Only Memory)３０２、RAM(Random Access Memory)３０３は、バス３０４により相互に接続されている。

バス３０４には、さらに、入出力インタフェース３０５が接続されている。入出力インタフェース３０５には、キーボード、マウスなどよりなる入力部３０６、ディスプレイ、スピーカなどよりなる出力部３０７が接続される。また、入出力インタフェース３０５には、ハードディスクや不揮発性のメモリなどよりなる記憶部３０８、ネットワークインタフェースなどよりなる通信部３０９、リムーバブルメディア３１１を駆動するドライブ３１０が接続される。

以上のように構成されるコンピュータでは、CPU３０１が、例えば、記憶部３０８に記憶されているプログラムを入出力インタフェース３０５及びバス３０４を介してRAM３０３にロードして実行することにより、上述した一連の処理が行われる。

CPU３０１が実行するプログラムは、例えばリムーバブルメディア３１１に記録して、あるいは、ローカルエリアネットワーク、インターネット、デジタル放送といった、有線または無線の伝送媒体を介して提供され、記憶部３０８にインストールされる。

なお、コンピュータが実行するプログラムは、本明細書で説明する順序に沿って時系列に処理が行われるプログラムであっても良いし、並列に、あるいは呼び出しが行われたとき等の必要なタイミングで処理が行われるプログラムであっても良い。

本発明の実施の形態は、上述した実施の形態に限定されるものではなく、本発明の要旨を逸脱しない範囲において種々の変更が可能である。

２ 受信装置， ３１ アンテナ， ３２ 受信側RF回路， ３３ 受信側ベースバンドブロック， ４１ A/Dコンバータ， ４２ 受信フィルタ， ４３ 位相同期回路， ４４ 復調回路， ４５ 誤り訂正符号復号回路， ２１１ 補間FIRフィルタ， ２１２ 位相誤差検出回路， ２１３ ループフィルタ， ２１４ NCO

Claims (7)

1. 他の装置から出力されたデータを表すアナログベースバンド信号の離散サンプルを周期Ｔ_ｐで行うサンプリング手段と、
   前記離散サンプルを行うことによって得られたＮ（Ｎは２以上の整数）個の受信信号の位相の、推定される、周期Ｔ_ｓのＭ（Ｍは０以上、Ｎ以下の整数）個の受信シンボルの位相に対する誤差である位相誤差を検出する位相誤差検出手段と、
   前記位相誤差検出手段により検出された前記位相誤差に基づいて、Ｎ個の受信信号の位相誤差の和に比例する値であるｍ_ｐ，ｋと、受信された全ての受信信号の位相誤差の和に比例する値であるｍ_Ｉ，ｋとを求める第１の計算手段と、
   Ｎ個のそれぞれの受信信号の位相の補正量を表す位相オフセットφ_ｋ＋ｉ（ｉは１以上、Ｎ以下の整数）を、φ_ｋに、前記第１の計算手段により求められたｍ_ｐ，ｋと、前記第１の計算手段により求められたｍ_Ｉ，ｋにμ≡Ｔ_ｓ／Ｔ_ｐを加算した値のｉ倍の値とを加算し、加算結果からｉを減算し、減算結果をμ＋ｍ_Ｉ，ｋで割って得られた剰余に基づいて求める第２の計算手段と、
   前記第２の計算手段により求められた位相オフセットφ_ｋ＋ｉに基づいて前記Ｎ個の受信信号を補間することによって前記Ｍ個の受信シンボルをＮ・Ｔ_ｐ時刻毎に一括して求める補間手段と
   を備える位相同期装置。
2. 前記補間手段は、前記受信信号の位相の補正を、前記第２の計算手段により求められた位相オフセットφ_ｋ＋ｉが、時間Ｔ_ｒ（−Ｔ_ｐ≦Ｔ_ｒ≦０）以上、時間Ｔ_ｒ＋Ｔ_ｐ未満に相当する補正量である場合、もしくは、時間Ｔ_ｒより大きく、時間Ｔ_ｒ＋Ｔ_ｐ以下に相当する補正量である場合に行う
   請求項１に記載の位相同期装置。
3. 他の装置から出力されたデータを表すアナログベースバンド信号の離散サンプルを周期Ｔ_ｐで行い、
   前記離散サンプルを行うことによって得られたＮ（Ｎは２以上の整数）個の受信信号の位相の、推定される、周期Ｔ_ｓのＭ（Ｍは０以上、Ｎ以下の整数）個の受信シンボルの位相に対する誤差である位相誤差を検出し、
   検出した前記位相誤差に基づいて、Ｎ個の受信信号の位相誤差の和に比例する値であるｍ_ｐ，ｋと、受信された全ての受信信号の位相誤差の和に比例する値であるｍ_Ｉ，ｋとを求め、
   Ｎ個のそれぞれの受信信号の位相の補正量を表す位相オフセットφ_ｋ＋ｉ（ｉは１以上、Ｎ以下の整数）を、φ_ｋに、求めたｍ_ｐ，ｋと、求めたｍ_Ｉ，ｋにμ≡Ｔ_ｓ／Ｔ_ｐを加算した値のｉ倍の値とを加算し、加算結果からｉを減算し、減算結果をμ＋ｍ_Ｉ，ｋで割って得られた剰余に基づいて求め、
   求めた位相オフセットφ_ｋ＋ｉに基づいて前記Ｎ個の受信信号を補間することによって前記Ｍ個の受信シンボルをＮ・Ｔ_ｐ時刻毎に一括して求める
   ステップを含む位相同期方法。
4. 他の装置から出力されたデータを表すアナログベースバンド信号の離散サンプルを周期Ｔ_ｐで行い、
   前記離散サンプルを行うことによって得られたＮ（Ｎは２以上の整数）個の受信信号の位相の、推定される、周期Ｔ_ｓのＭ（Ｍは０以上、Ｎ以下の整数）個の受信シンボルの位相に対する誤差である位相誤差を検出し、
   検出した前記位相誤差に基づいて、Ｎ個の受信信号の位相誤差の和に比例する値であるｍ_ｐ，ｋと、受信された全ての受信信号の位相誤差の和に比例する値であるｍ_Ｉ，ｋとを求め、
   Ｎ個のそれぞれの受信信号の位相の補正量を表す位相オフセットφ_ｋ＋ｉ（ｉは１以上、Ｎ以下の整数）を、φ_ｋに、求めたｍ_ｐ，ｋと、求めたｍ_Ｉ，ｋにμ≡Ｔ_ｓ／Ｔ_ｐを加算した値のｉ倍の値とを加算し、加算結果からｉを減算し、減算結果をμ＋ｍ_Ｉ，ｋで割って得られた剰余に基づいて求め、
   求めた位相オフセットφ_ｋ＋ｉに基づいて前記Ｎ個の受信信号を補間することによって前記Ｍ個の受信シンボルをＮ・Ｔ_ｐ時刻毎に一括して求める
   ステップを含む処理をコンピュータに実行させるプログラム。
5. 他の装置から出力されたデータを表すアナログベースバンド信号の離散サンプルを周期Ｔ_ｐで行うサンプリング手段と、
   前記離散サンプルを行うことによって得られたＮ（Ｎは２以上の整数）個の受信信号の位相の、推定される、周期Ｔ_ｓのＭ（Ｍは０以上、Ｎ以下の整数）個の受信シンボルの位相に対する誤差である位相誤差を検出する位相誤差検出手段と、
   前記位相誤差検出手段により検出された前記位相誤差に基づいて、Ｎ個の受信信号の位相誤差の和に比例する値であるｍ_ｐ，ｋと、受信された全ての受信信号の位相誤差の和に比例する値であるｍ_Ｉ，ｋとを求める第１の計算手段と、
   Ｎ個のそれぞれの受信信号の位相の補正量を表す位相オフセットφ_ｋ＋ｉ（ｉは１以上、Ｎ以下の整数）を、φ_ｋに、ｉを加算し、加算結果から、前記第１の計算手段により求められたｍ_ｐ，ｋを減算し、減算結果を、前記第１の計算手段により求められたｍ_Ｉ，ｋにμ≡Ｔ_ｓ／Ｔ_ｐを加算した値で割って得られた剰余に基づいて求める第２の計算手段と、
   前記第２の計算手段により求められた位相オフセットφ_ｋ＋ｉに基づいて前記Ｎ個の受信信号を補間することによって前記Ｍ個の受信シンボルをＮ・Ｔ_ｐ時刻毎に一括して求める補間手段と
   を備える位相同期装置。
6. 他の装置から出力されたデータを表すアナログベースバンド信号の離散サンプルを周期Ｔ_ｐで行い、
   前記離散サンプルを行うことによって得られたＮ（Ｎは２以上の整数）個の受信信号の位相の、推定される、周期Ｔ_ｓのＭ（Ｍは０以上、Ｎ以下の整数）個の受信シンボルの位相に対する誤差である位相誤差を検出し、
   検出した前記位相誤差に基づいて、Ｎ個の受信信号の位相誤差の和に比例する値であるｍ_ｐ，ｋと、受信された全ての受信信号の位相誤差の和に比例する値であるｍ_Ｉ，ｋとを求め、
   Ｎ個のそれぞれの受信信号の位相の補正量を表す位相オフセットφ_ｋ＋ｉ（ｉは１以上、Ｎ以下の整数）を、φ_ｋに、ｉを加算し、加算結果から、求めたｍ_ｐ，ｋを減算し、減算結果を、求めたｍ_Ｉ，ｋにμ≡Ｔ_ｓ／Ｔ_ｐを加算した値で割って得られた剰余に基づいて求め、
   求めた位相オフセットφ_ｋ＋ｉに基づいて前記Ｎ個の受信信号を補間することによって前記Ｍ個の受信シンボルをＮ・Ｔ_ｐ時刻毎に一括して求める
   ステップを含む位相同期方法。
7. 他の装置から出力されたデータを表すアナログベースバンド信号の離散サンプルを周期Ｔ_ｐで行い、
   前記離散サンプルを行うことによって得られたＮ（Ｎは２以上の整数）個の受信信号の位相の、推定される、周期Ｔ_ｓのＭ（Ｍは０以上、Ｎ以下の整数）個の受信シンボルの位相に対する誤差である位相誤差を検出し、
   検出した前記位相誤差に基づいて、Ｎ個の受信信号の位相誤差の和に比例する値であるｍ_ｐ，ｋと、受信された全ての受信信号の位相誤差の和に比例する値であるｍ_Ｉ，ｋとを求め、
   Ｎ個のそれぞれの受信信号の位相の補正量を表す位相オフセットφ_ｋ＋ｉ（ｉは１以上、Ｎ以下の整数）を、φ_ｋに、ｉを加算し、加算結果から、求めたｍ_ｐ，ｋを減算し、減算結果を、求めたｍ_Ｉ，ｋにμ≡Ｔ_ｓ／Ｔ_ｐを加算した値で割って得られた剰余に基づいて求め、
   求めた位相オフセットφ_ｋ＋ｉに基づいて前記Ｎ個の受信信号を補間することによって前記Ｍ個の受信シンボルをＮ・Ｔ_ｐ時刻毎に一括して求める
   ステップを含む処理をコンピュータに実行させるプログラム。

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